本發(fā)明屬于電力電子技術(shù)領域，涉及一種永磁同步電機無傳感器控制系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

永磁同步電機具有高動態(tài)性能、高功率密度、輕量化等特點，隨著電力電子技術(shù)和微處理器技術(shù)的發(fā)展，永磁同步電機得到廣泛的應用。目前永磁同步電機的控制方法主要包括矢量控制和直接轉(zhuǎn)矩控制，矢量控制是通過將電機的定子電流從三相靜止坐標系變換到以轉(zhuǎn)子磁鏈定向的同步旋轉(zhuǎn)坐標系，實現(xiàn)勵磁電流和轉(zhuǎn)矩電流的解耦，獲得與直流電機一樣的動態(tài)調(diào)速性能；直接轉(zhuǎn)矩控制通過空間矢量的分析方法，在定子坐標系下直接實現(xiàn)磁鏈計算與轉(zhuǎn)矩控制，但其有著磁鏈和轉(zhuǎn)矩脈動問題，故選擇矢量控制來實現(xiàn)永磁同步電機的控制。

永磁同步電機控制系統(tǒng)，需要得到精確的轉(zhuǎn)子位置和電機轉(zhuǎn)速，來實現(xiàn)較高的控制特性，目前主要通過在轉(zhuǎn)子上安裝機械式的傳感器獲取其信號，傳感器的安裝會增加電機控制系統(tǒng)的成本，穩(wěn)定性降低，還使其在振動、潮濕等惡劣環(huán)境下的應用受到限制。因此利用容易獲得的電機物理量來計算電機的轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速，取代機械傳感器的無傳感器算法得到廣泛關(guān)注。

目前永磁同步電機無位置傳感器矢量控制方法主要有滑模觀測器、擴展卡爾曼濾波器等?；Ｓ^測器雖然算法比較容易實現(xiàn)，對硬件要求不高，但存在抖振問題；擴展卡爾曼濾波器對噪聲有濾波作用，且有良好的抗干擾能力，但該算法實現(xiàn)復雜，對硬件性能要求較高。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有技術(shù)中存在的缺陷，本發(fā)明提供一種永磁同步電機無傳感器控制系統(tǒng)，該系統(tǒng)采用基于luenberger觀測器的永磁同步電機無傳感器矢量控制算法，在simulink中搭建仿真模型，驗證該算法的優(yōu)越性，并設計硬件系統(tǒng)進行實現(xiàn)驗證。

其技術(shù)方案如下：

一種永磁同步電機無傳感器控制系統(tǒng)，包括3個pi調(diào)節(jié)器(pi1、pi2、pi3)、逆park變換、脈寬調(diào)制模塊svpwm、clark變換、park變換、luenberger觀測器、位置和轉(zhuǎn)速估計器。為了提高控制精度，采用速度環(huán)作為外環(huán)和電流環(huán)作為內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)。采用容易測量的電壓和電流來估計得到電機的反電動勢eα、eβ，利用轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速與反電動勢的關(guān)系，可計算得到雙閉環(huán)控制系統(tǒng)電流內(nèi)環(huán)所需要的轉(zhuǎn)子位置信息θ和速度外環(huán)反饋信息ωr，控制系統(tǒng)采用3個pi調(diào)節(jié)器和電壓空間矢量脈寬調(diào)制模塊(svpwm)來控制電機的運行。

其中park變換和逆park變換所需要的轉(zhuǎn)子位置信號θ和速度外環(huán)的速度反饋信號ωr由luenberger觀測器、位置和轉(zhuǎn)速估計器計算得到，反饋的速度信號ωr同設定的目標轉(zhuǎn)速ωref作差，將差值送入pi1調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)，得到所需要的電流iqref；電流內(nèi)環(huán)的電流反饋信號id、iq由采集到的電流ia、ib(ic通過ia、ib、ic之間的相互關(guān)系計算得到)通過clark變換和park變換得到，反饋電流id和iq分別與參考電流idref和iqref作差，將差值送入pi3和pi2調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)，得到兩相旋轉(zhuǎn)坐標系下的電壓vdref和vqref，進而通過逆park變換得到兩相靜止坐標系下的電壓vαref和vβref，最后通過脈寬調(diào)制模塊svpwm輸出六路pwm控制三相逆變器的輸出進而控制pmsm電機的運行。

進一步，所述luenberger觀測器包括矩陣a、矩陣b、矩陣c、積分器∫和觀測器增益矩陣k。采用pmsm容易測量的電壓vα、vβ和電流iα、iβ作為輸入，對其進行狀態(tài)重構(gòu)，采用估計電流與實際電流的偏差對估計狀態(tài)不斷修正的方法，使估計值逼近真實值。反電動勢估計值與矩陣c運算后的結(jié)果即為電流iα、iβ的估計值電壓vα、vβ與矩陣b運算后的結(jié)果，加上估計值與矩陣a運算后的結(jié)果，再加上電流iα、iβ與估計值的差值與矩陣k運算后的結(jié)果，三項結(jié)果之和通過積分器∫后，即產(chǎn)生所需要的反電動勢eα、eβ的估計值其中矩陣a、矩陣b、矩陣c通過以下的推導可得，矩陣k可通過計算觀測器的特征值的方法得到。

進一步，所述位置和轉(zhuǎn)速估計器得到轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速和位置信息的方法具體為：

從永磁同步電機反電動勢的分量eα，eβ計算得到：

由得

由此得到的轉(zhuǎn)子位置信息周期是π，而實際的轉(zhuǎn)子位置信息周期是2π，故需要對其進行預先處理，在此采用反電動勢分量eβ≥0，θ+π的方式進行處理，轉(zhuǎn)化得到所需要的位置信號。

由

eα²+eβ²＝(λrnpωrcosθ)²+(-λrnpωrsinθ)²＝(λrnpωr)²

得

進一步，所述luenberger觀測器的設計方法具體為：

在靜止α-β坐標系下的電機狀態(tài)方程為

其中，rs和ls分別為電機定子相電阻和相電感；iα、iβ、vα、vβ為定子兩相靜止坐標系定子繞組電流和電壓；λr為轉(zhuǎn)子永磁體磁鏈；ωr為轉(zhuǎn)子速度；np為電機的極對數(shù)。

設eα＝-λrnpωrcosθ

eβ＝-λrnpωrsinθ

根據(jù)電機狀態(tài)方程建立α-β坐標系下的數(shù)學模型

選取狀態(tài)變量為x＝[iαiβeαeβ]^t；控制變量u＝[vαvβ]^t；輸出變量y＝[eαeβ]^t，在數(shù)字控制系統(tǒng)中，由于采樣時間很短，可將單個采樣周期內(nèi)的機械轉(zhuǎn)速ωr變化量視為零。式中矩陣a、b、c分別為：

建立luenberger觀測器：

x′(t)＝ax(t)+bu(t)+kw(t)

為了簡化極點的配置，設

其中分別是iα、iβ的估計值。

進一步優(yōu)選，控制系統(tǒng)采用3個pi調(diào)節(jié)器(pi1、pi2、pi3)均采用積分分離型pi調(diào)節(jié)器，luenberger觀測器中的增益矩陣k一般通過計算觀測器的特征值的方法得到其值的大小。為了降低計算復雜度，選擇在傳感器模式下啟用觀測器，試湊得到k的初值，再切換到觀測器模式下進行微調(diào)。

本發(fā)明的有益效果：

本發(fā)明通過設計luenberger觀測器，估計得到永磁同步電機的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速和位置信息，有效解決了傳統(tǒng)傳感器的一些弊端，且該算法簡單，容易實現(xiàn)；仿真和實驗結(jié)果表明基于luenberger觀測器的永磁同步電機矢量控制系統(tǒng)具有較好的控制精度，且響應速度非?？欤到y(tǒng)穩(wěn)定性較好。

附圖說明

圖1為本發(fā)明永磁同步電機無傳感器控制系統(tǒng)的整體框圖；

圖2為luenberger觀測器結(jié)構(gòu)圖；

圖3為系統(tǒng)仿真模型；

圖4為observer模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖；

圖5為反電動勢估計曲線；

圖6為轉(zhuǎn)子位置響應曲線；

圖7為速度響應曲線；

圖8為反電動勢估計曲線；

圖9為轉(zhuǎn)速響應曲線。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖和具體實施方式對本發(fā)明的技術(shù)方案作進一步詳細地說明。

1.永磁同步電機無傳感器控制系統(tǒng)

基于luenberger觀測器的永磁同步電機無位置傳感器矢量控制系統(tǒng)的框圖如圖1所示，采用容易測量的電壓和電流來估計得到電機的反電動勢eα、eβ，利用轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速與反電動勢的關(guān)系，可計算得到雙閉環(huán)控制系統(tǒng)電流內(nèi)環(huán)所需要的轉(zhuǎn)子位置信息θ和速度外環(huán)反饋信息ωr，控制系統(tǒng)采用3個pi調(diào)節(jié)器和電壓空間矢量脈寬調(diào)制(svpwm)技術(shù)來控制電機的運行。

2.1luenberger觀測器設計

永磁同步電機luenberger觀測器基本結(jié)構(gòu)如圖2所示，采用pmsm容易測量的電壓vα、vβ和電流iα、iβ作為輸入，對其進行狀態(tài)重構(gòu)，采用估計電流與實際電流的偏差對估計狀態(tài)不斷修正的方法^[7]，使估計值逼近真實值。

在靜止α-β坐標系下的電機狀態(tài)方程為

其中，rs和ls分別為電機定子相電阻和相電感；iα、iβ、vα、vβ為定子兩相靜止坐標系定子繞組電流和電壓；λr為轉(zhuǎn)子永磁體磁鏈；ωr為轉(zhuǎn)子速度；np為電機的極對數(shù)。

設eα＝λrnpωrcosθ

eβ＝-λrnpωrsinθ

根據(jù)電機狀態(tài)方程建立α-β坐標系下的數(shù)學模型

選取狀態(tài)變量為x＝[iαiβeαeβ]^t；控制變量u＝[vαvβ]^t；輸出變量y＝[eαeβ]^t，在數(shù)字控制系統(tǒng)中，由于采樣時間很短，可將單個采樣周期內(nèi)的機械轉(zhuǎn)速ωr變化量視為零，則

建立luenberger觀測器：

x′(t)＝ax(t)+bu(t)+kw(t)

為了簡化極點的配置，設

其中分別是iα、iβ的估計值。

2.2轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速和位置估計

轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速和位置信息可從永磁同步電機反電動勢的分量eα，eβ計算得到：

由得

由此得到的轉(zhuǎn)子位置信息周期是π，而實際的轉(zhuǎn)子位置信息周期是2π，故需要對其進行預先處理，在此采用反電動勢分量eβ≥0，θ+π的方式進行處理，轉(zhuǎn)化得到所需要的位置信號。

由

eα²+eβ²＝(λrnpωrcosθ)²+(-λrnpωrsinθ)²＝(λrnpωr)²

得

3.系統(tǒng)仿真模型的搭建及分析

為了驗證該控制系統(tǒng)的性能，在matlab/simulink平臺搭建基于luenberger觀測器的無速度傳感器矢量控制系統(tǒng)的仿真模型，如圖3所示，其中永磁同步電機采用42jsf330as-1000型號的伺服電機，供電電壓24v，額定功率32w，額定轉(zhuǎn)速3000rpm，相電阻2.1ω，相電感l(wèi)d＝lq＝1.4mh，反電動勢系數(shù)ke＝4.29v/krpm，極對數(shù)為4。

為構(gòu)建數(shù)字化的濾波器，需要對luenberger觀測器進行離散化，設采樣時間ts＝1e-6，則離散化的觀測器為：

其仿真結(jié)構(gòu)圖如圖4所示，k1和k2為觀測器增益，其值的選擇直接關(guān)系到觀測器性能的優(yōu)劣，k1、k2可通過計算觀測器的特征值的方法得到其值的大小，由于計算比較復雜，在此選擇在傳感器模式下啟用觀測器，試湊得到k1、k2的初值，再切換到觀測器模式下進行微調(diào)，由此得到k1＝-9000，k2＝80000。

設電機的目標轉(zhuǎn)速為2000rpm，對系統(tǒng)進行仿真，反電動勢估計曲線如圖5所示，反電動勢曲線呈現(xiàn)非常好的正弦波形，且永磁同步電機啟動過程中波動較小，為電機轉(zhuǎn)子位置和轉(zhuǎn)速的準確估計奠定良好的基礎；圖6為轉(zhuǎn)子位置響應曲線，大約0.01s后估計的轉(zhuǎn)子位置曲線與實際位置曲線幾乎重合，跟蹤效果較好；圖7為速度響應曲線，可以看出電機啟動過程用時約0.04s，且啟動過程比較平穩(wěn)，轉(zhuǎn)速穩(wěn)定后估計轉(zhuǎn)速與實際誤差幾乎為零，控制效果比較理想。

4.系統(tǒng)實現(xiàn)

利用前面的理論和仿真結(jié)論，實現(xiàn)永磁同步電機無傳感器矢量控制系統(tǒng)，硬件部分采用低功耗、高性能的stm32f103zet6為控制芯片設計控制系統(tǒng)，電機采用與仿真同型號的永磁同步電機，軟件部分采用c語言編程實現(xiàn)系統(tǒng)的控制，其中觀測器估計電機反電動勢部分源碼如下所示：

做與仿真相同的實驗，目標轉(zhuǎn)速設為2000rpm，通過dac功能輸出電機轉(zhuǎn)速ωr及反電動勢分量eα、eβ，并設計簡單的rc低通濾波器輸出波形，圖8為電機的反電動勢波形圖，輸出波形比較好且比較穩(wěn)定；圖9為電機的輸出轉(zhuǎn)速波形圖，波形1為輸出的電機實際轉(zhuǎn)速，通過encode編碼器測量得到，波形2為輸出的觀測器觀測的電機轉(zhuǎn)速，可以看出電機進入穩(wěn)態(tài)后，觀測轉(zhuǎn)速有小幅度的波動，實際轉(zhuǎn)速比較穩(wěn)定，控制系統(tǒng)整體效果較好。

以上所述，僅為本發(fā)明較佳的具體實施方式，本發(fā)明的保護范圍不限于此，任何熟悉本技術(shù)領域的技術(shù)人員在本發(fā)明披露的技術(shù)范圍內(nèi)，可顯而易見地得到的技術(shù)方案的簡單變化或等效替換均落入本發(fā)明的保護范圍內(nèi)。