本發(fā)明涉及電力電子技術(shù)領(lǐng)域，更具體地，涉及電能路由器和電能路由器子模塊。

背景技術(shù)：

隨著化石能源的不斷消耗，能源危機(jī)愈演愈烈，多種形式的新能源發(fā)電越來越受到人們的重視。由于各種新能源發(fā)電的電能形式各不相同，在接入電網(wǎng)時(shí)需要使用功能全面可靠、靈活性強(qiáng)的電能路由器作為樞紐。

電能路由器已經(jīng)有了一定時(shí)間的發(fā)展，其最主要的幾項(xiàng)功能，四象限運(yùn)行、功率雙向、完全可控等，在目前已有的解決方案中基本都能夠?qū)崿F(xiàn)。除了其本身的功能實(shí)現(xiàn)外，功率開關(guān)利用情況也成為電能路由器的發(fā)展研究道路上的主要制約。開關(guān)器件利用率是衡量系統(tǒng)設(shè)計(jì)是否高效、結(jié)構(gòu)是否合理的重要指標(biāo)。雖然已經(jīng)有多種電能路由器的實(shí)現(xiàn)方案被提出，但現(xiàn)有的電能路由器的電路結(jié)構(gòu)僅以實(shí)現(xiàn)基本功能為主要目標(biāo)，而沒有考慮到開關(guān)器件利用率這一衡量電路性能的因素，因而無法確保高開關(guān)器件利用率，從而造成開關(guān)器件使用的不匹配與浪費(fèi)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是解決上述問題，提出一種電能路由器，其能夠在實(shí)現(xiàn)電能路由器基本功能的同時(shí)提高開關(guān)器件的利用率。

本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種用于構(gòu)成上述電能路由器的電能路由器子模塊。

根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，提出一種電能路由器，其特征在于，包括：

級(jí)聯(lián)的子模塊，

每個(gè)所述子模塊包括整流級(jí)與隔離級(jí)，其中：

所述整流級(jí)采用二極管箝位三電平全橋結(jié)構(gòu)，

所述隔離級(jí)包括dc-dc變換器，該dc-dc變換器包括原邊、副邊和變壓器，其中所述原邊采用二極管箝位三電平半橋結(jié)構(gòu)，該二極管箝位三電平半橋的直流側(cè)與所述整流級(jí)的直流母線相連。

通過采用上述電路結(jié)構(gòu)，提高了整流級(jí)電路與dc-dc變換器原邊的開關(guān)器件選型匹配程度與接近程度，減少因器件電流等級(jí)不匹配而造成的開關(guān)器件浪費(fèi)，從而提高開關(guān)器件利用率。

可選地，所述dc-dc變換器的副邊采用h橋結(jié)構(gòu)。

可選地，所述dc-dc變換器的副邊采用二極管箝位三電平半橋結(jié)構(gòu)。

通過根據(jù)高壓側(cè)與低壓側(cè)的直流母線電壓比將dc-dc變換器的副邊電路結(jié)構(gòu)確定為上述結(jié)構(gòu)之一，由于變壓器兩側(cè)電壓等級(jí)接近，使得變壓器兩側(cè)開關(guān)器件流過的最大電流相近，從而提高器件匹配程度，減少因器件電流等級(jí)不匹配而造成的器件浪費(fèi)，提高開關(guān)器件利用率。

可選地，所述dc-dc變換器為隔離雙向dc-dc變換器，所述變壓器為高頻隔離變壓器，所述二極管箝位三電平半橋的直流側(cè)與所述整流級(jí)共用兩個(gè)串聯(lián)連接的母線電容，該二極管箝位三電平半橋的輸出端和所述兩個(gè)母線電容的中點(diǎn)分別與高頻隔離變壓器原邊繞組的兩個(gè)抽頭相連接，所述h橋兩橋臂的輸出端分別與高頻隔離變壓器副邊繞組的兩個(gè)抽頭相連接，其直流側(cè)由直流母線電容穩(wěn)壓。

可選地，所述dc-dc變換器為隔離雙向dc-dc變換器，所述變壓器為高頻隔離變壓器，所述dc-dc變換器原邊的二極管箝位三電平半橋的直流側(cè)與所述整流級(jí)共用兩個(gè)串聯(lián)連接的母線電容，該二極管箝位三電平半橋的輸出端和所述兩個(gè)母線電容的中點(diǎn)分別與高頻隔離變壓器原邊繞組的兩個(gè)抽頭相連接，所述dc-dc變換器副邊的交流側(cè)正負(fù)極性端子分別與高頻隔離變壓器副邊繞組的兩個(gè)抽頭相連接，其直流側(cè)由兩個(gè)串聯(lián)連接的電容穩(wěn)壓。

可選地，所述dc-dc變換器中的開關(guān)器件使用碳化硅(sic)功率模塊。

碳化硅器件的開關(guān)損耗大大低于硅基器件，適合用于高頻工作(20khz以上)的隔離雙向dc-dc變換器。在隔離雙向dc-dc變換器中選取碳化硅器件，可以提高開關(guān)器件與工作模式的匹配程度，降低損耗，提高系統(tǒng)整體效率。

可選地，所述級(jí)聯(lián)的子模塊中的整流級(jí)構(gòu)成二極管箝位三電平全橋級(jí)聯(lián)形式，并且，所述級(jí)聯(lián)的子模塊中的dc-dc變換器副邊的直流母線并聯(lián)連接，作為直流輸出端口。

可選地，該電能路由器包括三相橋臂，每一相橋臂由所述級(jí)聯(lián)的子模塊組成，三相橋臂采用y型連接，一端連接至一共同點(diǎn)，另一端分別于三相電網(wǎng)連接。

可選地，該電能路由器還包括與所述直流輸出端口相連接的三相四橋臂逆變器，該三相四橋臂逆變器的四個(gè)橋臂分別作為中性點(diǎn)橋臂和三個(gè)輸出橋臂，每個(gè)輸出橋臂與中性點(diǎn)橋臂組成獨(dú)立的220v交流端口。

根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)方面，提出一種電能路由器子模塊，用于構(gòu)成如前面所述的電能路由器。

綜上所述，本發(fā)明以電能路由器需實(shí)現(xiàn)的功能作為基礎(chǔ)，在實(shí)現(xiàn)必要功能的前提下，通過對(duì)各部分電路拓?fù)涮匦?、子模塊工作模式以及器件性能的分析，設(shè)計(jì)特定的電路及器件組合，提高開關(guān)器件的利用率以及系統(tǒng)效率。其優(yōu)點(diǎn)在于，在相同的功率容量下，本發(fā)明所提出的組合電路對(duì)系統(tǒng)中所使用的開關(guān)器件利用更加充分，整體效率更高。

附圖說明

通過結(jié)合附圖對(duì)實(shí)施例的描述，可以更好地理解本發(fā)明的上述和其他特征及優(yōu)點(diǎn)。

圖1為本發(fā)明實(shí)施例的電能路由器的系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)圖；

圖2為圖1中子模塊的整流級(jí)電路圖；

圖3為圖1中子模塊的隔離級(jí)的第一種結(jié)構(gòu)的電路圖；

圖4為圖1中子模塊的隔離級(jí)的第二種結(jié)構(gòu)的電路圖；

圖5為使用單移相控制的隔離雙向dc-dc變換器的典型電壓及漏感電流波形圖；

圖6為圖1中的三相四橋臂逆變器的電路圖；

圖7為本發(fā)明的一個(gè)具體例子的系統(tǒng)電路圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖詳細(xì)描述本發(fā)明的實(shí)施例。這些實(shí)施例僅是示意性的，旨在用于解釋本發(fā)明，而不應(yīng)該被理解為對(duì)本發(fā)明的限制。附圖中相同或相似的附圖標(biāo)記表示相同或相似的部件

圖1示出了本發(fā)明實(shí)施例的電能路由器100的系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)圖。該電能路由器100包括三相y型連接的子模塊級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)。每個(gè)子模塊包括整流級(jí)(由整流器200表示)和隔離級(jí)(由dc-dc變換器300表示)。將整流級(jí)與隔離級(jí)整合在一起組成子模塊可以提高系統(tǒng)的模塊化程度。

三相橋臂中的每相橋臂由子模塊級(jí)聯(lián)連接而組成，即，每個(gè)子模塊輸入端子中的上部端子與前一級(jí)的下部端子相連，下部端子與后一級(jí)的上部端子相連。橋臂交流側(cè)電壓等于橋臂包含的所有子模塊電壓之和，橋臂中每個(gè)子模塊交流側(cè)電流均相同，等于電網(wǎng)側(cè)的輸入電流。三相橋臂通過y型接法連接，即三個(gè)橋臂一端連接至一共同點(diǎn)，另一端分別與三相電網(wǎng)連接。所有子模塊中dc-dc變換器300的低壓側(cè)的直流母線并聯(lián)輸出，作為整個(gè)系統(tǒng)的直流輸出端口。

根據(jù)一個(gè)實(shí)施例，電能路由器100還可以包括連接到直流輸出端口的三相四橋臂逆變器600。該三相四橋臂逆變器600的四個(gè)橋臂分別作為中性點(diǎn)橋臂和三個(gè)輸出橋臂，每個(gè)輸出橋臂與中性點(diǎn)橋臂組成獨(dú)立的220v交流端口。

圖2示出了圖1中子模塊的整流級(jí)(表示為整流器200)的電路圖。由于整流級(jí)電網(wǎng)電流僅由電網(wǎng)電壓、系統(tǒng)運(yùn)行功率以及功率因數(shù)決定，與整流級(jí)電壓、橋臂子模塊串聯(lián)數(shù)及整流級(jí)電路結(jié)構(gòu)等因素?zé)o關(guān)，又由于整流級(jí)的級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)，電網(wǎng)電流與子模塊中整流級(jí)部分的電流相等，因此整流級(jí)電流與整流級(jí)電壓、橋臂子模塊串聯(lián)數(shù)及整流級(jí)電路結(jié)構(gòu)等因素?zé)o關(guān)。為提高等效開關(guān)頻率，降低濾波電感需求，同時(shí)保證一定的簡(jiǎn)單性、可靠性及易實(shí)施性，本發(fā)明實(shí)施例的整流級(jí)采用二極管箝位三電平全橋結(jié)構(gòu)。

更具體地，如圖2所示，本發(fā)明實(shí)施例的每一個(gè)子模塊中的整流級(jí)包括八個(gè)開關(guān)器件與四個(gè)箝位二極管。將八個(gè)開關(guān)器件分別標(biāo)注為q11～q18，四個(gè)箝位二極管分別標(biāo)注為d11～d14，其中q11～q14，q15～q18分別串聯(lián)組成兩個(gè)橋臂，q11～q14依順序串聯(lián)連接，d11的陰極與q11的發(fā)射極和q12的集電極相連，d11的陽極與d12的陰極相連，d12的陽極與q13的發(fā)射極和q14的集電極相連。q11的集電極作為直流母線正極，q14的發(fā)射極作為直流母線負(fù)極。兩個(gè)串聯(lián)的電容c11與c12作為直流母線的穩(wěn)壓電容，c11的正極與高壓側(cè)直流母線正極相連，c11的負(fù)極與c12的正極相連，c12的負(fù)極與高壓側(cè)直流母線的負(fù)極相連。d11的陽極和d12的陰極與兩個(gè)串聯(lián)電容c11和c12的中點(diǎn)相連，作為三電平橋臂的中性點(diǎn)。q12的發(fā)射極和q13的集電極作為整流級(jí)交流側(cè)的正極性端子。q15～q18及d13～d14采用相同的連接方法，組成另一個(gè)三電平橋臂。q15的集電極與直流母線正極相連，q18的發(fā)射極與直流母線的負(fù)極相連，d13的陽極和d14的陰極與兩個(gè)母線穩(wěn)壓串聯(lián)電容c11和c12的中點(diǎn)相連，作為三電平橋臂的中性點(diǎn)。q16的發(fā)射極與q17的集電極作為整流級(jí)交流側(cè)的負(fù)極性端子。高壓側(cè)直流母線由直流穩(wěn)壓電容c11和c12來維持直流母線電壓。直流母線正極和直流母線負(fù)極分別作為整流級(jí)直流側(cè)的正負(fù)極性輸出端子。每一個(gè)子模塊的交流側(cè)正極性端子與前一個(gè)子模塊的交流側(cè)負(fù)極性端子相連接，交流側(cè)負(fù)極性端子與后一個(gè)子模塊的交流側(cè)正極性端子相連接，形成級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)。三相橋臂中各自最后一個(gè)子模塊的負(fù)極性端子相連接，作為中性點(diǎn)；三相橋臂中各自第一個(gè)子模塊的正極性端子作為各相與電網(wǎng)的連接點(diǎn)，與電網(wǎng)各相相連接。該整流級(jí)電路嵌入子模塊中，每一個(gè)單獨(dú)的二極管箝位三電平全橋與后面連接的dc-dc變換器300共同組成一個(gè)子模塊，再由上述的子模塊整流級(jí)接口的連接方式而形成三電平全橋級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)。

圖3和圖4為圖1中子模塊的隔離級(jí)(表示為dc-dc變換器300)的兩種結(jié)構(gòu)的電路圖。該dc-dc變換器300，優(yōu)選為隔離雙向dc-dc變換器，包括三部分，即高壓側(cè)橋臂、高頻隔離變壓器t、以及低壓側(cè)橋臂。

在本發(fā)明的實(shí)施例中，整流級(jí)與隔離級(jí)高壓側(cè)共用直流母線，具有相同的直流母線電壓。根據(jù)隔離級(jí)的隔離雙向dc-dc變換器的單移相控制策略，及該控制策略下的典型變壓器電流波形，可以得到變壓器流過的電流最大值，即與之直接相連的器件上所流過的電流最大值。為使整流級(jí)與隔離級(jí)原邊的電流大小更相近，隔離級(jí)原邊采用二極管箝位型三電平結(jié)構(gòu)，三電平輸出端點(diǎn)與兩串聯(lián)電容的中點(diǎn)分別與隔離級(jí)中的高頻變壓器兩端子相連。這樣可以提高整流電路與隔離雙向dc-dc變換器原邊的器件選型匹配程度與接近程度，減少因開關(guān)器件電流等級(jí)不匹配而造成的器件浪費(fèi)，進(jìn)而提高開關(guān)器件利用率。

具體地，如圖3和圖4的左側(cè)所示，dc-dc變換器300的高壓側(cè)橋臂使用二極管箝位三電平半橋結(jié)構(gòu)，由四個(gè)碳化硅開關(guān)器件和兩個(gè)碳化硅箝位二極管組成。將四個(gè)開關(guān)器件分別標(biāo)為q21，q22，q23，q24，將兩個(gè)箝位二極管標(biāo)為d21和d22。q21的發(fā)射極與q22的集電極相連，q22的發(fā)射極與q23的集電極相連，q23的發(fā)射極與q24的集電極相連，d21的負(fù)極與q21的發(fā)射極相連，d21的正極與d22的負(fù)極相連，d22的正極與q23的發(fā)射極相連。q21的集電極作為高壓側(cè)直流母線的正極，q24的發(fā)射極作為高壓側(cè)直流母線的負(fù)極。高壓側(cè)與整流級(jí)共用直流母線，由電容c11和c12維持電壓。c11的負(fù)極與d21的正極相連，作為高壓側(cè)橋臂交流側(cè)的負(fù)極性端子，與高頻隔離變壓器t原邊線圈的負(fù)極性端子相連，q22的發(fā)射極作為高壓側(cè)橋臂交流側(cè)的正極性端子，經(jīng)外接電感與高頻隔離變壓器t原邊線圈的正極性端子相連。

為了進(jìn)一步提高開關(guān)器件利用率，本發(fā)明的實(shí)施例根據(jù)高壓側(cè)與低壓側(cè)直流母線的電壓比來確定隔離雙向dc-dc變換器的低壓側(cè)橋臂的結(jié)構(gòu)。具體地說，隔離級(jí)副邊直流母線電壓根據(jù)需求設(shè)計(jì)為確定值，為了使隔離級(jí)中變壓器原副邊電流大小更相近，根據(jù)高壓側(cè)與低壓側(cè)的直流母線電壓進(jìn)行相應(yīng)的電路結(jié)構(gòu)選擇。當(dāng)高壓側(cè)與低壓側(cè)電壓比接近1:1時(shí)，低壓側(cè)選擇與高壓側(cè)相同的二極管箝位型三電平結(jié)構(gòu)；當(dāng)高壓側(cè)與低壓側(cè)電壓比接近或高于2:1時(shí)，低壓側(cè)選擇h橋電路結(jié)構(gòu)。這樣，由于變壓器兩側(cè)電壓等級(jí)接近，使得變壓器兩側(cè)開關(guān)器件流過的最大電流相近，從而提高器件匹配程度，減少因器件電流等級(jí)不匹配而造成的器件浪費(fèi)，提高開關(guān)器件利用率。

具體地，如圖3所示，低壓側(cè)橋臂的結(jié)構(gòu)一為h橋結(jié)構(gòu)，由四個(gè)碳化硅開關(guān)器件組成。將四個(gè)開關(guān)器件分別標(biāo)注為q31,q32,q33,q34，其中q31和q32，q33和q34分別串聯(lián)組成兩個(gè)橋臂，q31的發(fā)射極與q32的集電極相連，同時(shí)與高頻變壓器t副邊線圈的正極性端子相連，q33的發(fā)射極與q34的集電極相連，同時(shí)與高頻變壓器t副邊線圈的負(fù)極性端子相連。q31的集電極與q33的集電極相連，作為h橋的直流母線正極，q32的發(fā)射極與q34的發(fā)射極相連，作為h橋的直流母線負(fù)極。直流母線正極與直流穩(wěn)壓電容c2的正極相接，直流母線負(fù)極與直流穩(wěn)壓電容c2的負(fù)極相接，由直流穩(wěn)壓電容c2來維持直流母線電壓。直流母線正極和直流母線負(fù)極分別作為隔離雙向dc-dc變換器低壓側(cè)直流母線正負(fù)極性輸出端子。

如圖4所示，低壓側(cè)橋臂的結(jié)構(gòu)二為二極管箝位三電平半橋結(jié)構(gòu)，由四個(gè)碳化硅開關(guān)器件及兩個(gè)碳化硅箝位二極管組成。將四個(gè)開關(guān)器件分別標(biāo)為q31，q32，q33，q34，將兩個(gè)箝位二極管標(biāo)為d31和d32。q31的發(fā)射極與q32的集電極相連，q32的發(fā)射極與q33的集電極相連，q33的發(fā)射極與q34的集電極相連，d31的負(fù)極與q31的發(fā)射極相連，d31的正極與d32的負(fù)極相連，d32的正極與q33的發(fā)射極相連。q31的集電極作為低壓側(cè)直流母線的正極，q34的發(fā)射極作為低壓側(cè)直流母線的負(fù)極。低壓側(cè)直流母線由兩個(gè)串聯(lián)的電容c21和c22維持電壓。c21的正極與低壓側(cè)直流母線正極相連，c21的負(fù)極與c22的正極相連，c22的負(fù)極與低壓側(cè)直流母線的負(fù)極相連。c21的負(fù)極與d31的正極相連，作為低壓側(cè)橋臂交流側(cè)的負(fù)極性端子，與高頻變壓器t的副邊線圈的負(fù)極性端子相連，q32的發(fā)射極作為低壓側(cè)橋臂交流側(cè)的正極性端子，與高頻變壓器t副邊線圈的正極性端子相連。

隔離雙向dc-dc變換器高壓側(cè)直流母線的正負(fù)極分別與整流級(jí)200的三電平全橋的直流母線正負(fù)極相連，共用直流母線。所有低壓側(cè)直流母線正極全部相連，負(fù)極全部相連，即所有隔離雙向dc-dc變換器300的低壓直流母線全部并聯(lián)連接。隔離級(jí)低壓側(cè)橋臂結(jié)構(gòu)由高壓側(cè)與低壓側(cè)直流母線的電壓比確定。當(dāng)電壓比接近1:1時(shí)，副邊采用圖4所示的結(jié)構(gòu)二；當(dāng)電壓比接近或大于2:1時(shí)，副邊采用圖3所示的結(jié)構(gòu)一。

如上所述，本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例根據(jù)隔離雙向dc-dc變換器工作頻率較高(20khz以上)的特性，選取碳化硅功率模塊作為隔離級(jí)高壓側(cè)和低壓側(cè)的開關(guān)器件。碳化硅器件的開關(guān)損耗大大低于硅基器件，適合用于高頻工作的隔離雙向dc-dc變換器。因此，在隔離雙向dc-dc變換器中選取碳化硅器件，可以提高開關(guān)器件與工作模式的匹配程度，降低損耗，提高系統(tǒng)整體效率。

圖5示出本發(fā)明實(shí)施例所使用的單移相控制下的隔離雙向dc-dc變換器300的典型電壓及漏感電流波形。根據(jù)電壓電流波形進(jìn)行推導(dǎo)計(jì)算，可以得出每個(gè)模塊正常工作時(shí)的傳輸功率表達(dá)式為

式(1)中pdc_dc為單個(gè)隔離雙向dc-dc變換器300的額定傳輸功率；n為高頻變壓器t原副邊匝數(shù)比；uh為高壓側(cè)直流母線電壓；ul為低壓側(cè)直流母線電壓；fdc_dc為隔離雙向dc-dc變換器300的額定工作頻率；l1為高頻變壓器t的漏感；d為額定調(diào)制移相比。

漏感設(shè)計(jì)值為

根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的漏感值和變壓器原副邊電壓，可以推導(dǎo)得到變壓器原邊電流最大值

式(3)中im_dcdc為隔離雙向dc-dc變換器高頻變壓器原邊電流最大值；k＝uh/(2nul)。

整流級(jí)電流可以直接由每相功率、相電壓及功率因數(shù)推導(dǎo)得到

式中im_conv為整流級(jí)電流最大值；pphase為每相額定傳輸總功率；uphase為相電壓有效值；為功率因數(shù)。

電網(wǎng)每相的電壓及功率與隔離雙向dc-dc變換器的電壓及功率有確定的關(guān)系：

pphase＝npdc_dc(5)

其中n為每相橋臂級(jí)聯(lián)子模塊個(gè)數(shù)；m為整流級(jí)調(diào)制比。

將典型設(shè)計(jì)參數(shù)，即k＝1、d＝0.3、m＝0.9、分別代入im_dcdc及im_conv的表達(dá)式中，可以得到兩部分的電流關(guān)系

對(duì)于高壓側(cè)采用h橋結(jié)構(gòu)的隔離雙向dc-dc變換器，整流級(jí)與隔離級(jí)電流最大值之比可計(jì)算得結(jié)果約為2。相比之下，由于本發(fā)明實(shí)施例采用了特定的電路組合，使整流級(jí)與隔離級(jí)電流的最大值之比約為1，從而在器件選擇時(shí)，規(guī)避了在設(shè)計(jì)不同運(yùn)行功率時(shí)，因電流不匹配而造成的開關(guān)器件電流容量的浪費(fèi)，從而提高開關(guān)器件的利用率。

如圖6所示，圖1中的三相四橋臂逆變器600共由八個(gè)開關(guān)器件組成。將八個(gè)開關(guān)器件分別標(biāo)注為qn1,qn2,qa1,qa2,qb1,qb2,qc1,qc2，其中qn1和qn2,qa1和qa2,qb1和qb2,qc1和qc2分別串聯(lián)組成橋臂，qn1的發(fā)射極與qn2的集電極相連，作為逆變器中性點(diǎn)端子；qa1的發(fā)射極與qa2的集電極相連，作為逆變器a相輸出端子；qb1的發(fā)射極與qb2的集電極相連，作為逆變器b相輸出端子；qc1的發(fā)射極與qc2的集電極相連作為逆變器c相輸出端子。qn1、qa1、qb1和qc1的集電極相連，作為逆變器的直流母線正極，qn2、qa2、qb2和qc2的發(fā)射極相連，作為逆變器的直流母線負(fù)極。直流母線正極與直流穩(wěn)壓電容cinv的正極相接，直流母線負(fù)極與直流穩(wěn)壓電容cinv的負(fù)極相接，由直流穩(wěn)壓電容來維持直流母線電壓。直流母線正極和直流母線負(fù)極分別作為逆變器600直流側(cè)的正負(fù)極性輸出端子。逆變器600的直流母線電壓值與隔離雙向dc-dc變換器300的低壓側(cè)直流母線電壓值相等，兩個(gè)直流母線直接正負(fù)極對(duì)應(yīng)相連。

圖7示出了本發(fā)明實(shí)施例的一個(gè)特定應(yīng)用場(chǎng)景的例子。對(duì)于交流側(cè)接10kv電網(wǎng)，低壓直流端口700v的電能路由器設(shè)計(jì)要求，根據(jù)本發(fā)明所提出的組合電路與相應(yīng)的設(shè)計(jì)選擇方法，首先可以確定隔離雙向dc-dc變換器高壓側(cè)直流母線電壓應(yīng)選取在700v或1400v附近。整流級(jí)與隔離級(jí)高壓側(cè)共用直流母線電壓，因此整流級(jí)直流母線電壓也應(yīng)取為700v或1400v附近。為避免每相橋臂級(jí)聯(lián)子模塊數(shù)量過多，造成pwm控制端口數(shù)目過于龐大，選取1400v電壓等級(jí)。再結(jié)合實(shí)際器件型號(hào)以及整流級(jí)的三電平拓?fù)?，考慮裕量留取，需使用額定承壓1200v的開關(guān)器件。為提高器件承壓能力的利用率，最終確定高壓側(cè)直流母線電壓為1500v。根據(jù)直流母線電壓與電網(wǎng)相電壓的關(guān)系，可以確定每相級(jí)聯(lián)子模塊個(gè)數(shù)為6，整流級(jí)調(diào)制比取為0.91。由此，可以根據(jù)隔離級(jí)高壓側(cè)與低壓側(cè)直流母線電壓比約為2:1，確定隔離雙向dc-dc變換器低壓側(cè)采用h橋結(jié)構(gòu)。三相四橋臂逆變器直流母線電壓選取為與隔離雙向dc-dc變換器低壓直流母線電壓相同的700v，直接與隔離雙向dc-dc變換器低壓直流母線相連，開關(guān)器件選用承壓1200v的開關(guān)器件。最終，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)確定如下，子模塊整流級(jí)使用圖2所示的電路結(jié)構(gòu)，開關(guān)器件使用1200vsicmosfet功率模塊；隔離級(jí)使用圖3所示的電路結(jié)構(gòu)，開關(guān)器件使用1200v碳化硅功率模塊；逆變器使用圖6所示的電路結(jié)構(gòu)，開關(guān)器件使用1200vigbt模塊；每6個(gè)子模塊級(jí)聯(lián)組成一相橋臂，三相橋臂使用y型接法，負(fù)極全部相連，正極與電網(wǎng)對(duì)應(yīng)相線相連。至此，具有高器件利用率的電能路由器組合電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)完成，具體參數(shù)可以根據(jù)實(shí)際運(yùn)行功率進(jìn)行調(diào)配。

以上參考附圖描述了本發(fā)明的實(shí)施例。這些實(shí)施例僅僅是示例性的，而并非旨在對(duì)本發(fā)明的范圍進(jìn)行限制。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以在不偏離本發(fā)明的精神和原則的情況下做出各種修改、等同替換和改進(jìn)。本發(fā)明的保護(hù)范圍僅由后附的權(quán)利要求書限定。