專利名稱：開關(guān)電源電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及包括電壓諧振變換器的開關(guān)電源電路。
背景技術(shù)：
作為諧振型的所謂的軟開關(guān)電源，電流諧振型和電壓諧振型是眾所周知的。當(dāng)前，具有通過半橋耦合系統(tǒng)而耦合的兩個(gè)開關(guān)器件的電流諧振變換器被廣泛使用，因?yàn)檫@樣的電流諧振變換器容易被投入實(shí)際應(yīng)用。
但是，舉例來說，高耐壓開關(guān)器件的特性正在被改善，因此在將電壓諧振變換器投入實(shí)際應(yīng)用的過程中的耐壓問題正在被解決。另外，與具有一個(gè)開關(guān)器件的電流諧振正向變換器相比，由具有一個(gè)開關(guān)器件的單端系統(tǒng)(single-ended system)形成的電壓諧振變換器在輸入反饋噪聲、直流輸出電壓線的噪聲分量等方面已知是有利的。
圖8示出了含有單端系統(tǒng)的電壓諧振變換器的開關(guān)電源電路的配置示例。
在圖8所示的開關(guān)電源電路中，由橋式整流電路Di和平滑電容器Ci形成的整流和平滑電路對(duì)交變輸入電壓VAC進(jìn)行整流和平滑，從而作為平滑電容器Ci兩端的電壓，生成了經(jīng)整流和平滑的電壓Ei。
順便提及，在交流電源AC的線路中提供有噪聲濾波器，其由一組共模扼流圈CMC和兩個(gè)跨電容器CL形成，用于去除共模噪聲。
經(jīng)整流和平滑的電壓Ei作為直流輸入電壓被輸入電源諧振變換器。如上所述，電壓諧振變換器采用具有一個(gè)開關(guān)器件Q1的單端系統(tǒng)。這種情況中的電壓諧振變換器是外激(externally excited)變換器。MOS-FET開關(guān)器件Q1被振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2開關(guān)驅(qū)動(dòng)。
MOS-FET體二極管DD與開關(guān)器件Q1并聯(lián)連接。初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr與開關(guān)器件Q1的源極和漏極并聯(lián)連接。
初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr與絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1的漏電感L1一起形成了初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路(電壓諧振電路)。該初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路提供了電壓諧振操作，作為開關(guān)器件Q1的開關(guān)操作。
振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2向開關(guān)器件Q1的柵極施加作為驅(qū)動(dòng)信號(hào)的柵極電壓，以對(duì)開關(guān)器件Q1進(jìn)行開關(guān)驅(qū)動(dòng)。從而，開關(guān)器件Q1以與驅(qū)動(dòng)信號(hào)的周期相對(duì)應(yīng)的開關(guān)頻率執(zhí)行開關(guān)操作。
絕緣變換器變壓器PIT將開關(guān)器件Q1的開關(guān)輸出傳遞到次級(jí)側(cè)。
絕緣變換器變壓器PIT例如具有通過將由鐵氧體材料的E型磁芯彼此組合而形成的EE型磁芯(core)。纏繞部分被分為初級(jí)側(cè)纏繞部分和次級(jí)側(cè)纏繞部分。初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2纏繞在EE型磁芯的中心磁芯柱(central magnetic leg)上。
另外，在絕緣變換器變壓器PIT的EE型磁芯的中心磁芯柱中形成有大約1.0mm的間隙。從而在初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)之間得到了耦合系數(shù)k＝約0.80到0.85。這種水平的耦合系數(shù)k可以被認(rèn)為代表弱耦合，因此不容易達(dá)到飽和狀態(tài)。耦合系數(shù)k的值是在設(shè)置漏電感(L1)時(shí)的一個(gè)因素。
絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1的一端插入在開關(guān)器件Q1與平滑電容器Ci的正電極端子之間。從而，開關(guān)器件Q1的開關(guān)輸出被傳送到初級(jí)繞組N1。由初級(jí)繞組N1引起的交變電壓出現(xiàn)在絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組N2中。
在這種情況中，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2與次級(jí)繞組N2的一端串聯(lián)連接。這樣，次級(jí)繞組N2的漏電感L2和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的電容形成了次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(電流諧振電路)。
另外，通過如圖所示地將整流二極管Do1和Do2以及平滑電容器Co連接到次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，形成了倍壓器半波整流電路。作為平滑電容器Co兩端的電壓，該倍壓器半波整流電路生成了具有與次級(jí)繞組N2中所感應(yīng)的交變電壓V2的兩倍相對(duì)應(yīng)的電平的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo。次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo被供應(yīng)給負(fù)載，還被輸入到控制電路1，作為用于恒壓控制的檢測電壓。
控制電路1向振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2輸入通過檢測作為檢測電壓輸入的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平而獲得的檢測輸出。
根據(jù)由輸入到振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2的檢測輸出指示了電平的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平，振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2控制開關(guān)器件Q1的開關(guān)操作，以便使得次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo恒定在預(yù)定電平。即，振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2生成并輸出用于控制開關(guān)操作的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。從而，執(zhí)行了控制以穩(wěn)定次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo。
圖9A、9B、9C和圖10示出了具有圖8所示配置的電源電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。在進(jìn)行實(shí)驗(yàn)時(shí)，如下設(shè)置圖8的電源電路的主要部分。
對(duì)于絕緣變換器變壓器PIT，選擇EER-35磁芯，并且中心磁芯柱的間隙的間隙長度被設(shè)置為1mm。對(duì)于初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2的各自的匝數(shù)，N1＝39T，N2＝23T。對(duì)于絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)k，設(shè)置k＝0.81。
選擇初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr＝3900pF，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2＝0.1μF。因此，設(shè)置了初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1＝230kHz，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2＝82kHz。在該情況中，諧振頻率fo1與fo2之間的關(guān)系可以被表示為fo1≈2.8×fo2。
次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的額定電平是135V。電源電路所處理的負(fù)載功率在最大負(fù)載功率Pomax＝200W到最小負(fù)載功率Pomin＝0W的范圍內(nèi)。
圖9A、9B和9C的波形圖示出了基于開關(guān)器件Q1的開關(guān)周期，圖8所示的電源電路中的主要部分的操作。圖9A示出了在最大負(fù)載功率Pomax＝200W處的電壓V1、開關(guān)電流IQ1、初級(jí)繞組電流I1、次級(jí)繞組電流I2以及次級(jí)側(cè)整流電流ID1和ID2。圖9B示出了在中等負(fù)載功率Po＝120W處的電壓V1、開關(guān)電流IQ1、初級(jí)繞組電流I1以及次級(jí)繞組電流I2。圖9C示出了在最小負(fù)載功率Pomin＝0W處的電壓V1和開關(guān)電流IQ1。
電壓V1是在開關(guān)器件Q1兩端獲得的電壓。在開關(guān)器件Q1導(dǎo)通的時(shí)段TON中，電壓V1處于零電平，并且在開關(guān)器件Q1關(guān)斷的時(shí)段TOFF中，形成具有正弦波形的諧振脈沖。電壓V1的諧振脈沖波形指示出初級(jí)側(cè)開關(guān)變換器的操作是電壓諧振型操作。
開關(guān)電流IQ1流過開關(guān)器件Q1(和體二極管DD)。開關(guān)電流IQ1在時(shí)段TON中以圖中所示的波形流動(dòng)，并且在時(shí)段TOFF中處于零電平。
流過初級(jí)繞組N1的初級(jí)繞組電流I1是在時(shí)段TON中作為開關(guān)電流IQ1流動(dòng)的電流分量與在時(shí)段TOFF中流過初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電流的組合。
雖然僅在圖9A中進(jìn)行了圖示，但是作為次級(jí)側(cè)整流電路的操作，流過整流二極管Do1和Do2的整流電流ID1和ID2每個(gè)都具有如圖所示的正弦波形。在該情況中，與整流電流ID2的波形相比，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振操作更主要地出現(xiàn)在整流電路ID1中。
流過次級(jí)繞組N2的次級(jí)繞組電流I2具有通過將整流電流ID1和ID2彼此組合而得到的波形。
圖10示出了在圖8所示的電源電路中，相對(duì)于負(fù)載變化的開關(guān)頻率fs、開關(guān)器件Q1的時(shí)段TON和TOFF以及AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)。
AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)示出了在負(fù)載功率Po＝50W到200W的寬范圍內(nèi)，獲得了90％或更高的高效率。本申請(qǐng)的發(fā)明人早先已經(jīng)通過實(shí)驗(yàn)確認(rèn)當(dāng)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路與單端系統(tǒng)的電壓諧振變換器向結(jié)合時(shí)，獲得了這樣的特性。
圖10中的開關(guān)頻率fs、時(shí)段TON和時(shí)段TOFF將開關(guān)操作表示為圖8的電源電路中相對(duì)于負(fù)載變化的恒壓控制特性。在該情況中，開關(guān)頻率fs相對(duì)于負(fù)載變化基本是恒定的。另一方面，時(shí)段TON和TOFF在彼此相反的方向上線性改變，如圖10所示。這指示出隨著次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo變化，通過改變導(dǎo)通時(shí)段與關(guān)斷時(shí)段之間的占空比，而保持開關(guān)頻率(開關(guān)周期)基本恒定，開關(guān)操作被控制。這樣的控制可以被認(rèn)為是改變一個(gè)周期內(nèi)的導(dǎo)通/關(guān)斷時(shí)段的PWM(脈寬調(diào)制)控制。圖8所示的電源電路通過這種PWM控制，穩(wěn)定了次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo。
圖11通過開關(guān)頻率fs(kHz)與次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo之間的關(guān)系，示意性地示出了圖8所示的電源電路的恒壓控制特性。
圖8所示的電源電路具有初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。圖8所示的電源電路因此以復(fù)合的方式具有兩個(gè)諧振阻抗特性，即，與初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1相對(duì)應(yīng)的諧振阻抗和與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2相對(duì)應(yīng)的諧振阻抗。此外，由于圖8所示的電源電路具有fo1≈2.8×fo2的關(guān)系，因此次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振頻率fo2低于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率fo1，如圖11所示。
對(duì)于在恒定交變輸入電壓VAC的條件下相對(duì)于開關(guān)頻率fs的恒壓控制特性，如圖11所示，特性曲線A和B分別代表在與初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1相對(duì)應(yīng)的諧振阻抗下，在最大負(fù)載功率Pomax和最小負(fù)載功率Pomin處的恒壓控制特性，特性曲線C和D分別代表在與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2相對(duì)應(yīng)的諧振阻抗下，在最大負(fù)載功率Pomax和最小負(fù)載功率Pomin處的恒壓控制特性。開關(guān)頻率fs的可變范圍(必要控制范圍)可以被表示為由Δfs指示的部分，該范圍是在圖11所示的特性下，將次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo恒壓控制在額定電平tg處所必需的。
圖11所示的必要控制范圍Δfs是從與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2相對(duì)應(yīng)的最大負(fù)載功率Pomax處的特性曲線C到與初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1相對(duì)應(yīng)的最小負(fù)載功率Pomin處的特性曲線B。與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2相對(duì)應(yīng)的最小負(fù)載功率Pomin處的特性曲線D和與初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1相對(duì)應(yīng)的最大負(fù)載功率Pomax處的特性曲線A在特性曲線C與特性曲線B之間穿過。此外，圖8所示的實(shí)際電源電路中的范圍Δfs很窄。
這樣，作為圖8所示電源電路中的恒壓控制操作，開關(guān)驅(qū)動(dòng)控制通過PWM控制而執(zhí)行，其中PWM控制改變一個(gè)開關(guān)周期中的時(shí)段TON與TOFF之間的占空比，而保持開關(guān)頻率fs基本固定。順便提及，這由如下事實(shí)指示出如圖9A、9B和9C所示，在最大負(fù)載功率Pomax＝200W、負(fù)載功率Po＝125W和最小負(fù)載功率Pomin＝0W處，時(shí)段TOFF和TON的寬度改變，而一個(gè)開關(guān)周期(TOFF+TON)的時(shí)段長度基本恒定。
通過在開關(guān)頻率的窄的可變范圍(Δfs)內(nèi)，從其中在初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1處的諧振阻抗(電容阻抗)占主導(dǎo)的狀態(tài)轉(zhuǎn)變到其中在次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2處的諧振阻抗(電感阻抗)占主導(dǎo)的狀態(tài)，作為根據(jù)電源電路中的負(fù)載變化的諧振阻抗特性，獲得這樣的操作。

發(fā)明內(nèi)容
圖8所示的電源電路具有如下問題。
上述圖9A到9C的波形圖中的圖9A所示的最大負(fù)載功率Pomax處的開關(guān)電流IQ在達(dá)到時(shí)段TOFF的時(shí)間終點(diǎn)之前是零電平，所述終點(diǎn)是導(dǎo)通時(shí)刻。當(dāng)達(dá)到時(shí)段TON時(shí)，開關(guān)電流IQ1首先作為負(fù)極性的電流，流過體二極管DD。開關(guān)電流IQ1然后反相從開關(guān)器件Q1的漏極流到源極。該操作指示出適當(dāng)?shù)貓?zhí)行了ZVS(零電壓切換)。
另一方面，在時(shí)段TOFF的時(shí)間終點(diǎn)之前，在如圖9B所示的對(duì)應(yīng)于中等負(fù)載的Po＝120W處的開關(guān)電流IQ1作為噪聲而流動(dòng)，所述終點(diǎn)是導(dǎo)通時(shí)刻。該操作是其中沒有適當(dāng)?shù)貓?zhí)行ZVS的不正常操作。
也就是說，已知如圖8所示的具有次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的電壓諧振變換器在中等負(fù)載處執(zhí)行了其中沒有適當(dāng)執(zhí)行ZVS的不正常操作。可以確認(rèn)，圖8所示的實(shí)際電源電路例如在如圖10中的部分A所指示的負(fù)載變化范圍中執(zhí)行這樣的不正常操作。
如上所述，具有次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的電壓諧振變換器具有作為固有趨勢的這樣特性能夠有利地相對(duì)于負(fù)載變化而維持高效率。但是，如圖9B所示，在導(dǎo)通開關(guān)器件Q的時(shí)刻，流動(dòng)了相應(yīng)的峰值電流作為開關(guān)電流IQ1。這增大了開關(guān)損耗，造成了降低電源變換效率的因素。
無論如何，上述不正常操作例如引起了恒壓控制電路系統(tǒng)的相位-增益特性的移動(dòng)，從而導(dǎo)致在不正常振蕩狀態(tài)中的開關(guān)操作。因此，當(dāng)前很強(qiáng)地感覺到將圖8的電源電路投入實(shí)際應(yīng)用事實(shí)上是很困難的。
因此，鑒于上述問題，根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的開關(guān)電源電路如下形成。
開關(guān)電源電路包括整流和平滑裝置，用于通過對(duì)交變輸入電壓進(jìn)行整流和平滑，獲得直流輸入電壓；開關(guān)裝置，所述開關(guān)裝置利用被提供了直流輸入電壓的開關(guān)器件形成，并執(zhí)行開關(guān)操作；開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置，用于對(duì)開關(guān)器件進(jìn)行開關(guān)驅(qū)動(dòng)；以及通過至少纏繞初級(jí)繞組和次級(jí)繞組而形成的絕緣變換器變壓器，其中所述初級(jí)繞組被提供了由開關(guān)裝置的開關(guān)操作獲得的開關(guān)輸出，在所述次級(jí)繞組中，由在初級(jí)繞組中獲得的開關(guān)輸出感應(yīng)出交變電壓。
開關(guān)電源電路還包括至少由絕緣變換器變壓器的初級(jí)繞組的漏電感分量和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器的電容形成的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路，該初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路將開關(guān)裝置的操作轉(zhuǎn)換為電壓諧振型操作；以及至少由絕緣變換器變壓器的次級(jí)繞組的漏電感分量和與次級(jí)繞組串聯(lián)連接的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容形成的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。
開關(guān)電源電路還包括次級(jí)側(cè)直流輸出電壓生成裝置，用于通過對(duì)在絕緣變換器變壓器的次級(jí)繞組中所感應(yīng)的并被輸入到次級(jí)側(cè)直流輸出電壓生成裝置的交變電壓執(zhí)行整流操作，并通過次級(jí)側(cè)平滑電容器使得自整流操作的整流輸出平滑，來生成次級(jí)側(cè)直流輸出電壓；以及恒壓控制裝置，用于通過根據(jù)次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的電平控制開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置以改變開關(guān)裝置的開關(guān)頻率，來對(duì)次級(jí)側(cè)直流輸出電壓執(zhí)行恒壓控制；在該開關(guān)電源電路中，絕緣變換器變壓器的初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間的耦合系數(shù)被設(shè)置為使得至少在中等負(fù)載的預(yù)定負(fù)載條件范圍內(nèi)獲得適當(dāng)?shù)牧汶妷呵袚Q。初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率和所述次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率可以被設(shè)置為使得至少在預(yù)定負(fù)載條件下獲得一定的電源變換效率或者更高的電源變換效率。
從而，本發(fā)明消除了在具有次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的電壓諧振變換器中的上述不正常操作。因此，具有次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的電壓諧振變換器容易被投入實(shí)際應(yīng)用。另外，通過消除該不正常操作，電源變換效率被改善。
此外，根據(jù)本發(fā)明，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率被設(shè)置為使得在預(yù)定負(fù)載功率的負(fù)載條件下，獲得一定或更高的電源變換效率。電壓諧振變換器固有地具有高電源變換效率的特性。本發(fā)明可以提供具有較好電源變換效率特性的電源電路，作為包括電壓諧振變換器的電源電路。


圖1是示出了根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的電源電路的配置示例的電路圖；圖2是示出了根據(jù)該實(shí)施例的電源電路中所配備的絕緣變換器變壓器的結(jié)構(gòu)示例的示圖；圖3A、3B和3C是基于開關(guān)周期，示出了根據(jù)第一實(shí)施例的電源電路的主要部分的操作的波形圖；圖4是示出了在根據(jù)第一實(shí)施例的電源電路中，AC到DC電源變換效率的變化、開關(guān)頻率以及開關(guān)器件的導(dǎo)通時(shí)段相對(duì)于負(fù)載變化的特性的示圖；圖5是概念性地示出了根據(jù)該實(shí)施例的電源電路的恒壓控制特性的示圖；圖6是示出了根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的電源電路的配置示例的電路圖；圖7是示出了根據(jù)本發(fā)明第三實(shí)施例的電源電路的配置示例的電路圖；圖8是示出了作為傳統(tǒng)例子的電源電路的配置示例的電路圖；圖9A、9B和9C是示出了圖8所示的電源電路的主要部分的操作的波形圖；圖10是示出了在圖8所示的電源電路中，AC到DC電源變換效率、開關(guān)頻率以及開關(guān)器件的導(dǎo)通時(shí)段相對(duì)于負(fù)載變化的特性的示圖；以及圖11是概念性地示出了傳統(tǒng)電源電路的恒壓控制特性的示圖。
具體實(shí)施例方式
圖1的電路圖示出了根據(jù)作為實(shí)施本發(fā)明的最佳方式(實(shí)施例)的第一實(shí)施例的電源電路的配置示例。該圖中所示的電源電路采用利用單端系統(tǒng)的電壓諧振開關(guān)變換器的基礎(chǔ)配置。
在該圖中所示的開關(guān)電源電路中，一組共模扼流圈CMC和兩個(gè)跨電容器CL插入在商用交流電源AC的線路中，如圖所示。共模扼流圈CMC和跨電容器CL與CL形成了噪聲濾波器，用于消除疊加在商用交流電源AC的線路上的共模噪聲。
交變輸入電壓VAC被橋式整流電路Di整流。平滑電容器Ci被橋式整流電路Di的整流輸出充電。從而，作為平滑電容器Ci兩端的電壓，獲得了經(jīng)整流和平滑的電壓Ei。經(jīng)整流和平滑的電壓Ei是對(duì)于后級(jí)中的開關(guān)變換器的直流輸入電壓。
在圖1中，被提供了作為直流輸入電壓的經(jīng)整流和平滑的電壓Ei并執(zhí)行開關(guān)操作的開關(guān)變換器例如被形成為具有一個(gè)開關(guān)器件Q1的單端系統(tǒng)的電壓諧振變換器。在該情況中，選擇高耐壓的MOS-FET作為開關(guān)器件Q1。在該情況中，用于驅(qū)動(dòng)電壓諧振變換器的系統(tǒng)是外激系統(tǒng)，其中開關(guān)器件被振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2開關(guān)驅(qū)動(dòng)。
從振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2輸出的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)(電壓)被施加到開關(guān)器件Q1的柵極。
開關(guān)器件Q1的漏極連接到后面將描述的絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1的纏繞起始端部分。初級(jí)繞組N1的纏繞終止端部分連接到平滑電容器Ci的正電極端子。從而，在該情況中，直流輸入電壓(Ei)經(jīng)由初級(jí)繞組N1的串聯(lián)連接，被提供給開關(guān)器件Q1。開關(guān)器件Q1的源極連接到初級(jí)側(cè)地。
由于在該情況中，MOS-FET被選擇作為開關(guān)器件Q1，因此在開關(guān)器件Q1包含有體二極管DD，其與開關(guān)器件Q1的漏極和源極并聯(lián)連接，如圖1所示。體二極管DD的陽極連接到開關(guān)器件Q1的源極，陰極連接到開關(guān)器件Q1的漏極。體二極管DD形成了用于使相反方向的電流通過的路徑，該電流是通過開關(guān)器件Q1的導(dǎo)通/關(guān)斷操作(開關(guān)操作)而生成的。
初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr與開關(guān)器件Q1的漏極和源極并聯(lián)連接。
初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容與絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1的漏電感L1形成了用于開關(guān)流過開關(guān)器件Q1的開關(guān)電流的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路(電壓諧振電路)。該初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路執(zhí)行諧振操作，從而獲得了電壓諧振型操作作為開關(guān)器件Q1的開關(guān)操作。因此，在開關(guān)器件Q1的關(guān)斷時(shí)段期間，獲得了正弦諧振脈沖波形作為開關(guān)器件Q1兩端的電壓(漏極到源極電壓)V1。
振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2包括例如通過外激系統(tǒng)來驅(qū)動(dòng)開關(guān)器件Q1的振蕩電路。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2基于得自振蕩電路的振蕩信號(hào)，生成驅(qū)動(dòng)信號(hào)作為用于對(duì)MOS-FET進(jìn)行開關(guān)驅(qū)動(dòng)的柵極電壓，并將驅(qū)動(dòng)信號(hào)施加到開關(guān)器件Q1的柵極。從而，開關(guān)器件Q1根據(jù)與驅(qū)動(dòng)信號(hào)的周期相對(duì)應(yīng)的開關(guān)頻率，執(zhí)行連續(xù)的導(dǎo)通/關(guān)斷操作。即，開關(guān)器件Q1執(zhí)行開關(guān)操作。
絕緣變換器變壓器PIT將初級(jí)側(cè)開關(guān)變換器的開關(guān)輸出傳遞到次級(jí)側(cè)，其中初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)相對(duì)于直流彼此絕緣。
圖2是示出了圖1的電源電路中所配備的絕緣變換器變壓器PIT的結(jié)構(gòu)示例的截面圖。
如圖2所示，絕緣變換器變壓器PIT具有EE型磁芯(EE形磁芯)，該EE型磁芯是通過以如下方式將鐵氧體材料的E形磁芯CR1和CR2彼此組合而形成的磁芯CR1的磁芯柱與磁芯CR2的磁芯柱相對(duì)。
絕緣變換器變壓器PIT還具有線軸B，線軸B例如由樹脂形成，并具有彼此分開使得彼此獨(dú)立的初級(jí)側(cè)纏繞部分和次級(jí)側(cè)纏繞部分。初級(jí)繞組N1纏繞在線軸B的一個(gè)纏繞部分上。次級(jí)繞組N2纏繞在線軸B的另一個(gè)纏繞部分上。這樣纏繞了初級(jí)側(cè)繞組和次級(jí)側(cè)繞組的線軸B被附接到上述EE型磁芯(CR1和CR2)。從而，初級(jí)側(cè)繞組和次級(jí)側(cè)繞組在各自不同的纏繞區(qū)域中圍繞EE型磁芯的中心磁芯柱纏繞。這樣，獲得了絕緣變換器變壓器PIT的整體結(jié)構(gòu)。
另外，在如圖所示的EE型磁芯的中心磁芯柱中，例如形成有間隙長度約2mm或更大的間隙G。從而，獲得了例如耦合系數(shù)k≈0.7或者更低的弱耦合狀態(tài)。即，獲得了比圖8所示的現(xiàn)有技術(shù)電源電路的絕緣變換器變壓器PIT更弱耦合的狀態(tài)。順便提及，可以通過使得E型磁芯CR1和CR2的中心磁芯柱短于E型磁芯CR1和CR2的兩個(gè)外磁芯柱，來形成間隙G。
如上所述，絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1一端連接到開關(guān)器件Q1的漏極。從而，開關(guān)器件Q1的開關(guān)輸出被傳遞到初級(jí)繞組N1，使得在初級(jí)繞組N1中出現(xiàn)交變電壓。
由初級(jí)繞組N1引起的交變電壓出現(xiàn)在絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)側(cè)上。
次級(jí)繞組N2與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2串聯(lián)連接。從而，次級(jí)繞組N2的漏電感L2與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的電容形成了次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。該次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路根據(jù)后面將描述的次級(jí)側(cè)整流電路的整流操作，執(zhí)行諧振操作，從而流過次級(jí)繞組N2的次級(jí)繞組電流是正弦形式的。即，在次級(jí)側(cè)獲得了電流諧振操作。
該情況中的次級(jí)側(cè)整流電路通過如下方式被形成為倍壓器半波整流電路將兩個(gè)整流二極管Do1和Do2和一個(gè)平滑電容器Co連接到如上所述的與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2串聯(lián)連接的次級(jí)繞組N2。對(duì)于該倍壓器半波整流電路的連接模式，次級(jí)繞組N2的纏繞終止端部分一側(cè)經(jīng)由次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2與整流二極管Do1的陽極和整流二極管Do2的陰極連接。整流二極管Do1的陰極連接到平滑電容器Co的正電極端子。次級(jí)繞組N2的纏繞開始端部分、整流二極管Do2的陽極以及平滑電容器Co的負(fù)電極端子連接到次級(jí)側(cè)地。
如此形成的倍壓器半波整流電路的整流操作如下。
首先，在與次級(jí)繞組電壓V2的一種極性相對(duì)應(yīng)的半周期中，正向電壓被施加到整流二極管Do2。因此，整流二極管Do2導(dǎo)通，以用整流電流對(duì)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2充電。從而，在次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2兩端生成了這樣的電壓，該電壓的電平對(duì)應(yīng)于次級(jí)繞組N2中所感應(yīng)的交變電壓的電平乘以1。接著，在與次級(jí)繞組電壓V2的另一極性相對(duì)應(yīng)的半周期中，正向電壓被施加到整流二極管Do2，從而整流二極管Do2導(dǎo)通。此時(shí)，平滑電容器Co被這樣的電勢充電該電勢是通過將次級(jí)繞組電壓V2的電勢疊加在次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2兩端的電壓上而得到的。
從而，作為平滑電容器Co兩端的電壓，獲得了這樣的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo其電平對(duì)應(yīng)于次級(jí)繞組N2中所感應(yīng)的交變電壓電平的兩倍。在該整流操作中，平滑電容器Co僅在次級(jí)繞組N2中所感應(yīng)的交變電壓的半周期中被充電。即，獲得了倍壓器半波整流操作。
次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo被提供給負(fù)載。次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo還被分路，以輸出為到控制電路1的檢測電壓。
控制電路1根據(jù)被輸入到控制電路1的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平變化，向振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2提供檢測輸出。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2根據(jù)其輸出被輸入到振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2的控制電路1的檢測輸出，驅(qū)動(dòng)開關(guān)器件Q1，同時(shí)改變開關(guān)頻率或者一個(gè)開關(guān)周期中的導(dǎo)通時(shí)段TON和關(guān)斷時(shí)段TOFF之間的占空比(傳導(dǎo)角)。該操作是對(duì)于次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的恒壓控制操作。
電壓諧振變換器的基本恒壓控制操作通過固定開關(guān)器件Q1的關(guān)斷時(shí)段TOFF，并可變地控制開關(guān)器件Q1的導(dǎo)通時(shí)段TON，來改變開關(guān)頻率。但是，當(dāng)如本實(shí)施例中這樣提供次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路時(shí)，如上所述，如PWM(脈寬調(diào)制)控制的恒壓控制操作被執(zhí)行，其中一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的傳導(dǎo)角被控制。即，開關(guān)頻率控制和PWM控制的復(fù)合控制被執(zhí)行，作為整體的恒壓控制操作。
通過如上所述地可變地控制開關(guān)頻率和開關(guān)器件Q1的傳導(dǎo)角，電源電路中的初級(jí)側(cè)和次級(jí)側(cè)的諧振阻抗以及功率傳遞有效時(shí)段被改變，使得從絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1傳遞到次級(jí)繞組N2的功率量以及要從次級(jí)側(cè)整流電路提供給負(fù)載的功率量被改變。次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平從而被控制，使得消除了次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo電平中的變化。即，次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo被穩(wěn)定。
通過進(jìn)行如下設(shè)置來形成實(shí)際的具有圖1所示電路配置的電源電路的主要部分。
對(duì)于絕緣變換器變壓器PIT，選擇EER-35磁芯，并且間隙G被設(shè)置為2.2mm的間隙長度。對(duì)于初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2的各自的匝數(shù)，選擇N1＝38T，N2＝27T。從而，k＝0.67被設(shè)置為絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)k。
選擇Cr＝5600pF作為初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容。通過初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的這種電容設(shè)置，以及由絕緣變換器變壓器PIT的結(jié)構(gòu)得到的初級(jí)繞組N1的漏電感L1，設(shè)置了初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1＝219kHz。選擇C2＝0.039μF作為次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的電容。通過次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的這種電容設(shè)置，以及由絕緣變換器變壓器PIT的結(jié)構(gòu)得到的次級(jí)繞組N2的漏電感L2，設(shè)置了次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2＝113.3kHz。可以相對(duì)地說，存在關(guān)系fo1≈2×fo2。
對(duì)于電源電路所處理的負(fù)載功率，最大負(fù)載功率Pomax＝300W，最小負(fù)載功率Pomin＝0W(無負(fù)載)。次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的額定電平是175V。
圖3A、3B和3C的波形圖示出了基于開關(guān)器件Q1的開關(guān)周期，圖1所示的電源電路中的主要部分的操作。圖3A示出了在最大負(fù)載功率Pomax＝300W處的開關(guān)電壓V1、開關(guān)電流IQ1、初級(jí)繞組電流I1、次級(jí)繞組電流I2、次級(jí)側(cè)整流電壓VD2以及次級(jí)側(cè)整流電流ID1和ID2。圖3B示出了在用于中等負(fù)載的負(fù)載功率Po＝225W處的開關(guān)電壓V1、開關(guān)電流IQ1、初級(jí)繞組電流I1以及次級(jí)繞組電流I2。圖3C示出了在最小負(fù)載功率Pomin＝0W處的開關(guān)電壓V1、開關(guān)電流IQ1以及次級(jí)繞組電壓V2。
下面將參考在最大負(fù)載功率Pomax＝300W處的圖3A的波形圖來描述圖1的電源電路的基礎(chǔ)操作。
開關(guān)電壓V1是開關(guān)器件Q1的漏極到源極電壓。開關(guān)電流IQ1是從漏極側(cè)流到開關(guān)器件Q1(和體二極管DD)的電流。開關(guān)電壓V1和開關(guān)電流IQ1指示開關(guān)器件Q1的導(dǎo)通/關(guān)斷時(shí)刻。一個(gè)開關(guān)周期被分為其中開關(guān)器件Q1被導(dǎo)通的時(shí)段TON和其中開關(guān)器件Q1被關(guān)斷的時(shí)段TOFF。開關(guān)電壓V1在時(shí)段TON中處于零電平，在時(shí)段TOFF中形成諧振脈沖。因?yàn)槌跫?jí)側(cè)開關(guān)變換器的操作是電壓諧振形操作，所以開關(guān)電壓V1的諧振脈沖被獲得為正弦諧振波形。
開關(guān)電流IQ1在時(shí)段TOFF中處于零電平。在到達(dá)時(shí)段TOFF結(jié)束并且時(shí)段TON開始時(shí)的導(dǎo)通時(shí)刻，開關(guān)電流IQ1首先通過流過體二極管DD而形成負(fù)極性的波形。開關(guān)電流IQ1然后被反相，通過從漏極流到源極，形成正極性的波形。開關(guān)電流IQ1的這樣的波形指示出執(zhí)行了適當(dāng)?shù)腪VS。
在時(shí)段TON中以正極性流動(dòng)的開關(guān)電流IQ1包括與后面將描述的次級(jí)繞組電流I2相對(duì)應(yīng)的正弦形狀部分。這指示出在初級(jí)側(cè)開關(guān)變換器中流動(dòng)的電流受到次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的影響。
初級(jí)繞組電流I1是流過初級(jí)繞組N1的電流，并且是流過開關(guān)器件Q1的電流分量與流過初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電流的組合。在時(shí)段TOFF中，初級(jí)繞組電流I1的波形對(duì)應(yīng)于流過初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電流的波形。
次級(jí)繞組電流I2、次級(jí)側(cè)整流電壓VD2以及次級(jí)側(cè)整流電流ID1和ID2表示了次級(jí)側(cè)整流電路的操作。
根據(jù)次級(jí)繞組N2中所感應(yīng)的交變電壓(V2)，整流二極管Do1和Do2在交變電壓V2的各自的半周期時(shí)段中交替地導(dǎo)通，如上所述。作為整流二極管Do2兩端電壓的次級(jí)側(cè)整流電壓VD2在整流二極管Do2導(dǎo)通并且次級(jí)側(cè)整流電流ID2從而流動(dòng)的半波時(shí)段期間，處于零電平，并且在整流二極管Do1導(dǎo)通并且次級(jí)側(cè)整流電流ID1從而流動(dòng)的半波時(shí)段期間，被箝位在次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo。
次級(jí)側(cè)整流電流ID1和ID2流到平滑電容器Co，使得以半波正弦形式彼此交替，如圖所示。流過次級(jí)繞組N2的次級(jí)繞組電流I2是通過將次級(jí)側(cè)整流電流ID1和ID2彼此組合而獲得的，并且是正弦形式，如圖所示。次級(jí)繞組電流I2的正弦形式是通過次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振操作而得到的。即，獲得了次級(jí)繞組電流I2的正弦形式作為電流諧振(串聯(lián)諧振)波形。
在該情況中，次級(jí)側(cè)整流電流ID1和ID2以基本相同的傳導(dǎo)角和相同的峰值水平流動(dòng)。
考慮如圖3A所示的各個(gè)部分的操作，參考如圖3B所示的在中等負(fù)載功率Po＝225W處的波形，以及圖3C所示的在最小負(fù)載功率Pomin＝0W處的波形，示出了隨著從小負(fù)載向無負(fù)載轉(zhuǎn)變，初級(jí)側(cè)開關(guān)變換器的操作縮短了一個(gè)開關(guān)周期(TON+TOFF)的時(shí)段長度。這指示出作為根據(jù)在最大負(fù)載功率Pomax到最小負(fù)載功率Pomin的范圍內(nèi)的負(fù)載變化的恒壓控制操作，開關(guān)頻率作出了相應(yīng)的改變，如后面將描述的。另外，注意時(shí)段TOFF和時(shí)段TON之間的占空比，隨著從小負(fù)載向無負(fù)載的轉(zhuǎn)變，時(shí)段TOFF被增大，而時(shí)段TON被減小。這指示出作為根據(jù)在最大負(fù)載功率Pomax到最小負(fù)載功率Pomin的范圍內(nèi)的負(fù)載變化的恒壓控制操作，時(shí)段TOFF和時(shí)段TON之間的占空比也被PWM控制改變。
如圖3B所示的在中等負(fù)載功率Po＝225W處的開關(guān)電流IQ1的波形示出了開關(guān)電流IQ1在時(shí)段TON開始的時(shí)刻，以負(fù)極性流過體二極管DD，與圖3A中的情況一樣。即，獲得了適當(dāng)?shù)腪VS。對(duì)于如圖3C所示的在最小負(fù)載功率Pomin＝0W處的開關(guān)電流IQ1，也是這樣。這指示出圖1所示的電源電路在電源電路所處理的負(fù)載功率的全部范圍內(nèi)都保證了ZVS操作。
作為對(duì)圖1所示的電源電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，圖4示出了AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)、開關(guān)頻率fs以及時(shí)段TON的時(shí)間長度相對(duì)于負(fù)載變化的變化特性。
如圖4所示，隨著負(fù)載在最小負(fù)載功率Pomin到最大負(fù)載功率Pomax的范圍內(nèi)變大，時(shí)段TON的時(shí)間長度增大。隨著負(fù)載在從最大負(fù)載功率Pomax＝300W到中等負(fù)載功率Po＝約225W的大負(fù)載條件的范圍內(nèi)變小，開關(guān)頻率fs被改變以使得增大。在從負(fù)載功率Po＝約225W到負(fù)載功率Po＝約125W的中等負(fù)載條件的范圍內(nèi)，開關(guān)頻率fs幾乎不變，可以被認(rèn)為是恒定的。在從負(fù)載功率Po＝約125W到最小負(fù)載功率Pomin＝0W的小負(fù)載條件的范圍內(nèi)，開關(guān)頻率隨著負(fù)載變小而再次增大。
這樣的開關(guān)頻率fs的特性指示出在圖1的電源電路中用于恒壓控制的操作模式作出了這樣的轉(zhuǎn)變其使得在大負(fù)載(Po300W到225W)和小負(fù)載(Po125W到0W)的范圍內(nèi)，恒壓控制主要通過開關(guān)頻率控制(PFM)來執(zhí)行，而在中等負(fù)載(Po125W到225W)的范圍內(nèi)，恒壓控制主要通過PWM控制來執(zhí)行。但是，實(shí)踐中，如圖所示，隨著從最大負(fù)載功率Pomax＝300W到最小負(fù)載功率Pomin＝0W的負(fù)載變化，時(shí)段TON改變，并且雖然未在圖中示出，時(shí)段TOFF也隨著負(fù)載變化而改變。因此，從電源電路所處理的負(fù)載的整個(gè)范圍的角度，執(zhí)行了復(fù)合恒壓控制操作，其中開關(guān)頻率控制和PWM控制同時(shí)起作用。這樣的復(fù)合控制具有高的控制靈敏度。
與恒壓控制相關(guān)的實(shí)際測量結(jié)果如下。
開關(guān)頻率fs的可變范圍是122.0kHz到142.8kHz，其頻率差(Δfs)是20.8kHz，該可變范圍是相對(duì)于從最大負(fù)載功率Pomax＝300W到最小負(fù)載功率Pomin＝0W的負(fù)載變化，將次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo穩(wěn)定在175V所需的范圍。隨著從最大負(fù)載功率Pomax＝300W到最小負(fù)載功率Pomin＝0W的負(fù)載變化，時(shí)段TON在5.4μs到2.4μs的范圍內(nèi)改變，時(shí)段TOFF在2.8μs到4.6μs的范圍內(nèi)改變。
AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)在最大負(fù)載功率Pomax＝300W處是ηAC→DC＝91.8％。隨著負(fù)載在從最大負(fù)載功率Pomax＝300W到Po＝約75W的范圍內(nèi)變小，AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)增大。測量到的最大值是ηAC→DC＝93.9％。雖然在Po＝75W和更小的小負(fù)載條件下，AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)降低，但是在負(fù)載功率Po＝25W處，ηAC→DC＝90.2％。即，幾乎在電源電路所處理的負(fù)載功率的全部范圍內(nèi)，AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)的值都是90％或者更高。例如，在100％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率、75％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率、50％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率以及25％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率處的負(fù)載功率條件下測量的ηAC→DC的平均值是92.9％。因此，根據(jù)本實(shí)施例的電源電路具有很好的AC到DC電源變換效率。
對(duì)于至此所描述的圖1的電源電路，可以作出以下結(jié)論。
與圖1的電源電路相比，如參考圖9B所描述的，圖8的電源電路在中等負(fù)載處引起不正常操作，在該不正常操作中，在開關(guān)器件Q1的關(guān)斷時(shí)段(TOFF)結(jié)束之前，電流以正電極方向(在該情況中是從漏極到源極)流過開關(guān)器件Q1，從而沒有獲得ZVS操作。因此，圖8的電源電路被認(rèn)為難以投入實(shí)際應(yīng)用。
另一方面，如參考圖3A到3C的波形圖所描述的，根據(jù)圖1所示的本實(shí)施例的電源電路在電源電路所處理的負(fù)載功率的整個(gè)范圍內(nèi)都執(zhí)行了ZVS操作。即，消除了在中等負(fù)載處的不正常操作。因此，具有次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的單端系統(tǒng)的電壓諧振變換器可以被容易地投入實(shí)際應(yīng)用。
主要是通過在絕緣變換器變壓器PIT中例如設(shè)置耦合系數(shù)k≈0.7或者更低處的弱耦合狀態(tài)，來消除中等負(fù)載處的不正常操作。
可以確認(rèn)，傳統(tǒng)操作描述的在中等負(fù)載處的不正常操作發(fā)生在當(dāng)電壓諧振變換器配備有次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的時(shí)候。即，該不正常操作是由當(dāng)形成電壓諧振變換器的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路同時(shí)操作時(shí)的互相作用而引起的。因此，當(dāng)絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)k如根據(jù)本實(shí)施例的電源電路中這樣被設(shè)置為比傳統(tǒng)值低的所需值時(shí)，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路之間的相互作用被減弱，從而消除了在中等負(fù)載處的不正常操作。具體地說，沒有觀察到例如圖9B所示的其中在時(shí)段TOFF結(jié)束時(shí)刻之前和之后流動(dòng)了正極性的開關(guān)電流IQ1的現(xiàn)象，并且獲得了與正常ZVS相對(duì)應(yīng)的開關(guān)電流IQ1的波形。
舉例來說，圖5示意性地示出了如本實(shí)施例中的電源電路的恒壓控制特性，在該電源電路中，對(duì)于具有次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的電壓諧振變換器，設(shè)置了絕緣變換器變壓器PIT的上述耦合系數(shù)。
圖5示出了特性曲線A、B、C和D。特性曲線A和B分別表示在最大負(fù)載功率Pomax和最小負(fù)載功率Pomin處的恒壓控制特性，這些特性對(duì)應(yīng)于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1。特性曲線C和D分別表示在最大負(fù)載功率Pomax和最小負(fù)載功率Pomin處的恒壓控制特性，這些特性對(duì)應(yīng)于次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2。
通常，并聯(lián)諧振電路具有隨著接近諧振頻率而增大諧振阻抗的特性。因此，與初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1和開關(guān)頻率fs相關(guān)，次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo形成二次曲線，其中次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平隨著開關(guān)頻率fs接近諧振頻率而降低，如圖5中的特性曲線A和B所示。特性曲線A和B還示出了作為與初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1相對(duì)應(yīng)的恒壓控制特性，在最大負(fù)載功率Pomax處的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平被移動(dòng)，使得在相同開關(guān)頻率處，比在最小負(fù)載功率Pomin處的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平低了預(yù)定的量。即，假設(shè)開關(guān)頻率fs是固定的，次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平隨著負(fù)載變大而降低。
串聯(lián)諧振電路具有隨著接近諧振頻率而降低諧振阻抗的特性。因此，與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2相應(yīng)地，次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo形成二次曲線，其中次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平隨著開關(guān)頻率fs接近諧振頻率而升高，如特性曲線C和D所示。同樣作為和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2相對(duì)應(yīng)的恒壓控制特性，在最大負(fù)載功率Pomax處的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平被移動(dòng)，使得在相同開關(guān)頻率處，比在最小負(fù)載功率Pomin處的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平低了預(yù)定的量。
由于在本實(shí)施例中設(shè)置了fo1≈2×fo2的關(guān)系，所以在表示開關(guān)頻率的橫坐標(biāo)上，諧振頻率fo1的值被示出為高于諧振頻率fo2。
當(dāng)根據(jù)本實(shí)施例的提供了這樣的特性曲線A、B、C和D的電源電路將次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo實(shí)際穩(wěn)定在預(yù)定額定電平tg(175V)處時(shí)，開關(guān)頻率的可變范圍(必要控制范圍)由圖5中的Δfs指示。這樣的特性意味著通過在必要控制范圍Δfs內(nèi)改變開關(guān)頻率，作出了從取決于初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1處的諧振阻抗(電容阻抗)的控制到取決于次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2處的諧振阻抗(電感阻抗)的控制的轉(zhuǎn)變。
這樣的控制轉(zhuǎn)變可以被認(rèn)為對(duì)應(yīng)于如參考圖4所描述的恒壓控制操作模式根據(jù)負(fù)載變化的轉(zhuǎn)變。這樣的操作可以被認(rèn)為是在中等負(fù)載處獲得適當(dāng)?shù)腪VS的一個(gè)因素。
因?yàn)榈偷鸟詈舷禂?shù)k由于從初級(jí)側(cè)傳遞到次級(jí)側(cè)的功率損耗的增大，引起電源變換效率的降低，所以傳統(tǒng)電壓諧振變換器的耦合系數(shù)k并沒有做得如本實(shí)施例中的絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)k那樣低到提供了弱耦合狀態(tài)。
但是，如圖4中的實(shí)驗(yàn)結(jié)果所示，本實(shí)施例在電源電路所處理的負(fù)載功率的基本整個(gè)范圍上，都具有很好的電源變換效率特性。
基于如下構(gòu)造，在本實(shí)施例中獲得了高的電源變換效率。
已知其中對(duì)電壓諧振變換器提供了次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的電源電路的構(gòu)造在電源變換效率方面實(shí)質(zhì)上是有利的。具體地說，這種構(gòu)造具有這樣的特性隨著從最大負(fù)載功率到小負(fù)載的轉(zhuǎn)變，電源變換效率增大，因此可以說，相比于隨著負(fù)載變小而降低電源變換效率的電流諧振變換器，具有很好的相對(duì)于負(fù)載變化的電源變換效率特性。另外，通過將單端系統(tǒng)用于電壓諧振變換器，并使用一個(gè)開關(guān)器件的最小需求，相比于具有多個(gè)開關(guān)器件的構(gòu)造，例如半橋耦合系統(tǒng)、全橋耦合系統(tǒng)以及推挽系統(tǒng)，開關(guān)損耗被降低。這是改善電源變換效率的另一個(gè)因素。
另外，如上所述，本實(shí)施例通過消除在中等負(fù)載處的不正常操作，提供了適當(dāng)?shù)腪VS。在這種不正常操作現(xiàn)象中，在導(dǎo)通時(shí)刻(時(shí)段TON的起始)之前，開關(guān)器件Q1就被導(dǎo)通，并且正極性的開關(guān)電流IQ1在開關(guān)器件Q1的源極和漏極之間流動(dòng)，如圖9B所示。開關(guān)電流IQ1的這樣的操作增加了開關(guān)損耗。在本實(shí)施例中，沒有發(fā)生與不正常操作相對(duì)應(yīng)的開關(guān)電流IQ1的操作，因此避免了開關(guān)損耗的增加。這是改善電源變換效率的一個(gè)因素。
此外，在圖1所示的電源電路中，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的各自的諧振頻率fo1和fo2的設(shè)置是改善電源變換效率的主要因素。如上所述，在本實(shí)施例中，在100％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率、75％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率、50％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率以及25％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率處的負(fù)載條件下測量的AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)的平均值是92.9％。通過調(diào)整諧振頻率fo1和fo2，最終獲得了在這樣的負(fù)載條件下的電源變換效率特性。即，在利用對(duì)諧振頻率fo1和fo2作出的各種設(shè)置而進(jìn)行實(shí)驗(yàn)之后，最終獲得了電源變換效率特性，并且如上所述地利用fo1＝219kHz和fo2＝113.3kHz，設(shè)置了fo1≈2×fo2的關(guān)系。
通過如上所述地設(shè)置諧振頻率fo1和fo2而改善了電源變換效率的一個(gè)原因如下。如從圖3A中的開關(guān)電流IQ1與圖9A中的開關(guān)電流IQ1的比較可以理解的，與本實(shí)施例相對(duì)應(yīng)的圖3A中的開關(guān)電流IQ1的波形在時(shí)段TON結(jié)束之前具有峰值。
如上面參考圖3A所描述的，該開關(guān)電流IQ1的波形對(duì)應(yīng)于次級(jí)繞組電流I2的正弦波形。即，開關(guān)電流IQ1的波形具有與通過次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振操作獲得的電流諧振波形相對(duì)應(yīng)的波形分量。通過與諧振頻率fo1相關(guān)地設(shè)置諧振頻率fo2，確定了次級(jí)繞組電流I2的波形。
因此，通過初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的各自的諧振頻率fo1和fo2的適當(dāng)設(shè)置，獲得了圖1所示的電源電路中的開關(guān)電流IQ1的波形。
圖3A、3B和3C所示的開關(guān)電流IQ1的波形指示出在關(guān)斷時(shí)間期間，開關(guān)電流IQ1的水平被抑制。當(dāng)開關(guān)電流IQ1的水平在關(guān)斷時(shí)間期間被抑制時(shí)，關(guān)斷時(shí)間期間的開關(guān)損耗被相應(yīng)地減少，從而改善了電源變換效率。
此外，圖1所示的電源電路中的絕緣變換器變壓器PIT具有耦合系數(shù)k為一定的值或更低的弱耦合狀態(tài)，從而消除了次級(jí)繞組N2的磁力線的同側(cè)性(one-sidedness)。因此，如圖3A所示，在次級(jí)側(cè)整流電路中流動(dòng)的次級(jí)側(cè)整流電流ID1和ID2的峰值水平之間的不平衡被消除，并且次級(jí)側(cè)整流電流ID1和ID2的峰值水平彼此相等，例如為5Ap。
作為傳統(tǒng)示例的圖8所示的電源電路引起了磁力線的同側(cè)性，因?yàn)樵撾娫措娐肪哂幸欢ㄖ祷蛘吒叩鸟詈舷禂?shù)k。因此，在圖9A中，次級(jí)側(cè)整流電流ID1和ID2之間的峰值水平之間存在不平衡。整流電流之間的這種不平衡也增大了由于整流二極管中的傳導(dǎo)損耗而造成的功率損耗。
另一方面，如本實(shí)施例中那樣，當(dāng)次級(jí)側(cè)整流電流ID1和ID2的峰值水平之間的不平衡被消除時(shí)，由于不平衡而造成的功率損耗也被消除了。因此，獲得了改善電源變換效率的另一個(gè)因素。
另外，圖8所示的傳統(tǒng)電源電路能夠處理的最大負(fù)載功率Pomax例如是200W，而根據(jù)本實(shí)施例的電源電路能夠處理的最大負(fù)載功率Pomax被提高到300W，是200W的150％。這之所以可能，是因?yàn)楦鶕?jù)本實(shí)施例的電源電路在寬的負(fù)載變換范圍上具有良好的電源變換效率。
如從至此的描述所理解到的，主要通過將絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)k設(shè)置為一定的值或者更低，并且適當(dāng)?shù)卦O(shè)置初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1和fo2，獲得了本實(shí)施例中消除在中等負(fù)載處的不正常操作從而提高電源變換效率的效果。通過將間隙G的間隙長度增大到預(yù)定長度，絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)k可以被設(shè)置為一定的值或者更低。為了設(shè)置諧振頻率fo1和fo2，例如可以考慮絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2的各自的漏電感，來設(shè)置初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的各自的電容。即，為了獲得上述效果，本實(shí)施例并不要求添加特定的部分或者部件?？梢哉f在這點(diǎn)上，根據(jù)本實(shí)施例的電源電路使得電路板的尺寸和重量縮小。
圖6示出了根據(jù)第二實(shí)施例的電源電路的配置示例。順便提及，在圖6中，與圖1相同部分用相同的參考標(biāo)號(hào)標(biāo)注，并且將省略對(duì)其的描述。
圖6所示的電源電路具有倍壓器全波整流電路作為次級(jí)側(cè)整流電路。
該倍壓器全波整流電路中的次級(jí)繞組N2具有中心抽頭，來以中心抽頭為邊界，將次級(jí)繞組N2分為兩個(gè)次級(jí)繞組部分N2A和N2B。對(duì)于次級(jí)繞組部分N2A和N2B，設(shè)置了相同的預(yù)定匝數(shù)。
次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A與次級(jí)繞組N2的次級(jí)繞組部分N2A側(cè)上的端部串聯(lián)連接。次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B與次級(jí)繞組N2的次級(jí)繞組部分N2B側(cè)上的端部串聯(lián)連接。從而，由次級(jí)繞組部分N2A的漏電感分量和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A的電容形成了第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，由次級(jí)繞組部分N2B的漏電感分量和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B的電容形成了第二次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。
次級(jí)繞組N2的次級(jí)繞組部分N2A側(cè)上的端部經(jīng)由次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A的串聯(lián)連接，被連接到整流二極管Do1的陽極與整流二極管Do2的陰極之間的連接點(diǎn)。次級(jí)繞組N2的次級(jí)繞組部分N2B側(cè)上的端部經(jīng)由次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B的串聯(lián)連接，被連接到整流二極管Do3的陽極與整流二極管Do4的陰極之間的連接點(diǎn)。
整流二極管Do1和Do3的各自的陰極被連接到平滑電容器Co的正電極端子。平滑電容器Co的負(fù)電極端子連接到次級(jí)側(cè)地。
整流二極管Do2和Do4的各自的陽極與次級(jí)繞組N2的中心抽頭之間的連接點(diǎn)也被連接到次級(jí)側(cè)地。
在上述連接形式中，由次級(jí)繞組部分N2A、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A、整流二極管Do1和Do2以及平滑電容器Co形成了包括第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的第一倍壓器半波整流電路，由次級(jí)繞組部分N2B、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B、整流二極管Do3和Do4以及平滑電容器Co形成了包括第一次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的第二倍壓器半波整流電路。
在次級(jí)繞組N2中所感應(yīng)的交變電壓的一種極性的半周期時(shí)段中，第一倍壓器半波整流電路通過由次級(jí)繞組部分N2A、整流二極管Do2、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A、次級(jí)繞組部分N2A以該順序形成的整流電流路徑，執(zhí)行整流操作，并用次級(jí)繞組部分N2A的交變電壓(V2)的電勢，對(duì)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A充電。在次級(jí)繞組N2中所感應(yīng)的交變電壓的另一極性的半周期時(shí)段中，第一倍壓器半波整流電路通過由次級(jí)繞組部分N2A、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A、整流二極管Do1、平滑電容器Co、次級(jí)繞組部分N2A以該順序形成的整流電流路徑，執(zhí)行整流操作，并用通過將次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A兩端的電壓疊加在次級(jí)繞組部分N2A的交變電壓上而得到的電勢，對(duì)平滑電容器Co充電。
在次級(jí)繞組N2中所感應(yīng)的交變電壓的所述另一極性的半周期時(shí)段中，第二倍壓器半波整流電路通過由次級(jí)繞組部分N2B、整流二極管Do4、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B、次級(jí)繞組部分N2B以該順序形成的整流電流路徑，執(zhí)行整流操作，并用次級(jí)繞組部分N2B的交變電壓(與處于V2的次級(jí)繞組部分N2A的交變電壓相等)的電勢，對(duì)次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B充電。在次級(jí)繞組N2中所感應(yīng)的交變電壓的所述一種極性的半周期時(shí)段中，第二倍壓器半波整流電路通過由次級(jí)繞組部分N2B、次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B、整流二極管Do3、平滑電容器Co、次級(jí)繞組部分N2B以該順序形成的整流電流路徑，執(zhí)行整流操作，并用通過將次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B兩端的電壓疊加在次級(jí)繞組部分N2B的交變電壓上而得到的電勢，對(duì)平滑電容器Co充電。
根據(jù)上述整流操作，在次級(jí)繞組N2中所感應(yīng)的交變電壓的所述一種極性的半周期中，用通過將次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2B兩端的電壓疊加在次級(jí)繞組部分N2B的感應(yīng)電壓上而得到的電勢，利用整流電流對(duì)平滑電容器Co充電，并且，在次級(jí)繞組N2中所感應(yīng)的交變電壓的所述另一極性的半周期中，用通過將次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2A兩端的電壓疊加在次級(jí)繞組部分N2A的感應(yīng)電壓上而得到的電勢，利用整流電流對(duì)平滑電容器Co充電。從而，作為平滑電容器Co兩端電壓的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平對(duì)應(yīng)于次級(jí)繞組部分N2A和N2B的感應(yīng)電壓的電平(V2)的兩倍。即，獲得了倍壓器全波整流電路。
如下選擇圖6所示的配備有倍壓器全波整流電路作為次級(jí)側(cè)整流電路的電源電路的主要部分。
對(duì)于絕緣變換器變壓器PIT，選擇EER-35磁芯，并且間隙G被設(shè)置為2.2mm的間隙長度。對(duì)于初級(jí)繞組N1的匝數(shù)T，N1＝37T。對(duì)于次級(jí)繞組N2的匝數(shù)T，N2＝N2A+N2B＝27T+27T。從而，設(shè)置k＝0.67作為絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)k。
選擇Cr＝5600pF作為初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容。通過初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的這種電容設(shè)置，以及由絕緣變換器變壓器PIT的結(jié)構(gòu)得到的初級(jí)繞組N1的漏電感L1，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1被設(shè)置為fo1＝217kHz。選擇C2＝0.022μF作為次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的電容。通過次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的這種電容設(shè)置，以及由絕緣變換器變壓器PIT的結(jié)構(gòu)得到的次級(jí)繞組N2的漏電感L2，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2被設(shè)置為fo2＝104.8kHz。同樣在第二實(shí)施例中，相對(duì)地說，得到了fo1≈2×fo2的關(guān)系。
同樣在該情況中，對(duì)于電源電路所處理的負(fù)載功率，最大負(fù)載功率Pomax＝300W，最小負(fù)載功率Pomin＝0W(無負(fù)載)。次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的額定電平是175V。
對(duì)于根據(jù)第二實(shí)施例形成的電源電路進(jìn)行的實(shí)驗(yàn)提供了與代表根據(jù)第一實(shí)施例的電源電路操作的圖3A到3C的波形圖中的操作波形相同的結(jié)果。例如，實(shí)驗(yàn)表明在中等負(fù)載處的不正常操作被消除。但是，由于次級(jí)側(cè)整流電路是倍壓器全波整流電路，所以在次級(jí)繞組N2的交變電壓的一個(gè)周期中，在各自的半波時(shí)段中，次級(jí)側(cè)整流電路中流動(dòng)的整流電流ID1和ID2都是2.5Ap。由于次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(N2A-C2A和N2B-C2B)的諧振操作，該情況中的整流電流ID1和ID2具有半波正弦波形。同樣在該情況中，由于消除了磁力線的同側(cè)性，整流電流ID1和ID2的峰值水平彼此相等。
對(duì)于AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)和開關(guān)頻率fs(和時(shí)段TON)相對(duì)于負(fù)載變化的變化特性，獲得了與示出了根據(jù)第一實(shí)施例的電源電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果的圖4基本相同的結(jié)果。
具體地說，開關(guān)頻率fs的可變范圍是117.6kHz到147.1kHz，Δfs＝29.5kHz，該可變范圍是相對(duì)于從最大負(fù)載功率Pomax＝300W到最小負(fù)載功率Pomin＝0W的負(fù)載變化，將次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo穩(wěn)定在175V所需的范圍。隨著從最大負(fù)載功率Pomax＝300W到最小負(fù)載功率Pomin＝0W的負(fù)載變化，時(shí)段TON在5.7μs到2.2μs的范圍內(nèi)改變，時(shí)段TOFF在2.8μs到4.6μs的范圍內(nèi)改變。
AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)在最大負(fù)載功率Pomax＝300W處是ηAC→DC＝91.8％。隨著負(fù)載在從最大負(fù)載功率Pomax＝300W到Po＝約75W的范圍內(nèi)變小，AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)增大。測量到的最大值是ηAC→DC＝93.8％。在負(fù)載功率Po＝25W處，ηAC→DC＝90.0％。因此，同樣在根據(jù)第二實(shí)施例的電源電路中，幾乎在電源電路所處理的負(fù)載功率的全部范圍內(nèi)，AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)的值都是90％或者更高。在100％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率、75％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率、50％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率以及25％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率處的負(fù)載功率條件下測量的ηAC→DC的平均值是92.8％。
圖7是示出了根據(jù)第三實(shí)施例的電源電路的配置示例的電路圖。順便提及，在圖7中，與圖1和圖6相同的部分用相同的參考標(biāo)號(hào)標(biāo)注，并將省略對(duì)其的描述。
圖7所示的電源電路具有橋式全波整流電路作為絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)側(cè)整流電路，該橋式全波整流電路包括由四個(gè)整流二極管Do1、Do2、Do3和Do4形成的橋式整流電路。該橋式整流電路被形成為使得整流二極管Do1的陽極與整流二極管Do2的陰極之間的連接點(diǎn)是正電極輸入端子，整流二極管Do1的陰極與整流二極管Do3的陰極之間的連接點(diǎn)是負(fù)電極輸出端子，整流二極管Do3的陽極與整流二極管Do4的陰極之間的連接點(diǎn)是負(fù)電極輸入端子，整流二極管Do2的陽極與整流二極管Do4的陽極之間的連接點(diǎn)是負(fù)電極輸出端子。
橋式整流電路的正電極輸入端子經(jīng)由次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2被連接到次級(jí)繞組N2的纏繞終止端部分。正電極輸出端子連接到平滑電容器Co的正電極端子。負(fù)電極輸入端子連接到次級(jí)繞組N2的纏繞起始端部分。負(fù)電極輸出端子連接到次級(jí)側(cè)地。平滑電容器Co的負(fù)電極端子也連接到次級(jí)側(cè)地。
在與次級(jí)繞組N2的交變電壓V2的一種極性相對(duì)應(yīng)的半周期中，如此形成的次級(jí)側(cè)整流電路中的整流二極管Do1和整流二極管Do4導(dǎo)通，以執(zhí)行整流，并用整流電流ID1對(duì)平滑電容器Co充電。在次級(jí)側(cè)繞組電壓V2的另一半周期(其中次級(jí)繞組N2的纏繞起始側(cè)處于正電勢)中，整流二極管Do2和整流二極管Do3導(dǎo)通，以執(zhí)行整流，并用整流電流ID2對(duì)平滑電容器Co充電。從而，作為平滑電容器Co兩端的電壓，生成了次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo，其電平對(duì)應(yīng)于次級(jí)繞組N2中所感應(yīng)的電壓(V2)的電平的一倍。
次級(jí)繞組N2與次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的串聯(lián)電路被插入在根據(jù)次級(jí)繞組N2的交變電壓V2的正極性和負(fù)極性中的每個(gè)而形成的整流電路中。即，同樣在該情況中，由次級(jí)繞組N2的漏電感L2和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的電容，在次級(jí)側(cè)上形成了次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路。次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路根據(jù)次級(jí)側(cè)整流電路的整流操作，執(zhí)行諧振操作。
如下選擇采用這種電路配置的圖7的電源電路的主要部分。
對(duì)于絕緣變換器變壓器PIT，選擇EER-35磁芯，并且間隙G被設(shè)置為2.2mm的間隙長度。對(duì)于初級(jí)繞組N1的匝數(shù)T，N1＝37T。對(duì)于次級(jí)繞組N2的匝數(shù)T，N2＝54T。從而，設(shè)置k＝0.67作為絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)k。
選擇Cr＝7500pF作為初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容。通過初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的這種電容設(shè)置，以及由絕緣變換器變壓器PIT的結(jié)構(gòu)得到的初級(jí)繞組N1的漏電感L1，初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo1被設(shè)置為fo1＝217kHz。選擇C2＝0.012μF作為次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的電容。通過次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2的這種電容設(shè)置，以及由絕緣變換器變壓器PIT的結(jié)構(gòu)得到的次級(jí)繞組N2的漏電感L2，次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率fo2被設(shè)置為fo2＝100.3kHz。同樣在第三實(shí)施例中，相對(duì)地說，得到了fo1≈2×fo2的關(guān)系。
對(duì)于電源電路所處理的負(fù)載功率，最大負(fù)載功率Pomax＝300W，最小負(fù)載功率Pomin＝0W(無負(fù)載)。次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo具有175V的額定電平。
對(duì)根據(jù)第三實(shí)施例的電源電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果同樣與圖3A到3C的波形圖基本相同。即，可以確認(rèn)，在中等負(fù)載出的不正常操作被消除。同樣在該情況中，由于次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振操作，次級(jí)側(cè)整流電路中所流動(dòng)的整流電流ID1和ID2具有半波正弦波形。在該情況中，整流電流ID1和ID2的峰值水平都是2.6Ap，從而彼此相等，指示出磁力線的同側(cè)性被消除。
對(duì)于AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)和開關(guān)頻率fs(和時(shí)段TON)相對(duì)于負(fù)載變化的變化特性，獲得了與示出了根據(jù)第一實(shí)施例的電源電路的實(shí)驗(yàn)結(jié)果的圖4基本相同的結(jié)果。
具體地說，開關(guān)頻率fs的可變范圍是114.9kHz到137kHz，Δfs＝22.1kHz，該可變范圍是相對(duì)于從最大負(fù)載功率Pomax＝300W到最小負(fù)載功率Pomin＝0W的負(fù)載變化，將次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo穩(wěn)定在175V所需的范圍。隨著從最大負(fù)載功率Pomax＝300W到最小負(fù)載功率Pomin＝0W的負(fù)載變化，時(shí)段TON在5.6μs到2.2μs的范圍內(nèi)改變，時(shí)段TOFF在3.1μs到5.1μs的范圍內(nèi)改變。
AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)在最大負(fù)載功率Pomax＝300W處是ηAC→DC＝91.8％。隨著負(fù)載在從最大負(fù)載功率Pomax＝300W到Po＝約75W的范圍內(nèi)變小，AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)增大。測量到的最大值是ηAC→DC＝93.5％。在負(fù)載功率Po＝25W處，ηAC→DC＝90.0％。因此，同樣在根據(jù)第三實(shí)施例的電源電路中，幾乎在電源電路所處理的負(fù)載功率的全部范圍內(nèi)，AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)的值都是90％或者更高。在100％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率、75％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率、50％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率以及25％最大負(fù)載功率的負(fù)載功率處的負(fù)載功率條件下測量的ηAC→DC的平均值是92.5％。
應(yīng)當(dāng)注意，本發(fā)明并不限于上述實(shí)施例所示的配置。例如，對(duì)于初級(jí)側(cè)電壓諧振變換器的電路配置和包括次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的次級(jí)側(cè)整流電路的配置的細(xì)節(jié)，可以設(shè)想不同的配置。
另外，除MOS-FET之外的器件也可以被選擇作為開關(guān)器件。此外，雖然上述實(shí)施例包括外激開關(guān)變換器，本發(fā)明也可應(yīng)用于開關(guān)變換器被形成為自激開關(guān)變換器的情況。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，依賴于設(shè)計(jì)需要和其他因素，可以想到各種修改、組合、子組合以及替換，它們落入權(quán)利要求及其等同物的范圍內(nèi)。
本發(fā)明包含與于2005年1月25日向日本專利局遞交的日本專利申請(qǐng)JP 2005-016758有關(guān)的主題，該申請(qǐng)的全部內(nèi)容通過引用結(jié)合于此。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源電路，包括整流和平滑裝置，用于通過對(duì)交變輸入電壓進(jìn)行整流和平滑，獲得直流輸入電壓；開關(guān)裝置，所述開關(guān)裝置利用被提供了所述直流輸入電壓的開關(guān)器件形成，并執(zhí)行開關(guān)操作；開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置，用于對(duì)所述開關(guān)器件進(jìn)行開關(guān)驅(qū)動(dòng)；通過至少纏繞初級(jí)繞組和次級(jí)繞組而形成的絕緣變換器變壓器，其中所述初級(jí)繞組被提供了通過所述開關(guān)裝置的開關(guān)操作而得到的開關(guān)輸出，在所述次級(jí)繞組中，由在所述初級(jí)繞組中獲得的開關(guān)輸出感應(yīng)出交變電壓；至少由所述絕緣變換器變壓器的所述初級(jí)繞組的漏電感分量和初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電容器的電容形成的初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路，所述初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路將所述開關(guān)裝置的操作轉(zhuǎn)換為電壓諧振型操作；至少由所述絕緣變換器變壓器的所述次級(jí)繞組的漏電感分量和與所述次級(jí)繞組串聯(lián)連接的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器的電容形成的次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路；次級(jí)側(cè)直流輸出電壓生成裝置，用于通過對(duì)在所述絕緣變換器變壓器的所述次級(jí)繞組中所感應(yīng)的并被輸入到所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓生成裝置的交變電壓執(zhí)行整流操作，并通過次級(jí)側(cè)平滑電容器使得自所述整流操作的整流輸出平滑，來生成次級(jí)側(cè)直流輸出電壓；以及恒壓控制裝置，用于通過根據(jù)所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的電平控制所述開關(guān)驅(qū)動(dòng)裝置以改變所述開關(guān)裝置的開關(guān)頻率，來對(duì)所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓執(zhí)行恒壓控制；其中，所述絕緣變換器變壓器的初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間的耦合系數(shù)被設(shè)置為使得至少在中等負(fù)載的預(yù)定負(fù)載條件范圍內(nèi)獲得適當(dāng)?shù)牧汶妷呵袚Q，并且所述初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振頻率和所述次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路的諧振頻率被設(shè)置為使得至少在預(yù)定負(fù)載條件下獲得一定的電源變換效率或者更高的電源變換效率。
2.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其中，所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓生成裝置包括倍壓器半波整流電路，用于在所述次級(jí)繞組中所感應(yīng)的交變電壓的每種半周期中對(duì)所述次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器和所述次級(jí)側(cè)平滑電容器中的一個(gè)充電，并生成具有與所述交變電壓的兩倍電平相對(duì)應(yīng)的電平的所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓。
3.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其中，所述次級(jí)繞組通過抽頭被劃分；次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器與所述被劃分的次級(jí)繞組的端部中的每一個(gè)串聯(lián)連接；并且所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓生成裝置包括倍壓器全波整流電路，用于在所述次級(jí)繞組中所感應(yīng)的交變電壓的每種半周期中對(duì)所述次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器和所述次級(jí)側(cè)平滑電容器中的一個(gè)充電，并生成具有與所述交變電壓的兩倍電平相對(duì)應(yīng)的電平的所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓。
4.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其中，所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓生成裝置包括橋式整流電路，并執(zhí)行全波整流操作。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種開關(guān)電源電路。通過將絕緣變換器變壓器的耦合系數(shù)設(shè)置為約0.7或者更低，消除了不正常操作，在該不正常操作中，在中等負(fù)載處開關(guān)器件的關(guān)斷時(shí)段結(jié)束之前電流流過了開關(guān)器件。初級(jí)側(cè)并聯(lián)諧振頻率和次級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振頻率被設(shè)置為獲得良好的電源變換效率特性。
文檔編號(hào)H02M3/28GK1812241SQ20061000275
公開日2006年8月2日 申請(qǐng)日期2006年1月25日 優(yōu)先權(quán)日2005年1月25日
發(fā)明者安村昌之 申請(qǐng)人:索尼株式會(huì)社