本發(fā)明涉及高效永磁電機(jī)控制系統(tǒng)領(lǐng)域，尤其涉及一種基于矩陣變換器的永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

隨著電力電子技術(shù)和電機(jī)控制技術(shù)的發(fā)展，交流電氣傳動(dòng)系統(tǒng)在實(shí)踐當(dāng)中已有廣泛的應(yīng)用，如用在風(fēng)機(jī)、電力機(jī)車和輕工機(jī)械等，其控制效果可與直流調(diào)速相媲美，并且還擁有直流調(diào)速系統(tǒng)沒(méi)有的一系列優(yōu)點(diǎn)。交流電氣傳動(dòng)系統(tǒng)的執(zhí)行電機(jī)一般為異步電動(dòng)機(jī)、永磁同步電機(jī)和無(wú)刷直流電機(jī)。其中，永磁同步電機(jī)由于其轉(zhuǎn)子為永磁體，沒(méi)有復(fù)雜的電刷結(jié)構(gòu)，且采用矢量控制或直接轉(zhuǎn)矩控制可以使永磁同步電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)的控制性能接近直流電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)的性能指標(biāo)，因此廣泛應(yīng)用于伺服控制及電氣傳動(dòng)等場(chǎng)合。

構(gòu)成交流電氣傳動(dòng)系統(tǒng)的除了執(zhí)行電機(jī)外還包括變頻裝置，常見的變頻裝置主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)主要包括AC/DC/AC變換器(雙PWM變換器和不控整流PWM變換器)及AC/AC變換器(主要是周波變換器)，其中，不控整流PWM變換器采用二極管不控整流，會(huì)造成輸入電流發(fā)生畸變，使得輸入電流波形非正弦，諧波增大，輸入功率因數(shù)偏低，能量無(wú)法實(shí)現(xiàn)雙向流動(dòng)，且中間直流環(huán)節(jié)含有大電容；雙PWM控制器整流和逆變均采用全控性器件，實(shí)現(xiàn)了輸入電流輸出電壓正弦化，能量雙向流動(dòng)，實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)運(yùn)行，但該結(jié)構(gòu)仍需要中間直流儲(chǔ)能電容；周波變換器由于沒(méi)有中間直流環(huán)節(jié)，利用電網(wǎng)電壓實(shí)現(xiàn)晶閘管的自然換流，實(shí)現(xiàn)了能量雙向流動(dòng)和四象限運(yùn)行，但由于采用移相觸發(fā)方式實(shí)現(xiàn)功率變換，使得電流電壓波形畸變嚴(yán)重，輸入功率因數(shù)較低。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

在下文中給出了關(guān)于本發(fā)明的簡(jiǎn)要概述，以便提供關(guān)于本發(fā)明的某些方面的基本理解。應(yīng)當(dāng)理解，這個(gè)概述并不是關(guān)于本發(fā)明的窮舉性概述。它并不是意圖確定本發(fā)明的關(guān)鍵或重要部分，也不是意圖限定本發(fā)明的范圍。其目的僅僅是以簡(jiǎn)化的形式給出某些概念，以此作為稍后論述的更詳細(xì)描述的前序。

鑒于此，本發(fā)明提供了一種基于矩陣變換器的永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)，已解決現(xiàn)有技術(shù)不足。

本發(fā)明的基于矩陣變換器的永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)，其包括主電路、檢測(cè)電路、控制電路、驅(qū)動(dòng)電路、信號(hào)處理電路以及箝位電路；主電路包括三相交流電源、RLC輸入濾波器、雙向開關(guān)矩陣電路以及永磁同步電機(jī)；檢測(cè)電路包括輸入電壓檢測(cè)模塊、輸出電壓電流檢測(cè)模塊以及光電編碼器，其中，輸入電壓檢測(cè)模塊用于進(jìn)行輸入相電壓過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)，輸出電壓電流檢測(cè)模塊用于進(jìn)行輸出電流極性檢測(cè)、輸出電壓大小檢測(cè)和輸出電流大小檢測(cè)，而光電編碼器用于對(duì)永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子初始位置進(jìn)行檢測(cè)；控制電路包括ARM模塊和FPGA模塊，以實(shí)現(xiàn)坐標(biāo)變換、計(jì)算定子磁鏈、計(jì)算電磁轉(zhuǎn)矩、輸入電流扇區(qū)、輸出電壓扇區(qū)以及求出矢量作用時(shí)間和矢量分配情況的功能；驅(qū)動(dòng)電路用于對(duì)控制電路中的FPGA輸出的PWM信號(hào)進(jìn)行放大以及隔離驅(qū)動(dòng)雙向開關(guān)矩陣電路中的開關(guān)管；信號(hào)處理電路用于對(duì)輸入電壓檢測(cè)模塊及輸出電壓電流檢測(cè)模塊采集的信號(hào)進(jìn)行限幅、濾波和比較整形；箝位電路用于保護(hù)雙向開關(guān)矩陣電路中的開關(guān)管免遭過(guò)壓損壞。

優(yōu)選地，箝位電路包括過(guò)壓吸收電路模塊和泄放電路模塊；過(guò)壓吸收電路模塊包括第一電容、第二電容、第九電阻、第十電阻以及多個(gè)二極管；過(guò)壓吸收電路模塊和泄放電路模塊用于在雙向開關(guān)矩陣電路帶感性負(fù)載時(shí)，通斷切換雙向開關(guān)矩陣電路中的開關(guān)管瞬間形成高壓尖峰，通過(guò)高壓尖峰能量對(duì)第一電容和第二電容進(jìn)行充電以保護(hù)雙向開關(guān)矩陣電路中的開關(guān)管；第九電阻和第十電阻為均壓電阻。

優(yōu)選地，多個(gè)二極管包括6組二極管，6組二極管中的每一組包括兩個(gè)串聯(lián)的二極管，6組二極管并聯(lián)連接于泄放電路模塊的兩端；第一電容的一端和第十電阻的一端M連接后與泄放電路模塊的一端相連接，第一電容的另一端、第十電阻的另一端、第二電容的一端以及第九電阻的一端連接在一起，第二電容的另一端和第九電阻的另一端連接后與泄放電路模塊的另一端N相連接。

優(yōu)選地，泄放電路模塊包括第七電阻、第八電阻、第六電阻、第三電容、電壓比較器、第一電阻、光耦合器、第二電阻、第四電容、第三電阻、穩(wěn)壓二極管、第四電阻、開關(guān)管、第五電阻和第一二極管；其中，電壓比較器的型號(hào)為L(zhǎng)M339，光耦合器的型號(hào)為TLP250，第八電阻和第六電阻為可變電阻，第四電容為電解電容，第五電阻為泄放電阻；第七電阻的一端和第五電阻的一端相連接后作為M端，第五電阻的另一端連接開關(guān)管的集電極；第七電阻的另一端連接第八電阻的一個(gè)固定端，第八電阻的另一個(gè)固定端作為N端；第八電阻的可調(diào)端連接至電壓比較器的5引腳；電壓比較器的3引腳接入+15V電壓端、且與第六電阻的一個(gè)固定端相連接，第六電阻的另一個(gè)固定端連接至電壓比較器的4引腳且接地，電壓比較器的4引腳還與第六電阻的可調(diào)端相連接；第三電容接于電壓比較器的5引腳與4引腳之間，電壓比較器的12引腳接入-15V電壓端；電壓比較器的2引腳連接第一電阻的一端，第一電阻的另一端連接光耦合器的3引腳，光耦合器的2引腳連接+5V電壓；光耦合器的8引腳與第三電阻R3的一端連接后接入20V電壓端，第三電阻的另一端連接穩(wěn)壓二極管的負(fù)極，穩(wěn)壓二極管的正極接地；光耦合器的6引腳連接第二電阻的一端，第二電阻的另一端連接開關(guān)管的柵極，開關(guān)管的發(fā)射極連接N端；第四電阻接于開關(guān)管的柵極與發(fā)射極之間；光耦合器的5引腳與第四電容的負(fù)極相連后接地，第四電容的正極連接至開關(guān)管的發(fā)射極。

優(yōu)選地，當(dāng)因短路保護(hù)而使得主電路的開關(guān)管全部關(guān)斷時(shí)，泄放電路模塊的母線電壓MN迅速上升：當(dāng)母線電壓MN大于電路預(yù)設(shè)電壓時(shí)，開關(guān)管導(dǎo)通，過(guò)壓產(chǎn)生的能量通過(guò)第五電阻進(jìn)行泄放，當(dāng)母線電壓MN降低到預(yù)設(shè)值以下時(shí)，開關(guān)管關(guān)斷，系統(tǒng)恢復(fù)正常。

優(yōu)選地，在矩陣變換器雙空間矢量調(diào)制的基礎(chǔ)上，結(jié)合直接轉(zhuǎn)矩控制，把雙向開關(guān)矩陣電路和永磁同步電機(jī)視為一體，同時(shí)實(shí)現(xiàn)雙向開關(guān)矩陣電路的空間矢量調(diào)制和永磁同步電機(jī)的直接轉(zhuǎn)矩控制。

優(yōu)選地，對(duì)于虛擬整流側(cè)，采用預(yù)測(cè)設(shè)定功率因數(shù)值的方法，將預(yù)測(cè)設(shè)定值引入到雙向開關(guān)矩陣電路的算法中，以此來(lái)抵消由于引入RLC輸入濾波器而造成網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)值降低的影響，使其網(wǎng)側(cè)工作在單位功率因數(shù)下。

優(yōu)選地，對(duì)于虛擬逆變側(cè)，永磁同步電機(jī)采用直接轉(zhuǎn)矩控制策略，將轉(zhuǎn)矩、磁鏈及磁鏈扇區(qū)分布狀態(tài)碼引入到雙向開關(guān)矩陣電路的空間矢量調(diào)制算法中。

優(yōu)選地，采用基于前向BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的網(wǎng)測(cè)功率因數(shù)調(diào)節(jié)算法，來(lái)確定雙向開關(guān)矩陣電路預(yù)測(cè)功率因數(shù)值。

本發(fā)明的基于矩陣變換器的永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)，在矩陣變換器-永磁同步電機(jī)直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)的基礎(chǔ)上，采用前向BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)算法預(yù)測(cè)設(shè)定功率因數(shù)值的方法，不但控制網(wǎng)測(cè)工作在單位功率因數(shù)，而且能夠明顯的減小磁鏈和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，大大改善系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性，其具有如下有益效果：

1、采用直接轉(zhuǎn)矩控制直接控制電機(jī)的磁鏈和轉(zhuǎn)矩，不需要繁瑣的解耦運(yùn)算，省掉了矢量旋轉(zhuǎn)變換等復(fù)雜的變換和計(jì)算，信號(hào)處理過(guò)程簡(jiǎn)單化。

2、在永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)中采用矩陣變換器，具有輸入輸出波形正弦化、輸入端功率因數(shù)可調(diào)、能量可雙向流動(dòng)、無(wú)需體積大的儲(chǔ)能元件、雙向開關(guān)可以實(shí)現(xiàn)零電流切換以及實(shí)現(xiàn)一個(gè)整流級(jí)拖動(dòng)多級(jí)逆變級(jí)等優(yōu)點(diǎn)。

3、采用矩陣變換器的雙空間矢量調(diào)制方法，具有簡(jiǎn)化控制算法和最大的電壓傳輸比且不需要外部的諧波補(bǔ)償。

4、采用前向BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)作為預(yù)測(cè)設(shè)定功率因數(shù)的方法，前向BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)算法具有非線性映射能力、自學(xué)習(xí)自適應(yīng)能力、容錯(cuò)能力等特點(diǎn)，使得網(wǎng)測(cè)功率因數(shù)更接近于單位功率因數(shù)，誤差更小。

5、采用ARM與FPGA的聯(lián)合控制，ARM為主，F(xiàn)PGA為輔，提高系統(tǒng)處理的實(shí)時(shí)性。

通過(guò)以下結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的最佳實(shí)施例的詳細(xì)說(shuō)明，本發(fā)明的這些以及其他優(yōu)點(diǎn)將更加明顯。

附圖說(shuō)明

本發(fā)明可以通過(guò)參考下文中結(jié)合附圖所給出的描述而得到更好的理解，其中在所有附圖中使用了相同或相似的附圖標(biāo)記來(lái)表示相同或者相似的部件。所述附圖連同下面的詳細(xì)說(shuō)明一起包含在本說(shuō)明書中并且形成本說(shuō)明書的一部分，而且用來(lái)進(jìn)一步舉例說(shuō)明本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例和解釋本發(fā)明的原理和優(yōu)點(diǎn)。在附圖中：

圖1為基于矩陣變換器的永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)的系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)框圖

圖2為箝位電路圖；

圖3為泄放電路圖；

圖4A和4B為虛擬逆變側(cè)輸出線電壓調(diào)制圖；

圖5A和5B為虛擬整流側(cè)輸入相電流調(diào)制圖；

圖6為磁鏈、電流和電壓的矢量關(guān)系圖；

圖7為基于矩陣變換器等效直交結(jié)構(gòu)的DTC控制電路圖；

圖8為虛擬逆變側(cè)空間電壓矢量圖；

圖9為扇區(qū)分布圖；

圖10為RLC輸入濾波電路圖；

圖11A和11B為矢量合成圖；

圖12為電流檢測(cè)電路圖；

圖13為電壓過(guò)零檢測(cè)電路圖；

圖14為負(fù)載側(cè)電流極性判斷電路圖；

圖15為驅(qū)動(dòng)電路圖；

圖16為主程序流程圖1；

圖17為中斷處理程序流程圖；

圖18為主程序流程圖2；

圖19A和19B為磁鏈圓和運(yùn)行軌跡圖；

圖20A和20B為電機(jī)起動(dòng)過(guò)程轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩波形圖；

圖21A和21B為電機(jī)加減速過(guò)程轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩波形圖。

本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，附圖中的元件僅僅是為了簡(jiǎn)單和清楚起見而示出的，而且不一定是按比例繪制的。例如，附圖中某些元件的尺寸可能相對(duì)于其他元件放大了，以便有助于提高對(duì)本發(fā)明實(shí)施例的理解。

具體實(shí)施方式

在下文中將結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的示范性實(shí)施例進(jìn)行描述。為了清楚和簡(jiǎn)明起見，在說(shuō)明書中并未描述實(shí)際實(shí)施方式的所有特征。然而，應(yīng)該了解，在開發(fā)任何這種實(shí)際實(shí)施例的過(guò)程中必須做出很多特定于實(shí)施方式的決定，以便實(shí)現(xiàn)開發(fā)人員的具體目標(biāo)，例如，符合與系統(tǒng)及業(yè)務(wù)相關(guān)的那些限制條件，并且這些限制條件可能會(huì)隨著實(shí)施方式的不同而有所改變。此外，還應(yīng)該了解，雖然開發(fā)工作有可能是非常復(fù)雜和費(fèi)時(shí)的，但對(duì)得益于本公開內(nèi)容的本領(lǐng)域技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，這種開發(fā)工作僅僅是例行的任務(wù)。

在此，還需要說(shuō)明的一點(diǎn)是，為了避免因不必要的細(xì)節(jié)而模糊了本發(fā)明，在附圖中僅僅示出了與根據(jù)本發(fā)明的方案密切相關(guān)的裝置結(jié)構(gòu)和/或處理步驟，而省略了與本發(fā)明關(guān)系不大的其他細(xì)節(jié)。

本發(fā)明提供了一種基于矩陣變換器的永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)，圖1給出了該系統(tǒng)的系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)框圖。

如圖1所示，該系統(tǒng)包括主電路、檢測(cè)電路、控制電路、驅(qū)動(dòng)電路、信號(hào)處理電路以及箝位電路。

主電路包括三相交流電源11、RLC輸入濾波器12、雙向開關(guān)矩陣電路13以及永磁同步電機(jī)(PMSM)14。

檢測(cè)電路包括輸入電壓檢測(cè)模塊21、輸出電壓電流檢測(cè)模塊22以及光電編碼器23，其中，輸入電壓檢測(cè)模塊21用于進(jìn)行輸入相電壓過(guò)零點(diǎn)檢測(cè)，輸出電壓電流檢測(cè)模塊22用于進(jìn)行輸出電流極性檢測(cè)、輸出電壓大小檢測(cè)和輸出電流大小檢測(cè)，而光電編碼器用于對(duì)永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子初始位置進(jìn)行檢測(cè)。

控制電路包括ARM模塊和FPGA模塊，以實(shí)現(xiàn)坐標(biāo)變換、計(jì)算定子磁鏈、計(jì)算電磁轉(zhuǎn)矩、輸入電流扇區(qū)、輸出電壓扇區(qū)以及求出矢量作用時(shí)間和矢量分配情況等功能。

驅(qū)動(dòng)電路用于對(duì)控制電路中的FPGA輸出的PWM信號(hào)進(jìn)行放大以及隔離驅(qū)動(dòng)雙向開關(guān)矩陣電路中的開關(guān)管。

信號(hào)處理電路用于對(duì)輸入電壓檢測(cè)模塊21及輸出電壓電流檢測(cè)模塊22采集的信號(hào)進(jìn)行限幅、濾波和比較整形。

箝位電路用于保護(hù)雙向開關(guān)矩陣電路中的開關(guān)管免遭過(guò)壓損壞。

如圖2所示，箝位電路包括過(guò)壓吸收電路模塊和泄放電路模塊。

圖2示出了箝位電路的一種結(jié)構(gòu)。其中，過(guò)壓吸收電路模塊例如包括第一電容C1、第二電容C2、第九電阻R9、第十電阻R10以及多個(gè)二極管；過(guò)壓吸收電路模塊和泄放電路模塊用于在雙向開關(guān)矩陣電路13帶諸如永磁同步電機(jī)類的感性負(fù)載時(shí)，通斷切換雙向開關(guān)矩陣電路13中的開關(guān)管瞬間形成高壓尖峰，通過(guò)高壓尖峰能量對(duì)第一電容C1和第二電容C2進(jìn)行充電以保護(hù)雙向開關(guān)矩陣電路13中的開關(guān)管；第九電阻R9和第十電阻R10為均壓電阻。其中，上述多個(gè)二極管例如包括6組二極管，6組二極管中的每一組包括兩個(gè)串聯(lián)的二極管，6組二極管并聯(lián)連接于泄放電路模塊的兩端。

如圖2所示，第一電容C1的一端和第十電阻R10的一端連接后與泄放電路模塊的一端M相連接，第一電容C1的另一端、第十電阻R10的另一端、第二電容C2的一端以及第九電阻R9的一端連接在一起，第二電容C2的另一端和第九電阻R9的另一端連接后與泄放電路模塊的另一端N相連接。

根據(jù)一個(gè)示例，如圖3所示，泄放電路模塊可以包括第七電阻R7、第八電阻R8、第六電阻R6、第三電容C3、電壓比較器LM339、第一電阻R1、光耦合器TLP250、第二電阻R2、第四電容C4、第三電阻R3、穩(wěn)壓二極管ZD5、第四電阻R4、開關(guān)管Q1、第五電阻R5和第一二極管D1；其中，第八電阻R8和第六電阻R6為可變電阻，第四電容C4為電解電容，第五電阻R5為泄放電阻。

第七電阻R7的一端和第五電阻R5的一端相連接后作為M端，第五電阻R5的另一端連接開關(guān)管Q1的集電極；第七電阻R7的另一端連接第八電阻R8的一個(gè)固定端，第八電阻R8的另一個(gè)固定端作為N端；第八電阻R8的可調(diào)端連接至電壓比較器LM339的5引腳；電壓比較器LM339的3引腳接入+15V電壓端、且與第六電阻R6的一個(gè)固定端相連接，第六電阻R6的另一個(gè)固定端連接至電壓比較器LM339的4引腳且接地，電壓比較器LM339的4引腳還與第六電阻R6的可調(diào)端相連接；第三電容C3接于電壓比較器LM339的5引腳與4引腳之間，電壓比較器LM339的12引腳接入-15V電壓端。

電壓比較器LM339的2引腳連接第一電阻R1的一端，第一電阻R1的另一端連接光耦合器TLP250的3引腳，光耦合器TLP250的2引腳連接+5V電壓；光耦合器TLP250的8引腳與第三電阻R3的一端連接后接入20V電壓端，第三電阻R3的另一端連接穩(wěn)壓二極管ZD5的負(fù)極，穩(wěn)壓二極管ZD5的正極接地；光耦合器TLP250的6引腳連接第二電阻R2的一端，第二電阻R2的另一端連接開關(guān)管Q1的柵極，開關(guān)管Q1的發(fā)射極連接N端；第四電阻R4接于開關(guān)管Q1的柵極與發(fā)射極之間；光耦合器TLP250的5引腳與第四電容C4的負(fù)極相連后接地，第四電容C4的正極連接至開關(guān)管Q1的發(fā)射極。

這樣，當(dāng)因短路保護(hù)而使得主電路的開關(guān)管全部關(guān)斷時(shí)，泄放電路模塊的母線電壓MN迅速上升：當(dāng)母線電壓MN大于電路預(yù)設(shè)電壓時(shí)，開關(guān)管Q1導(dǎo)通，過(guò)壓產(chǎn)生的能量通過(guò)第五電阻R5進(jìn)行泄放，當(dāng)母線電壓MN降低到預(yù)設(shè)值以下時(shí)，開關(guān)管Q1關(guān)斷，系統(tǒng)恢復(fù)正常。

根據(jù)一個(gè)示例，在矩陣變換器(即雙向開關(guān)矩陣電路13)雙空間矢量調(diào)制的基礎(chǔ)上，結(jié)合直接轉(zhuǎn)矩控制，把雙向開關(guān)矩陣電路13和永磁同步電機(jī)14視為一體，同時(shí)實(shí)現(xiàn)雙向開關(guān)矩陣電路13的空間矢量調(diào)制和永磁同步電機(jī)14的直接轉(zhuǎn)矩控制。

對(duì)于虛擬整流側(cè)，例如可采用預(yù)測(cè)設(shè)定功率因數(shù)值的方法，將預(yù)測(cè)設(shè)定值引入到雙向開關(guān)矩陣電路13的算法中，以此來(lái)抵消由于引入RLC輸入濾波器12而造成網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)值降低的影響，使其網(wǎng)側(cè)工作在單位功率因數(shù)下。

此外，對(duì)于虛擬逆變側(cè)，永磁同步電機(jī)14例如采用直接轉(zhuǎn)矩控制策略，將轉(zhuǎn)矩、磁鏈及磁鏈扇區(qū)分布狀態(tài)碼引入到雙向開關(guān)矩陣電路13的空間矢量調(diào)制算法中。

根據(jù)一個(gè)示例，例如可以采用基于前向BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的網(wǎng)測(cè)功率因數(shù)調(diào)節(jié)算法，來(lái)確定雙向開關(guān)矩陣電路13預(yù)測(cè)功率因數(shù)值。

優(yōu)選實(shí)施例1

本實(shí)施例的基于矩陣變換器的永磁同步電機(jī)控制系統(tǒng)，在矩陣變換器雙空間矢量調(diào)制的基礎(chǔ)上，結(jié)合直接轉(zhuǎn)矩控制，把矩陣變換器和永磁同步電動(dòng)機(jī)視為一體，同時(shí)實(shí)現(xiàn)矩陣變換器的空間矢量調(diào)制和永磁同步電動(dòng)機(jī)的直接轉(zhuǎn)矩控制。具體的技術(shù)方案如下：

1、將矩陣變換器的雙SVPWM整體調(diào)控轉(zhuǎn)化為等效交-直-交結(jié)構(gòu)的虛擬整流側(cè)(VSR)和虛擬逆變側(cè)(VSI)兩部分同時(shí)進(jìn)行的SVPWM的調(diào)控。

對(duì)虛擬逆變側(cè)的矢量調(diào)制方式如圖4A和4B所示?？蓪⑵渲绷鱾?cè)電壓U_PN設(shè)為U_dc，輸出的線電壓U_o為：

如圖4A中，非零電壓開關(guān)狀態(tài)矢量U₁～U₆是每隔60°的六個(gè)矢量，將整個(gè)PWM周期劃分成六個(gè)大小相等的電壓扇區(qū)。U₇、U₈則是余下兩種開關(guān)狀態(tài)零矢量。圖4B中，U_J、U_L分別表示兩個(gè)相隔60°的基準(zhǔn)適量，U_O則代表零矢量，d_J、d_L、d_oi為電壓矢量U_J、U_L、U_O的占空比，則在一個(gè)PWM周期內(nèi)輸出矢量U_O表示為：

U_o＝d_JU_J+d_LU_L+d_0iU₀ (2)

由式(2)可得電壓矢量的占空比d_J、d_L、d_oi的數(shù)學(xué)表達(dá)式為：

式(3)中，m_vsi電壓的調(diào)制系數(shù)，T_J、T_L、T_θi為U_J、U_L、U_θi為開關(guān)變量在一個(gè)周期內(nèi)導(dǎo)通的時(shí)間，θ_vsi為輸出電壓矢量與該矢量所在扇區(qū)的一個(gè)基準(zhǔn)矢量的夾角。

對(duì)虛擬整流側(cè)的矢量調(diào)制方式如圖5A和5B所示?？蓪⑵渲绷鱾?cè)電流io設(shè)為I_Z，輸入的相電壓U_iPh為：

如圖5A中，非零電流開關(guān)狀態(tài)矢量I₁～I(xiàn)₆是每隔60°的六個(gè)矢量，將整個(gè)PWM周期劃分成六個(gè)大小相等的電流扇區(qū)。I₇、I₈、I₉則是余下三種開關(guān)狀態(tài)零矢量。圖5B中I_p、I_b分別表示兩個(gè)相隔60°的基準(zhǔn)適量，I₀則代表零矢量，d_b、d_p、d_0c為電壓矢量I_b、I_p、I₀的占空比，則在一個(gè)PWM周期內(nèi)輸出矢量i_o表示為：

i_o＝d_bI_b+d_pI_p+d_0cI₀ (5)

由式(5)可得d_b、d_p、d_0c的數(shù)學(xué)表達(dá)式為：

式(6)中，m_vsr作為電流的調(diào)制系數(shù)，T_b、T_p、T_0c分別為I_b、I_p、I_o開關(guān)向量在一個(gè)脈寬調(diào)制周期內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間，θ_vsr為輸入電流矢量與該矢量所在扇區(qū)的一個(gè)基準(zhǔn)矢量的夾角。

最后將虛擬整流側(cè)和虛擬逆變側(cè)占扇區(qū)及空比進(jìn)行整合得到下式：

2、永磁同步電機(jī)直接轉(zhuǎn)矩控制原理

永磁同步電機(jī)中磁鏈、電流和電壓的矢量關(guān)系如圖6所示。其中轉(zhuǎn)子磁鏈的軸向?yàn)閐軸的正方向，d軸與A相繞組的夾角為θ_r。定子磁鏈的方向?yàn)閤軸的正方向。在轉(zhuǎn)子d-q坐標(biāo)系下，電機(jī)的矢量方程可以寫為：

ψ_d＝L_di_d+ψ_f (8)

ψ_q＝L_qi_q (9)

u_d＝R_di_d+pψ_d-w_rψ_q (10)

u_q＝R_si_q+pψ_q-w_rψ_d (11)

其中，ψ_d、ψ_q、u_d、u_q、i_d、i_q、L_d分別為定子磁鏈、電壓、電流和電感在d、q軸下的分量。

由圖6可得，ψ_d、ψ_q表達(dá)式為：

ψ_d＝ψ_scosδ (13)

ψ_q＝ψ_ssinδ (14)

將式(13)、(14)代入式(8)、(9)，可得：

i_d＝(ψ_scosδ-ψ_f)/L_d (15)

i_q＝(ψ_ssinδ)/L_q (16)

將式(13)、(14)、(15)和(16)代入式(12)，可得：

對(duì)于隱極式永磁同步電機(jī)有L_d＝L_q＝L_S，這樣式(17)可化簡(jiǎn)為：

T_e＝3p_nψ_fψ_ssinδ/2L_s (18)

在式(18)中，轉(zhuǎn)子磁鏈ψ_f的幅值不變，在實(shí)際運(yùn)行中，保證定子磁鏈ψ_s幅值為額定值(飽和)，以充分利用電動(dòng)機(jī)鐵芯，則電磁轉(zhuǎn)矩T_e就僅與轉(zhuǎn)矩角δ有關(guān)，通過(guò)控制δ就可以控制電磁轉(zhuǎn)矩，這就是永磁同步電機(jī)直接轉(zhuǎn)矩控制的基本原理。

3、永磁同步電機(jī)(PMSM)采用直接轉(zhuǎn)矩控制

結(jié)合矩陣變換器的虛擬整流(VSR)和虛擬逆變(VSI)進(jìn)行分析如下：

基于虛擬直-交(逆變)結(jié)構(gòu)的直接轉(zhuǎn)矩控制分析，如圖7所示，電機(jī)的空間電壓矢量可表示為：

其中，U_dc為虛擬逆變器直流母線電壓，U_j為空間電壓矢量，i＝p、n，j＝0,l,2…7。

如圖8，非零電壓開關(guān)狀態(tài)矢量U₁～U₆是每隔60°的六個(gè)矢量，將整個(gè)劃分成六個(gè)大小相等的電壓扇區(qū)，U₇、U₈則是余下兩種開關(guān)狀態(tài)零矢量，磁鏈扇區(qū)的劃分采用空間電壓矢量的角平分線作為分區(qū)的邊界，工作矢量就把空間分成六個(gè)扇區(qū)，分別用θ₁～θ₆來(lái)表示，如圖9所示。電機(jī)旋轉(zhuǎn)時(shí)，轉(zhuǎn)子磁鏈位置不斷地變化，因此定子磁鏈也必須響應(yīng)的旋轉(zhuǎn)，為獲得旋轉(zhuǎn)的定子磁鏈，適當(dāng)?shù)倪x取空間電壓矢量達(dá)到控制磁鏈的目的，從而改變電機(jī)的轉(zhuǎn)矩角，即改變電機(jī)的轉(zhuǎn)矩。

直接轉(zhuǎn)矩控制中轉(zhuǎn)矩和磁鏈的控制采用滯環(huán)控制方式,就是選擇電壓矢量來(lái)控制轉(zhuǎn)矩和磁鏈保持在一定的容差范圍內(nèi)。根據(jù)給定值與當(dāng)前實(shí)際值進(jìn)行比較(磁鏈狀態(tài)量為ω,轉(zhuǎn)矩狀態(tài)量為τ),分別用比較值1、0、-1決定開關(guān)狀態(tài),根據(jù)所在扇區(qū)θ(i＝1～6),采用相應(yīng)的電壓矢量增大、保持和減小當(dāng)前的磁鏈和轉(zhuǎn)矩。直接轉(zhuǎn)矩控制開關(guān)表如表1所示。

表1直接轉(zhuǎn)矩控制開關(guān)表

對(duì)于虛擬整流側(cè)(VSR)的矢量控制，采用基于BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的網(wǎng)測(cè)功率因數(shù)調(diào)節(jié)算法，把預(yù)測(cè)設(shè)定功率因數(shù)值引入到矩陣變換器的算法之中，保證網(wǎng)側(cè)工作在功率因數(shù)1下。

系統(tǒng)虛擬整流側(cè)含有RLC濾波器，結(jié)構(gòu)如圖10所示，通過(guò)電路分析可得：

其中，I_r、I_s、I_t和U_r、U_s、U_t為濾波器網(wǎng)側(cè)相電流(以I_s概括表示)和相電壓(以U_s概括表示)，I_ir、I_is、I_it和U_iR、U_iS、U_iT為濾波器輸出側(cè)的相電流(以I_in概括表示)和相電壓(以U_in概括表示)。

將式(20)中的兩方程相加，化簡(jiǎn)和并就可得到：

將式(20)的虛部實(shí)部分別提取合成，可以表示為：X+Y＝Z。矢量圖如圖11A所示，實(shí)部X₁和虛部X₂合成矢量X，實(shí)部Y₁和虛部Y₂合成矢量Y，實(shí)部Z₁和虛部Z₂合成矢量Z。由于X₁、Y₂、Z₂相對(duì)于X₂、Y₁、Z₁的幅值過(guò)小且忽略這些小矢量不會(huì)對(duì)和成后的矢量相位角有較大影響，經(jīng)化簡(jiǎn)得到下式，矢量圖如圖11B所示。

根據(jù)以上矢量圖，通過(guò)勾股定理求解，就可計(jì)算得到網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)角如下：

從上面的式子可以知道，網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)角由輸入濾波器的電容值C、電感值L、電阻值R、濾波器輸入側(cè)相電流、相電壓幅值I_m和U_m、網(wǎng)側(cè)電壓角頻率w_in及矩陣變換器設(shè)定功率因數(shù)值Φ共同影響。

濾波器輸入側(cè)電壓幅值及網(wǎng)側(cè)電壓角頻率由電網(wǎng)決定且固定不變，輸入濾波器的電容值、電感值、電阻值受到截止頻率等濾波器設(shè)計(jì)要求的限定，在設(shè)計(jì)之后基本保持不變。由于矩陣變換器輸入側(cè)功率與出側(cè)功率相等，所以濾波器輸入側(cè)相電流主要受到輸出功率的影響，而輸出功率主要與負(fù)載的性質(zhì)及阻抗有關(guān)，無(wú)法調(diào)整和預(yù)測(cè)，且一旦負(fù)載確定之后，濾波器輸入側(cè)相電流的幅值也就確定下來(lái)。如果要改變網(wǎng)側(cè)電壓與網(wǎng)側(cè)電流的相位角，只有通過(guò)改變MC設(shè)定功率因數(shù)的方法才可以實(shí)現(xiàn)，采用前向BP神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)算法預(yù)測(cè)出MC輸入功率因數(shù)設(shè)定值，將設(shè)定值參與到輸入相電流的控制中，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)功率因數(shù)為1。

結(jié)合矩陣變換器雙空間矢量的特點(diǎn)和直接轉(zhuǎn)矩控制原理，提出矩陣變換器-永磁同步電機(jī)合成矢量控制方法。該控制方法同時(shí)實(shí)現(xiàn)了矩陣變換器的雙空間矢量調(diào)制和永磁同步電機(jī)基于定子磁場(chǎng)定向的直接轉(zhuǎn)矩控制，既保證了網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為1，又使得調(diào)速系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)快速、穩(wěn)定等動(dòng)態(tài)特性。

本專利通過(guò)軟硬件結(jié)合的方法，首先，由輸出電壓電流檢測(cè)電路檢測(cè)負(fù)載側(cè)輸出電壓的幅值、輸出電流的幅值和極性；由輸入電壓電流檢測(cè)電路檢測(cè)輸入相電壓過(guò)零點(diǎn)，由光電編碼器檢測(cè)永磁同步電機(jī)轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子初始位置，將檢測(cè)來(lái)的信號(hào)經(jīng)信號(hào)處理電路轉(zhuǎn)化為占空比信號(hào)、輸出狀態(tài)碼信號(hào)及輸出狀態(tài)碼信號(hào)，由ARM和FPGA作為核心控制芯片，對(duì)其進(jìn)行系統(tǒng)編程控制，輸出PWM波形，最后，經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)電路的功放、隔離驅(qū)動(dòng)矩陣變換器的IGBT。

(一)硬件部分

1、電壓電流檢測(cè)電路

如圖12所示，采用CHB-50A型電流霍爾傳感器模塊對(duì)負(fù)載電流實(shí)時(shí)準(zhǔn)確進(jìn)行檢測(cè)，采樣的電流通過(guò)霍爾傳感器的采樣電阻R_M得到U_M，經(jīng)隔離、偏置、低通濾波和箝位處理后輸入到ARM的A/D口，電壓檢測(cè)類似。

2、電壓過(guò)零檢測(cè)電路

圖13為電網(wǎng)電壓的過(guò)零檢測(cè)電路，采用CHV50-1000V型電壓霍爾模塊對(duì)電壓波形進(jìn)行采集。通過(guò)電壓比較器將電壓波形轉(zhuǎn)化為PWM波形，送入ARM的捕獲單元，完成對(duì)電壓相位的判斷。

3、電流極性檢測(cè)電路

由于FPGA芯片實(shí)現(xiàn)半軟化四步換流法時(shí)需要確定負(fù)載側(cè)電流的極性，所以設(shè)計(jì)了如圖14所示的負(fù)載極性檢測(cè)電路。通過(guò)CHB-50A型電流霍爾傳感器模塊采集負(fù)載側(cè)的電流波形信號(hào)，再將采集到的電流信號(hào)通過(guò)采樣電阻轉(zhuǎn)化為電壓信號(hào)，最后利用電壓比較器將電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為PWM波形送入FPGA的捕獲單元中，完成對(duì)負(fù)載側(cè)電流極性的判斷。

4、驅(qū)動(dòng)電路

如圖15所示，采取的驅(qū)動(dòng)芯片為東芝公司生產(chǎn)的HCPL-316J，該芯片引腳14為IGBT過(guò)流檢測(cè)輸入引腳，引腳13即為輸出側(cè)電源又為驅(qū)動(dòng)電壓檢測(cè)引腳。在過(guò)流檢測(cè)引腳檢測(cè)到由于過(guò)流導(dǎo)致IGBT壓降高于正常壓降2.33倍及芯片輸出側(cè)供電引腳檢測(cè)到芯片輸出側(cè)供電電壓低于12V時(shí)，引腳14將停止輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)且保持低電平狀態(tài)，引腳6在此時(shí)由高電平轉(zhuǎn)化為低電平并發(fā)出故障信號(hào)以通知控制芯片F(xiàn)PGA采取相應(yīng)的保護(hù)措施，直至引腳5得到低電平復(fù)位信號(hào)，才能再次使驅(qū)動(dòng)芯片輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)。驅(qū)動(dòng)電路采取雙向穩(wěn)壓二極管D16對(duì)輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)進(jìn)行了限幅及采用R39對(duì)IGBT的寄生電容進(jìn)行卸荷。如此以來(lái)，即使系統(tǒng)出現(xiàn)故障，也能最大程度保證IGBT的安全。

5、控制電路

控制單元實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的軟件編程部分，由控制芯片ARM和FPGA聯(lián)合完成，ARM選擇ST公司的STM32F407作為主控制器，具有精度高、成本低、功耗小等，F(xiàn)PGA選用ALTER的EP4CE6E22C8N型號(hào)FPGA作為輔控制器，輸出PWM波形。

(二)軟件部分

系統(tǒng)的軟件部分包括兩部分：一是在ARM中處理的主程序1和中斷處理子程序；二是在FPGA中處理的主程序2。

1、主程序1

系統(tǒng)的主程序主要完成系統(tǒng)的參數(shù)設(shè)置和初始化功能。它包含系統(tǒng)的初始化、變量初始化、占空比計(jì)算、寄存器的初始化、控制策略參數(shù)設(shè)定和中斷程序初始化設(shè)定等。具體流程見圖16。

2、中斷服務(wù)子程序

中斷處理程序是空間矢量調(diào)制的矩陣變換器直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)的核心，完成一個(gè)PWM周期內(nèi)控制矢量調(diào)制策略所需的計(jì)算，主要包括以下部分：求定子磁鏈、計(jì)算電磁轉(zhuǎn)矩、確定輸出電壓扇區(qū)、確定輸入電流扇區(qū)、計(jì)算矢量占空比等。其流程圖如圖17所示。

3、主程序2

FPGA完成功率管保護(hù)和控制信號(hào)譯碼功能。所謂控制信號(hào)譯碼是指結(jié)合輸入狀態(tài)碼、輸出狀態(tài)碼(磁鏈和轉(zhuǎn)矩狀態(tài))和四路占空比對(duì)應(yīng)的PWM波形，根據(jù)轉(zhuǎn)換表得到對(duì)應(yīng)功率管控制信號(hào)，具有短路和過(guò)載保護(hù)功能。其流程圖如圖18所示。

(三)系統(tǒng)仿真

為驗(yàn)證本發(fā)明的可行性和有效性，進(jìn)行系統(tǒng)仿真。

圖19A和19B是電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行時(shí)的磁鏈圓和磁鏈運(yùn)行軌跡，可以看出，矩陣變換器供電的永磁同步電機(jī)直接矩陣控制系統(tǒng)的磁鏈脈動(dòng)小，得到了有效控制。

圖20A和20B是電機(jī)在啟動(dòng)至穩(wěn)定運(yùn)行過(guò)程中，轉(zhuǎn)速、轉(zhuǎn)矩響應(yīng)，電機(jī)在短時(shí)間內(nèi)達(dá)到給定轉(zhuǎn)速(80r/min)，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)小。

圖21A和21B是電機(jī)速度從80r/min加速到100r/min又減小至40r/min過(guò)程的波形，可以看出，轉(zhuǎn)速反應(yīng)迅速，能夠很好地跟隨指定轉(zhuǎn)速的變化；在電機(jī)轉(zhuǎn)速降低過(guò)程中，電磁轉(zhuǎn)矩反向，電機(jī)快速制動(dòng)，調(diào)節(jié)時(shí)間較短。

本技術(shù)領(lǐng)域內(nèi)的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)明白，本發(fā)明以上描述用于說(shuō)明而非限制本發(fā)明的實(shí)施例，在由此描述的本發(fā)明范圍內(nèi)，可以設(shè)想其它實(shí)施例。此外，應(yīng)當(dāng)注意，本說(shuō)明書中使用的語(yǔ)言主要是為了可讀性和教導(dǎo)的目的而選擇的，而不是為了解釋或者限定本發(fā)明的主題而選擇的。因此，在不偏離所附權(quán)利要求書的范圍和精神的情況下，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)許多修改和變更都是顯而易見的。對(duì)于本發(fā)明的范圍，對(duì)本發(fā)明所做的公開是說(shuō)明性的，而非限制性的，本發(fā)明的范圍由所附權(quán)利要求書限定。