所屬技術領域:
本發(fā)明涉及開關電源領域,特別是涉及一族新型電流梯形波變換器電路,該電路在具備主開關管零電壓開關、整流開關管零電流關斷、整流開關管電壓應力低等優(yōu)點的同時,其主開關回路電流為梯形電流波,進一步減小了電流有效值,提升了變換器效率。
背景技術:
llc諧振變換器由于電路簡單,可實現(xiàn)主開關元件零電壓開關,整流管零電流關斷而避免反向恢復損耗,及副邊整流管電壓應力低等特點,在工業(yè)領域得到廣泛應用。附圖1所示即為半橋llc諧振變換器。然而,由于llc電路是通過諧振電感、諧振電容及變壓器激磁電感諧振來實現(xiàn)各開關器件的軟開關,變換器原邊及副邊電流為近似正弦波,其電流峰值高,有效值大,大大的增加了變換器主功率器件的電流應力及導通損耗。如果可以保持llc電路原有主開關元件零電壓開關,整流管零電流關斷,及副邊整流管電壓應力低等特點的同時,減小主功率回路電流峰值與有效值,則變換器效率可以進一步提高。
本發(fā)明從全新的角度提出了一種新型復合變換器,利用輔助電平電路,對原邊電感進行能量的儲存與釋放,形成梯形電流波,有效的減小了變換器的電流峰值與有效值;同時,變換器中全部功率開關元件可實現(xiàn)零電壓開關,整流管零電流關斷而避免反向恢復損耗,及副邊整流管電壓應力低等特點。由于電路原副邊電流波形均為梯形波電流,定義該新型復合變換器拓撲電路為梯形波變換器。
技術實現(xiàn)要素:
由電路基本知識可知,對電感元件而言,如需在電感中產(chǎn)生梯形波電流,需要三個階段:激磁階段,正向電壓施加在電感兩端,使電感電流快速上升;維持階段,電感兩端電壓為零,電感電流維持不變;去磁階段,電感兩端電壓為負,使電感電流迅速下降。電感電壓電流關系如附圖2所示。
對照llc電路,以附圖1半橋llc為例,將諧振電容位置替換為輔助電壓源vaux,則可構成新型復合電路,如附圖3所示。其中,輸入電壓源vin,原邊開關管q1,q2,半橋分壓電容c1,c2,輔助電壓源vaux,諧振電感l(wèi)r,變壓器t1及其激磁電感l(wèi)m,副邊整流管d1,d2,輸出濾波電容co,負載ro可構成梯形波變換器。假定輸出電壓等于vin*1/(2*n),則當副邊整流管導通時,變壓器副邊電壓被鉗在輸出電壓,變壓器原邊電壓為1/2*vin。
當q1導通q2關斷時,副邊整流二極管d1導通,若此時vaux電壓為負,則lr兩端電壓為vaux,電感電流線性增加;若此時vaux電壓為零,則lr兩端電壓為零,電感電流維持不變;若此時vaux電壓為正,則lr兩端電壓為-vaux,電感電流線性減小。q1關斷q2導通時,副邊二極管d2導通,電路進入下半周期,其原理與上半周期相同,不再累述。附圖4所示為變換器ab兩點間的電壓及電感l(wèi)r內的電流波形;可見,在傳統(tǒng)llc諧振變換器電路中,用可控電壓源vaux替代諧振電容cr,只需控制vaux電壓幅值、極性及時序,即可在適當時刻在電感l(wèi)r內產(chǎn)生相應激磁、維持與去磁電壓,在主功率回路中產(chǎn)生梯形波電流。因此,將llc諧振變換器中,將諧振電容cr用可控電壓源vaux替換,vaux的電壓幅值、極性及時序可進行相應控制變在變換器主功率回路中產(chǎn)生梯形波電流,此電路即為電流梯形波變換器。
根據(jù)以上分析可知,電流階梯波變換器在形成電流梯形波過程中具備以下三個典型工作狀態(tài):
i.激磁階段:輸入電壓源與輔助電壓源共同作用,在電路中電感或變壓器漏感激磁兩端產(chǎn)生激磁電壓,電流線性或非線性增加;
ii.維持階段:輸入電壓源與輔助電壓源共同作用,在電路中電感或變壓器漏感激磁兩端產(chǎn)生零電壓,或較小電壓,電流維持不變或基本維持不變;
iii.去磁階段:輸入電壓源與輔助電壓源共同作用,在電路中電感或變壓器漏感激磁兩端產(chǎn)生去磁電壓,電流線性或非線性減?。?/p>
具備以上三個典型工作狀態(tài)的變化器,其主功率回路中可形成梯形或準梯形電流波,此類變換器均可定義為電流梯形波變換器。
附圖說明
下面結合附圖和實施例對本發(fā)明專利進一步說明。
圖1為半橋式llc諧振變換器
圖2為電感中形成電流梯形波時的電壓波形
圖3為將半橋式llc諧振變換器諧振電容cr替代為輔助電壓源vaux
圖4為將半橋式llc諧振變換器諧振電容cr替代為輔助電壓源vaux后的諧振電感l(wèi)r上電流及ab兩點間電壓波形
圖5為利用輔助開關管構成的半橋電流梯形波變換器;
圖6為帶輔助變壓器的半橋電流梯形波變換器;
圖7為半橋電流梯形波變換器主要波形
圖8為利用輔助電容caux及輔助開關管構成的半橋電流梯形波變換器
圖9為利用輔助電容caux的帶輔助變壓器的半橋電流梯形波變換器
具體實施方式
由以上分析可知,如果由可控電壓源vaux替代llc諧振變換器的諧振電容cr,在適當時刻對電感l(wèi)r進行激磁、維持與去磁,即可在變換器主回路電路中產(chǎn)生梯形波電流,實現(xiàn)梯形波變化器電路。vaux的實現(xiàn)形式可多樣性,既可以為固定電平電壓源,利用開關管進行激磁、維持與去磁三態(tài)的切換,如附圖5、附圖6所示;也可以為電容,利用電容儲能配合輔助開關管的開通關斷對電感l(wèi)r進行激磁、維持與去磁,如附圖8、附圖9所示。同時,此工作原理不僅適用于半橋式llc諧振變換電路,同樣適用于其他隔離與非隔離llc諧振變換器,實際為一族變化器電路。為方便描述該電路的工作原理,此處僅以半橋電流梯形波變換器為例進行說明。本專利說明中原理描述僅作為原理說明,不可作為本發(fā)明的實現(xiàn)形式及權利范圍界定。凡采用輔助電壓源或/及輔助開關管實現(xiàn)組合電壓波形,構成電流梯形波三個典型工作狀態(tài),實現(xiàn)主回路電流梯形波或近似梯形波的方法、電路、控制方案,均在本專利保護范圍內。
如附圖5所示,s1~s4為輔助管,vaux為輔助電壓源,可以是穩(wěn)定電壓源,也可以是電容。為實現(xiàn)q1、q2的軟開關,適當選取變壓器激磁電感值lm,lm與lr串聯(lián)工作可為q1、q2提供軟開關能量;為便于分析與設計,增加輔助電感l(wèi)aux;當q1開通q2關斷時,laux兩端電壓為vin-1/2vin=1/2vin,laux電流線性增加,在q1關斷時,laux電流為正,可為q1寄生電容充電、q2寄生電容放電,實現(xiàn)q2零電壓開通;當q2開通q1關斷時,laux兩端電壓為-1/2vin,laux電流線性減??;q2關斷時,laux電流為負,可為q2寄生電容充電、q2寄生電容放電,實現(xiàn)q1零電壓開通。
為便于理解,附圖7給出了電路中主要電壓電流波形。以下為各模態(tài)的詳細分析:
模態(tài)0:t0時刻前,q2、s1、s4開通,lr電流為零,q1、q2中點電壓v_m為零,laux電流i_laux為負;
模態(tài)1:t0時刻,q2關斷,i_laux對q2寄生電容充電,q1寄生電容放電;
模態(tài)2:t1時刻,q1寄生電容電壓為零后,q1體二極管導通,v_m電壓等于vin,此時開通q1為零電壓開通。當v_m電壓為vin時,由于s1、s4導通,v_ma電壓為負,vin與vaux串聯(lián),極性相同,變壓器副邊二極管d1導通,變壓器原邊電壓為1/2*vin,lr兩端電壓等于vin+vaux-1/2vin-1/2vin=vaux,lr電流增加;此模態(tài)對應階梯波激磁階段。由分析可知,調整激磁階段的時間,或調整vaux電壓,對梯形波前沿上升時間進行優(yōu)化。
模態(tài)3:t2時刻,關斷s4,lr與lm串聯(lián)對s4寄生電容充電,對s2寄生電容放電;
模態(tài)4:t3時刻,s2電容電壓放到零,s2體二極管導通,此時開通s2為零電壓開通;當s2寄生電容電壓放到零,v_ma電壓為零,lr兩端電壓等于vin-1/2vin-1/2vin=0,lr電流維持不變;此模態(tài)對應階梯波維持階段。
模態(tài)5:t4時刻,關斷s1,lr與lm串聯(lián)對s1寄生電容充電,對s3寄生電容放電;
模態(tài)6:t5時刻,s3電容電壓放到零,s3體二極管導通,此時開通s3為零電壓開通。此時v_ma電壓為正,vin與vaux串聯(lián),lr兩端電壓等于vin-vaux-1/2vin-1/2vin=-vaux,lr電流線形減小,此模態(tài)對應階梯波去磁階段。由分析可知,調整去磁階段的時間,或調整vaux電壓,對梯形波前沿上升時間進行優(yōu)化。
模態(tài)7:t6時刻,lr電流降到零,變壓器副邊二極管d1零電流關斷。由于此時v_ab電壓等于vin-vaux-1/2vin=1/2vin-vaux,變壓器原邊電壓小于1/2vin,d1與d2均不會導通,變換器維持在此狀態(tài)。
模態(tài)8:t7時刻,關斷q1,在i_laux電流為正,對q1寄生電容充電,對q2寄生電容放電。變換器進入下半周期,與上半周期工作模態(tài)相同,不再累述。
通過以上分析可知,t0~t1及t6~t7階段變壓器副邊電流為零,變換器不傳遞能量,利用變換器原邊電感儲能實現(xiàn)原邊主開關管的零電壓開關,定義此階段為換流階段;t1~t6階段變壓器原邊及副邊電流為梯形波,變換器原邊向副邊傳遞能量,定義為功率傳遞階段;可見,該半橋梯形波變換器所有主功率器件電流波形為梯形電流波。同時,變換器原邊開關管q1、q2,輔助開光管s1~s4均為零電壓開關,副邊整流二極管d1、d2為零電流關斷,無反向恢復;d1、d2無電壓尖峰,等于兩倍輸出電壓。如副邊采用全橋整流電路,則副邊整流開關管上電壓應力等于輸出電壓。
考慮到附圖5中輔助開關管s1~s4均為浮動驅動;且出于可靠性考慮,實際電路設計時四個輔助開關管額定電壓需與輸入電壓相等,不利于實際應用中器件選型與效率優(yōu)化,附圖6提出了利用輔助變壓器實現(xiàn)電流梯形波變換器。相對附圖5中所示方案,附圖6方案增加了輔助變壓器t2,利用t2實現(xiàn)輔助開關管s1~s4同主回路的隔離,便于實現(xiàn)輔助管的驅動;同時,通過調整變壓器匝比,可調節(jié)vaux電壓,減小輔助開關管額定電壓,便于優(yōu)化設計。附圖6方案工作原理與附圖5方案相同,不再累述。
在附圖5、附圖6中,輔助電壓源采用了固定電壓源vaux,為穩(wěn)定電壓源,通過控制輔助開關管s1~s4的通斷,實現(xiàn)輔助電壓源的電壓極性、時序控制,配合輸入電壓、變壓器反射電壓,在諧振電感l(wèi)r兩端產(chǎn)生激磁、維持、去磁電壓,形成電流梯形波。當vaux為穩(wěn)定電壓源時,因vaux電壓源電壓固定,lr值在同一設計中相同,故隨輸出負載變化,激磁與去磁所需時間會發(fā)生變化;負載越重,激磁與去磁所需時間越長,具體設計時應對控制方案進行調整;通過對激磁與去磁時序的控制,以優(yōu)化梯形波波形。
輔助電壓源也可采用電容,如附圖8、附圖9所示。當輔助電壓源采用電容方案時,電路設計與控制方法更加靈活??刂品桨缚刹捎霉潭〞r序法:確定的激磁與去磁時間;當負載變化時,電容caux電壓隨之變化;負載越重,則caux電壓越高,反之,負載越輕,則caux電壓越低;無須對激磁與去磁時間做調整。也可調節(jié)激磁與去磁時間,維持電容電壓vaux基本不變;負載越重,則激磁與去磁時間越長,反之,負載越輕則激磁與去磁時間越短。此外,采用電容作為輔助電壓源時,電容的caux選取也可多樣化,當lr與caux固有諧振頻率對應的時間常數(shù)遠大于激磁與去磁時間時,caux上電壓在每一周期中變化很小,可認為不變,當作電壓源進行分析,激磁與去磁電流為線性增加或減小;當lr與caux的諧振頻率對應的時間常數(shù)與激磁與去磁時間相近時,激磁與去磁過程中l(wèi)r與cr諧振工作,caux上電壓在每一周期中的變化不可忽略,lr電流諧振上升或下降。此模態(tài)下主電路回路電流為近似梯形波。
當電感l(wèi)r感值遠小于變壓器激磁電感l(wèi)m時,可忽略lr對輸出電壓的影響,電流梯形波變換器輸出電壓與輸入電壓按變壓器匝比關系,梯形波變換器可等效為直流變壓器。適當選取lr與變壓器激磁電感l(wèi)m的比例,配合相應控制方案,可實現(xiàn)輸出電壓調節(jié)。但僅在部分條件下可實現(xiàn)梯形電流波,因此在電路設計是要注意優(yōu)化,將效率最有點設計在主要工作點下。