本發(fā)明是一種基于矩陣變換器的能量回饋型多相電梯牽引驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)高性能控制方法，屬于電工、電機(jī)、電力電子的技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

當(dāng)前，電梯的節(jié)能降耗已經(jīng)引起業(yè)界的高度重視。傳統(tǒng)的基于兩電平變頻器的電梯驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)dv/dt較大，導(dǎo)致電梯電機(jī)共模電壓較大、電壓輸出波形較差、諧波量畸變率較大，且傳統(tǒng)的電梯驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)由于采用二極管不控整流方式，因此驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)只具有單向功率傳送能力，電梯在減速制動(dòng)過程電機(jī)的能量無(wú)法回饋到電網(wǎng)中，而通過電阻之類耗能元件浪費(fèi)掉。在電梯節(jié)能的實(shí)踐應(yīng)用中，能量回饋節(jié)能要求將電梯運(yùn)動(dòng)過程中產(chǎn)生的機(jī)械能通過能量回饋器轉(zhuǎn)換成電能，然后把這些電能輸送回交流電網(wǎng)供給其他用電設(shè)備來(lái)使用，這樣一來(lái)電梯使用過程中的節(jié)電效果是相當(dāng)明顯的，真正做到了綠色環(huán)保。一般認(rèn)為，使用能量回饋技術(shù)之后，電梯節(jié)電率在15-50％范圍之內(nèi)。

基于矩陣變換器的能量回饋型多相電梯牽引驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，多電平變頻器具有等效開關(guān)頻率較高、dv/dt較小、輸出波形較好、諧波量較小的優(yōu)點(diǎn)，但是間接式矩陣變換器并網(wǎng)電流存在lc濾波器諧振頻率的諧波，這無(wú)疑會(huì)對(duì)電網(wǎng)造成諧波污染，影響供電質(zhì)量，會(huì)對(duì)電力系統(tǒng)和用戶造成嚴(yán)重的危害，抑制該諧振是間接式矩陣變換器投入運(yùn)行的前提條件。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：針對(duì)上述現(xiàn)有技術(shù)，提供一種基于矩陣變換器的能量回饋型電梯牽引驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)控制方法，基于功率平衡主動(dòng)阻尼抑制諧振，可以有效降低并網(wǎng)電流畸變。

技術(shù)方案：基于矩陣變換器的能量回饋型電梯牽引驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)控制方法，所述電梯牽引驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)采用雙三相電機(jī)，包括如下步驟：

步驟1)，運(yùn)用雙dq變換的數(shù)學(xué)模型，速度誤差經(jīng)過速度pi控制器的作用，輸出電磁轉(zhuǎn)矩te，同時(shí)根據(jù)電磁轉(zhuǎn)矩方程，得到q軸電流參考分量iq，再經(jīng)過電流pi控制器的作用，得到q軸電壓參考分量uq；控制d軸電流id＝0，經(jīng)過電流pi控制器得到d軸電壓參考分量ud；

步驟2)，根據(jù)所述d軸電壓參考分量ud、q軸電壓參考分量uq，以及q軸電流參考分量iq，利用兩通道功率和輸出相電壓幅值計(jì)算函數(shù)計(jì)算得到兩通道功率p^*和相電壓幅值uom；其中，所述兩通道功率和相電壓幅值計(jì)算函數(shù)為：

p^*＝1.5(udid+uqiq)

步驟3)，電網(wǎng)電壓usabc通過濾波電路再通過3/2s變換得到αβ軸分量uiα,uiβ；將所得αβ軸分量uiα,uiβ經(jīng)高通濾波器提取電壓高頻分量，再通過虛擬阻抗rf得到對(duì)應(yīng)的電流高頻分量計(jì)算公式為：

其中，uiα_highpass為所述uiα,uiβ經(jīng)過高通濾波器后得到的電壓；

步驟4)，根據(jù)所述電網(wǎng)電壓usabc經(jīng)過3/2s變換得到的usα和usβ、兩通道有功功率p^*以及無(wú)功功率q^*計(jì)算得到電流低頻分量iiα,iiβ，所述電流低頻分量iiα,iiβ與電流高頻分量作和，得到最終的輸入電流參考值其中，計(jì)算公式為：

其中，usm為電網(wǎng)電壓usabc幅值；

步驟5)，將所述最終的輸入電流參考值與虛擬直流側(cè)平均電流idc的比值作為整流級(jí)電流調(diào)制系數(shù)進(jìn)行電流空間矢量調(diào)制得到整流級(jí)的pwm波，并將該開關(guān)信號(hào)輸入到矩陣變換器中；其中，設(shè)逆變級(jí)調(diào)制系數(shù)為1，計(jì)算虛擬直流側(cè)平均電流為：

步驟6)，將矩陣變換器的輸出電流io、電網(wǎng)電壓usabc經(jīng)lc濾波電路濾波后電壓uiabc和雙三相電機(jī)的電角度頻率ω輸入到磁鏈觀測(cè)器，可得到dq軸電流k+1時(shí)刻的預(yù)測(cè)值為：

ld＝3lmd+lli

lq＝3lmd+lli

其中，k表示當(dāng)前時(shí)刻，和分別表示雙三相電機(jī)的兩通道的dq軸電流分量，和分別表示雙三相電機(jī)的兩通道的dq軸電壓分量，ψfd為永磁體在每相繞組中產(chǎn)生的磁鏈幅值，rs為定子電阻，ts為開關(guān)周期，ld,lq表示雙三相電機(jī)的兩通道的dq軸等效電感，lli為漏自感，lmd、lmq分別為dq軸主自感；和分別表示雙三相電機(jī)的兩通道的dq軸電流分量k+1時(shí)刻的預(yù)測(cè)值；

dq軸磁鏈k+1時(shí)刻的預(yù)測(cè)值為：

其中，ψd1^k+1,ψq1^k+1和ψd2^k+1,ψq2^k+1分別為k+1時(shí)刻雙三相電機(jī)的兩通道的dq軸電磁鏈分量的預(yù)測(cè)值；

步驟7)，將得到的電流預(yù)測(cè)值和磁鏈預(yù)測(cè)值輸入到磁鏈轉(zhuǎn)矩預(yù)測(cè)控制中，得到k+1時(shí)刻轉(zhuǎn)矩的預(yù)測(cè)值為：

其中，np為電機(jī)的同步轉(zhuǎn)速；

步驟8)，將得到的轉(zhuǎn)矩預(yù)測(cè)值和磁鏈預(yù)測(cè)值輸入到價(jià)值函數(shù)中，將雙三相電機(jī)的電角度頻率ω與給定電角度頻率ω^*經(jīng)過pi調(diào)節(jié)器得到轉(zhuǎn)矩給定值將所得到的轉(zhuǎn)矩給定值與磁鏈給定值ψ^*輸入到價(jià)值函數(shù)中，由價(jià)值函數(shù)得到相應(yīng)的逆變級(jí)最優(yōu)開關(guān)狀態(tài)，即逆變級(jí)的pwm波，并將此開關(guān)狀態(tài)輸入到矩陣變換器中；其中價(jià)值函數(shù)表達(dá)式為：

g＝△te+λ△ψ

其中，g為價(jià)值函數(shù)，λ<1為權(quán)重系數(shù)；為轉(zhuǎn)矩誤差函數(shù)；

為磁鏈誤差函數(shù)；

步驟9)，將輸入的整流級(jí)開關(guān)狀態(tài)與逆變級(jí)的開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行交錯(cuò)控制，得到矩陣變換器不同時(shí)刻的開關(guān)狀態(tài)。

進(jìn)一步的，所述電流空間矢量調(diào)制的策略是依據(jù)三相電壓的瞬時(shí)值判斷合成矢量所在的扇區(qū)，再確定合成參考向量的三個(gè)基本空間電流向量，其次計(jì)算三個(gè)基本電流空間向量的作用時(shí)間，再確定三個(gè)基本電流空間向量對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)，最后按照3段式、開關(guān)損耗最低的原則確定三個(gè)基本電流空間向量作用的順序，并根據(jù)開關(guān)順序確定每相四個(gè)開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)與切換點(diǎn)對(duì)應(yīng)的時(shí)間。

進(jìn)一步的，所述整流級(jí)的pwm波與逆變級(jí)的pwm波的交錯(cuò)控制過程為：向雙通道間接式矩陣變換器輸入整流級(jí)和逆變級(jí)開關(guān)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)pwm波時(shí)整流級(jí)和逆變級(jí)使用同一個(gè)三角載波，使上下通道不同有效電流矢量相互重疊或與零矢量重疊，削減電流峰值，降低電流畸變程度。

有益效果：(1)本方法采用基于功率平衡的主動(dòng)阻尼控制策略通過高通濾波器提取電壓高頻分量，再經(jīng)過虛擬阻抗對(duì)應(yīng)到電流高頻分量并注入到通過功率平衡計(jì)算出來(lái)的輸入電流參考值，基于功率平衡修改通過輸入電流參考值可以有效降低并網(wǎng)電流畸變。

(2)基于矩陣變換器的能量回饋型多相電梯牽引驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)基于載波交錯(cuò)控制，根據(jù)不同lc諧振頻率，設(shè)計(jì)不同的載波移向角，使上下通道不同有效電流矢量相互重疊或與零矢量重疊，可以削減電流峰值，降低電流畸變程度，該方法可以明顯降低諧振頻率處電流畸變。

附圖說(shuō)明

圖1是本發(fā)明的基于矩陣變換器的能量回饋型電梯牽引驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖；

其中，1.1—濾波電路，1.2—雙通道間接矩陣變換器整流級(jí)，整流級(jí)每個(gè)雙向開關(guān)由兩個(gè)帶反并聯(lián)二極管的igbt器件串聯(lián)支路，1.3—雙通道間接矩陣變換器逆變級(jí)，為二極管中點(diǎn)箝位型三電平逆變器，1.4—雙三相永磁電機(jī)。

圖2是本發(fā)明可控整流級(jí)與三相三電平逆變器整流級(jí)開關(guān)矢量順序作用圖；

圖3是本發(fā)明的基于矩陣變換器的能量回饋型電梯牽引驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)控制方法的控制框圖；

其中，3.0—鎖相環(huán)，3.1—lc濾波電路，3.2—3/2s變換，3.3—高通濾波器，3.4—電流低頻分量，3.5—最終的輸入電流參考值，3.6—電流空間矢量調(diào)制，3.7—矩陣變換器imc，3.8—兩通道功率與輸出相電壓幅值計(jì)算函數(shù)，3.9—電流pi控制器，3.10—速度pi控制器，3.11—電流pi控制器，3.12—磁鏈觀測(cè)器，3.13—磁鏈轉(zhuǎn)矩預(yù)測(cè)控制，3.14—速度調(diào)節(jié)器，3.15—價(jià)值函數(shù)。

圖4是所述的整流級(jí)的pwm波與逆變級(jí)的pwm波的交錯(cuò)控制過程。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明做更進(jìn)一步的解釋。

以圖1所示的基于矩陣變換器的能量回饋型多相電梯牽引驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)為例說(shuō)明。電網(wǎng)側(cè)輸入電壓為三相交流電壓，系統(tǒng)額定電壓為380v，額定功率為10kw。

如圖1所示，電網(wǎng)側(cè)各相電壓usa,usb,usc通過電感l(wèi)f和電容cf相連接，再接入并連整流器，整流器由兩個(gè)帶反向二極管的igbt共射級(jí)串聯(lián)構(gòu)成一個(gè)具有雙向阻斷電壓能力和雙向電流流通能力的雙向開關(guān)，構(gòu)成整流級(jí)模塊的一相橋臂，三個(gè)橋臂構(gòu)成一個(gè)整流器模塊。整流器輸出直接連接到二極管箝位型三相三電平逆變器直流母線，其中4個(gè)帶反并聯(lián)二極管的igbt串聯(lián)構(gòu)成三相三電平逆變器的一組橋臂，兩個(gè)串聯(lián)二極管與中間兩個(gè)igbt并聯(lián)構(gòu)成箝位電路，3組橋臂構(gòu)成一個(gè)三相三電平逆變器，箝位二極管中點(diǎn)和電網(wǎng)側(cè)電容中點(diǎn)相連接。由兩個(gè)三相三電平逆變器分別驅(qū)動(dòng)雙定子多相復(fù)合永磁電機(jī)的兩個(gè)定子上的三相繞組。

如圖2所示，電網(wǎng)側(cè)整流器模塊根據(jù)電壓利用率靈活調(diào)節(jié)，采用整流級(jí)有零矢量調(diào)制，即電流空間矢量調(diào)制法。當(dāng)整流級(jí)一相橋臂上下開關(guān)導(dǎo)通，另兩相橋臂開關(guān)全關(guān)斷時(shí)，輸入電流矢量為零矢量，此時(shí)整流級(jí)輸出直流電壓為零。調(diào)制策略是依據(jù)三相電壓的瞬時(shí)值判斷合成矢量所在的扇區(qū)，接著確定由哪三個(gè)基本空間電流向量合成參考向量，其次計(jì)算三個(gè)基本電流空間向量的作用時(shí)間，再確定三個(gè)基本電流空間向量對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)，最后按照3段式、開關(guān)損耗最低、對(duì)稱分布的原則確定三個(gè)基本電流空間向量作用的順序，并根據(jù)開關(guān)順序確定每相四個(gè)開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài)與切換點(diǎn)對(duì)應(yīng)的時(shí)間。在實(shí)際應(yīng)用中，由于受不同類型負(fù)載的影響，電網(wǎng)電壓會(huì)呈現(xiàn)各種類型的擾動(dòng)，如畸變、跌落等。因此，本方法對(duì)間接式矩陣變換器空間矢量調(diào)制策略進(jìn)行改進(jìn)，通過在整流調(diào)制矢量中引入抗擾分量來(lái)提高間接矩陣變換器的輸出波形質(zhì)量。將輸入電壓的不對(duì)稱性和畸變等非正常因素視為輸入擾動(dòng)，并將輸入擾動(dòng)表示為相對(duì)輸入電壓正序基波分量的線性偏離。根據(jù)傅里葉變換原理，將輸入電壓分解為基波分量和實(shí)際輸入電壓與參考輸入基波正序電壓之間的偏差分量?jī)刹糠帧．?dāng)輸入電壓不平衡時(shí)，要實(shí)現(xiàn)無(wú)諧波的輸入功率，輸入電流矢量應(yīng)含諧波分量，相應(yīng)地整流調(diào)制矢量也應(yīng)含諧波分量。本方法包括如下具體步驟：

步驟1)，運(yùn)用雙dq變換的數(shù)學(xué)模型，速度誤差經(jīng)過速度pi控制器3.10的作用，輸出電磁轉(zhuǎn)矩te，同時(shí)根據(jù)電磁轉(zhuǎn)矩方程，得到q軸電流參考分量iq，再經(jīng)過電流pi控制器3.11的作用，得到q軸電壓參考分量uq；控制d軸電流id＝0，經(jīng)過電流pi控制器3.9得到d軸電壓參考分量ud。

步驟2)，根據(jù)d軸電壓參考分量ud、q軸電壓參考分量uq，以及q軸電流參考分量iq，利用兩通道功率和輸出相電壓幅值計(jì)算函數(shù)計(jì)算得到兩通道功率p^*和相電壓幅值uom。其中，兩通道功率和相電壓幅值計(jì)算函數(shù)為：

p^*＝1.5(udid+uqiq)

步驟3)，電網(wǎng)電壓usabc通過濾波電路3.1再通過3/2s變換3.2得到αβ軸分量uiα,uiβ；將所得αβ軸分量uiα,uiβ經(jīng)高通濾波器3.3提取電壓高頻分量，再通過虛擬阻抗rf得到對(duì)應(yīng)的電流高頻分量其中，

其中，uiα_highpass為uiα,uiβ經(jīng)過高通濾波器3.3后得到的電壓。

步驟4)，根據(jù)電網(wǎng)電壓usabc經(jīng)過3/2s變換3.2得到的usα和usβ、兩通道有功功率p^*以及無(wú)功功率q^*計(jì)算得到電流低頻分量iiα,iiβ，電流低頻分量iiα,iiβ與電流高頻分量作和，得到最終的輸入電流參考值其中，計(jì)算公式為：

其中，usm為電網(wǎng)電壓usabc幅值。

步驟5)，將最終的輸入電流參考值與虛擬直流側(cè)平均電流idc的比值作為整流級(jí)電流調(diào)制系數(shù)進(jìn)行電流空間矢量調(diào)制3.6得到整流級(jí)的pwm波，并將該開關(guān)信號(hào)輸入到矩陣變換器3.7中。其中，設(shè)逆變級(jí)調(diào)制系數(shù)為1，計(jì)算虛擬直流側(cè)平均電流為：

步驟6)，將矩陣變換器3.7的輸出電流io、電網(wǎng)電壓usabc經(jīng)lc濾波電路3.1濾波后電壓uiabc和雙三相電機(jī)的電角度頻率ω輸入到磁鏈觀測(cè)器3.12，可得到dq軸電流k+1時(shí)刻的預(yù)測(cè)值為：

ld＝3lmd+lli

lq＝3lmd+lli

其中，k表示當(dāng)前時(shí)刻，和分別表示雙三相電機(jī)的兩通道的dq軸電流分量，和分別表示雙三相電機(jī)的兩通道的dq軸電壓分量，ψfd為永磁體在每相繞組中產(chǎn)生的磁鏈幅值，rs為定子電阻，ts為開關(guān)周期，ld,lq表示雙三相電機(jī)的兩通道的dq軸等效電感，lli為漏自感，lmd、lmq分別為dq軸主自感；和分別表示雙三相電機(jī)的兩通道的dq軸電流分量k+1時(shí)刻的預(yù)測(cè)值。

dq軸磁鏈k+1時(shí)刻的預(yù)測(cè)值為：

其中，ψd1^k+1,ψq1^k+1和ψd2^k+1,ψq2^k+1分別為k+1時(shí)刻雙三相電機(jī)的兩通道的dq軸電磁鏈分量的預(yù)測(cè)值。

步驟7)，將得到的電流預(yù)測(cè)值和磁鏈預(yù)測(cè)值輸入到磁鏈轉(zhuǎn)矩預(yù)測(cè)控制(3.13)中，得到k+1時(shí)刻轉(zhuǎn)矩的預(yù)測(cè)值為：

其中，np為電機(jī)的同步轉(zhuǎn)速。

步驟8)，將得到的轉(zhuǎn)矩預(yù)測(cè)值和磁鏈預(yù)測(cè)值輸入到價(jià)值函數(shù)(3.15)中，將雙三相電機(jī)的電角度頻率ω與給定電角度頻率ω^*經(jīng)過pi調(diào)節(jié)器(3.14)得到轉(zhuǎn)矩給定值將所得到的轉(zhuǎn)矩給定值與磁鏈給定值ψ^*輸入到價(jià)值函數(shù)(3.15)中，由價(jià)值函數(shù)(3.15)得到相應(yīng)的逆變級(jí)最優(yōu)開關(guān)狀態(tài)，即逆變級(jí)的pwm波，并將此開關(guān)狀態(tài)輸入到矩陣變換器(3.7)中；其中價(jià)值函數(shù)表達(dá)式為：

g＝△te+λ△ψ

其中，g為價(jià)值函數(shù)，λ<1為權(quán)重系數(shù)；為轉(zhuǎn)矩誤差函數(shù)；

為磁鏈誤差函數(shù)。

步驟9)，將輸入的整流級(jí)開關(guān)狀態(tài)與逆變級(jí)的開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行交錯(cuò)控制，得到矩陣變換器(3.7)不同時(shí)刻的開關(guān)狀態(tài)。

上述的整流級(jí)的pwm波與逆變級(jí)的pwm波的交錯(cuò)控制過程為：向雙通道間接式矩陣變換器3.7輸入整流級(jí)和逆變級(jí)開關(guān)信號(hào)，實(shí)現(xiàn)pwm波時(shí)整流級(jí)和逆變級(jí)使用同一個(gè)三角載波，使上下通道不同有效電流矢量相互重疊或與零矢量重疊，削減電流峰值，降低電流畸變程度。如圖4所示，上述的交錯(cuò)控制具體如下：

原有方法整流級(jí)逆變級(jí)均采用鋸齒波a作為生成pwm開關(guān)信號(hào)的載波信號(hào)，如圖4所示，其中ts為pwm周期，cmp為比較值，假定鋸齒波大于比較值的部分可以生成pwma波，加入移相角后，雙通道間接式矩陣變換器不同通道采用不同鋸齒波作為載波信號(hào)，同一比較值在不同鋸齒載波下生成的pwm信號(hào)產(chǎn)生相移生成pwmb。

以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進(jìn)和潤(rùn)飾，這些改進(jìn)和潤(rùn)飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。