本發(fā)明涉及光伏并網(wǎng)逆變器技術(shù)領(lǐng)域，更具體地，涉及一種改進(jìn)型光伏并網(wǎng)逆變器相位補(bǔ)償控制方法。

背景技術(shù)：

帶相位補(bǔ)償?shù)牟⒕W(wǎng)逆變器控制方法可以有效消去交流系統(tǒng)中固有的相位差，實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓相位同步，提高系統(tǒng)運(yùn)行的穩(wěn)定性，具有非常廣闊的應(yīng)用前景。2011年第18期的《中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)》中《基于下垂鎖相的逆變器并網(wǎng)控制策略研究》一文就并網(wǎng)電流與電流基準(zhǔn)之間存在一定的相位差等問(wèn)題,提出基于下垂特性的新型鎖相環(huán)控制方法，采用電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流相位差為反饋量調(diào)節(jié)鎖相環(huán)的輸出，可以實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)逆變器單位功率因數(shù)運(yùn)行。2014年第2期的《電力自動(dòng)化設(shè)備》中《基于pr控制的光伏并網(wǎng)電流優(yōu)化控制》一文單相h6拓?fù)涔夥⒕W(wǎng)逆變器在采用傳統(tǒng)比例積分(pi)控制器跟蹤正弦電流指令時(shí)會(huì)產(chǎn)生穩(wěn)態(tài)誤差和抗干擾能力差等問(wèn)題，提出了一種基于比例諧振(pr)控制的h6拓?fù)鋯蜗喙夥⒕W(wǎng)逆變器的總體控制策略，實(shí)現(xiàn)對(duì)并網(wǎng)電流的無(wú)靜差控制，消除了pi控制所產(chǎn)生的相位誤差。

目前，已有一些文獻(xiàn)針對(duì)pi控制應(yīng)用于交流系統(tǒng)時(shí)并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓之間存在相位差提出了相應(yīng)的控制方法。2011年第8期的《電力電子技術(shù)》中《一種單相并網(wǎng)逆變器電流相位的補(bǔ)償方法》一文針對(duì)傳統(tǒng)電流pi控制算法下的并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓存在相位差，尤其是在電流較小時(shí)相位差比較嚴(yán)重，導(dǎo)致逆變器輸出功率因數(shù)較低的問(wèn)題，提出了一種減小并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓相位差的控制方法。但該方法沒(méi)有考慮實(shí)際電網(wǎng)中的非線(xiàn)性負(fù)荷所造成擾動(dòng)分量，這可能會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。2013年第4期《電測(cè)與儀表》中《一種改進(jìn)的光伏并網(wǎng)逆變器的控制策略》一文針對(duì)pi調(diào)節(jié)器無(wú)法直接實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流無(wú)靜差控制的問(wèn)題，采用pr調(diào)節(jié)器替代傳統(tǒng)的pi調(diào)節(jié)器進(jìn)行并網(wǎng)電流瞬時(shí)值內(nèi)環(huán)的設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了單相光伏并網(wǎng)電流的無(wú)靜差控制。但pr調(diào)節(jié)器自身在基頻之外的增益很小，當(dāng)電網(wǎng)頻率發(fā)生偏移時(shí)，電網(wǎng)很容易受到擾動(dòng)的影響而出現(xiàn)不穩(wěn)定。2013年第3期《電力自動(dòng)化設(shè)備》中《基于pr與pi聯(lián)合控制策略的光伏并網(wǎng)系統(tǒng)直流注入抑制技術(shù)》一文將pr控制器對(duì)交流量無(wú)靜差跟蹤和pi控制器對(duì)直流量無(wú)靜差跟蹤的特性相結(jié)合，實(shí)現(xiàn)了并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓同步，并且實(shí)現(xiàn)了對(duì)并網(wǎng)電流直流分量的有效抑制。但是控制器的參數(shù)整定十分復(fù)雜，pi環(huán)節(jié)的比例系數(shù)取值過(guò)大會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定，而取值過(guò)小又影響抑制直流分量的響應(yīng)時(shí)間；積分系數(shù)取值過(guò)小時(shí)將影響系統(tǒng)抑制直流分量的響應(yīng)時(shí)間，而取值過(guò)大會(huì)導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)出現(xiàn)明顯的欠阻尼振蕩。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了克服上述現(xiàn)有技術(shù)中的缺點(diǎn)，提供了一種改進(jìn)型光伏并網(wǎng)逆變器相位補(bǔ)償控制方法。

本發(fā)明的技術(shù)方案如下：

一種改進(jìn)型光伏并網(wǎng)逆變器相位補(bǔ)償控制方法，包括將濾波電感輸出的正弦半波電流作為電流閉環(huán)控制的反饋量，通過(guò)幅值反向函數(shù)將此正弦半波變成為正弦全波，然后與設(shè)定的交流電流參考值相減,得到反饋量與參考量之間的偏差，將此偏差作為控制電路的參數(shù)，計(jì)算出相位補(bǔ)償角θ，從而消去系統(tǒng)中固有的相位差；具體包括以下步驟：

第一步，把濾波電感輸出的正弦半波電流il作為電流閉環(huán)控制的反饋量，通過(guò)增設(shè)幅值反向函數(shù)f(s)，將il變?yōu)檎胰娏鱥'l；

第二步，為了消除非線(xiàn)性負(fù)載造成的il、i'l中的擾動(dòng)分量δil，采用電網(wǎng)電壓前饋補(bǔ)償方式，設(shè)計(jì)前饋因子gn(s)＝kn，計(jì)算出此擾動(dòng)分量令gn(s)·ginv(s)＝1，那么δil(s)＝0，即消除電感電流擾動(dòng)分量；為ginv＝kinv是逆變環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)，gf(s)是濾波環(huán)節(jié)傳遞函數(shù)，g0(s)是系統(tǒng)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)；

第三步，網(wǎng)側(cè)電壓ug通過(guò)鎖相環(huán)鎖相，得到電網(wǎng)電壓的頻率和相位進(jìn)行余弦變化后得到和ug頻率、相位都相同的單位正弦波，然后與dc/dc變換電路計(jì)算出的正弦電流參考幅值相乘得到電感電流的瞬時(shí)參考值將與i'l相比較，得到反饋量與參考量之間的偏差值，并將此偏差值作為pi控制器gc(s)的參數(shù)；

第四步，得到參考電流和i'l的關(guān)系表達(dá)式其中是逆變器控制部分的傳遞函數(shù)；和i'l的關(guān)系表達(dá)式還可以寫(xiě)成其中s＝j(luò)ω，fs(s)＝1；并且分子分母同時(shí)乘以ki-kpjω，計(jì)算出i'l、之間的相位角將θ補(bǔ)償?shù)诫姼须娏鱥'l中，就可以抵消控制系統(tǒng)中產(chǎn)生的相位差，使并網(wǎng)電流、電壓相位相同。

進(jìn)一步地，第一步中所述反向函數(shù)為

進(jìn)一步地，第三步中所述的算法如下：

dc/dc變換電路(光伏電源)輸出的最大電流為：

其中，isc是預(yù)設(shè)的空載電流值，為常數(shù)；

voc為開(kāi)路電壓，為常數(shù)；

c1是個(gè)常數(shù)參量，其大小為

c2也是個(gè)常數(shù)參量，其大小為

vmax為光伏電源輸出的最大電壓；

將dc/dc變換電路輸出的最大電流imax設(shè)為電感電流的參考幅值，即：

進(jìn)一步的，第三步中所述的的算法如下：

通過(guò)鎖相環(huán)(phaselockloop，pll)測(cè)量得到電網(wǎng)電壓ug的相位角將其作為sin(x)函數(shù)的中的未知量，即得到了一個(gè)幅值為1，角度為的正弦波；

然后再乘以前面(式2)中的電感電流的參考幅值那么就得到了電感電流的瞬時(shí)參考值即：

更進(jìn)一步地，第三步中的電感電流i'l與電流參考幅值之間的關(guān)系算法如下：根據(jù)自動(dòng)控制原理中傳遞函數(shù)的相關(guān)概念，可以得到系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為：

g0(s)＝gc(s)·fs(s)·ginv(s)·gf(s)(式4)

式中，為pi控制器的傳遞函數(shù)；

fs(s)為反向函數(shù)；

n為變壓器變比(常數(shù))，upv光伏電源輸出的電壓值(常數(shù))，um逆變器載波幅值(常數(shù))；

為濾波環(huán)節(jié)；

再根據(jù)自動(dòng)控制原理中傳遞函數(shù)的相關(guān)概念，可以得到系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù)為：

所以，可以得到和il之間的關(guān)系為：

將fs(s)帶入可得，

由于(式7)中分子、分母里面的反向函數(shù)fs(s)＝±1的值不影響il和之間的角度關(guān)系，因此可以將其省略：

將(式8)的分子、分母同時(shí)乘以s²l，化簡(jiǎn)可得：

設(shè)s＝j(luò)ω(公知)，帶入(式9)，則有：

由于(式10)中的分子、分母都存在復(fù)數(shù)形式，不好判斷il和之間的調(diào)度關(guān)系，因此，將分子有理化，即分子、分母同時(shí)乘以kp-jωki，化簡(jiǎn)可得：

進(jìn)一步地，第四步中所述相位角的具體計(jì)算如下：

根據(jù)(式11)計(jì)算出的il和之間的傳遞函數(shù)表達(dá)式，可以發(fā)現(xiàn)分子中都是實(shí)數(shù)，分母中存在復(fù)數(shù)，這就是說(shuō)il和存在一定的相位差θ；

因此可以得到：

即，

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有以下有益效果：

1.將經(jīng)過(guò)反向函數(shù)fs(s)之后的正弦電感電流il作為反饋量與參考電流作比較，形成閉環(huán)控制，并運(yùn)用電網(wǎng)電壓前饋控制方法，這樣可以避免電網(wǎng)電壓擾動(dòng)對(duì)并網(wǎng)電流的干擾，使得電流環(huán)控制效果更好；

2.將相位補(bǔ)償方法應(yīng)用到電流環(huán)的控制當(dāng)中，消除了系統(tǒng)中的相位靜差，實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓同相位，改善系統(tǒng)性能，降低諧波含量。

附圖說(shuō)明

圖1為單相光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖；

圖2光伏并網(wǎng)系統(tǒng)控制框圖；

圖3相位補(bǔ)償示意圖；

圖4兩種方法并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓的波形；

圖5兩種方法并網(wǎng)電流頻譜對(duì)比圖；

圖6兩種方法并網(wǎng)電流和電壓的實(shí)驗(yàn)波形。

具體實(shí)施例

下面結(jié)合具體實(shí)施方式對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步的說(shuō)明；其中，附圖僅用于示例性說(shuō)明，表示的僅是示意圖，而非實(shí)物圖，不能理解為對(duì)本專(zhuān)利的限制；為了更好地說(shuō)明本發(fā)明的實(shí)施例，附圖某些部件會(huì)有省略、放大或縮小，并不代表實(shí)際產(chǎn)品的尺寸；對(duì)本領(lǐng)域技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，附圖中某些公知結(jié)構(gòu)及其說(shuō)明可能省略是可以理解的。

實(shí)施例1

如圖1為光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，光伏陣列產(chǎn)生的直流電由一個(gè)直流升壓斬波電路變換成可調(diào)直流電，然后通過(guò)一個(gè)高頻逆變橋逆變成高頻交流電，再經(jīng)由一個(gè)隔離變壓器，將電信號(hào)送入整流橋，這樣既完成了逆變也能夠進(jìn)行電氣隔離。

前級(jí)高頻逆變橋采用spwm調(diào)制方法，將基波為高頻逆變器開(kāi)關(guān)頻率的spwm波經(jīng)過(guò)高頻隔離變壓器傳動(dòng)副邊，二極管整流橋?qū)pwm的負(fù)半波反向，將基波為高頻spwm波變換為正弦半波；把濾波電感l(wèi)放到直流側(cè)，流過(guò)電感l(wèi)的電流變?yōu)檎野氩úㄐ?，電感電流?jīng)過(guò)后級(jí)工頻逆變橋，將正弦半波電流反轉(zhuǎn)成正弦波后并入電網(wǎng)；工頻逆變器的開(kāi)關(guān)管動(dòng)作是在電壓和電流的過(guò)零時(shí)刻，大大減小了開(kāi)關(guān)器件的損耗。

建立光伏并網(wǎng)系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型如下：

設(shè)高頻逆變器的占空比為d，可以寫(xiě)出前級(jí)逆變器輸出端的電壓為：

高頻逆變器的輸出電流為：

高頻逆變器工作在穩(wěn)態(tài)時(shí)的擾動(dòng)為：

式中il、upv、uc、ipv代表的是穩(wěn)態(tài)分量，δil、δupv、δuc、δipv是穩(wěn)態(tài)附近的擾動(dòng)分量。在穩(wěn)態(tài)時(shí)有：

由式(1)～(4)可得：

因?yàn)橹绷鞑▌?dòng)δupv十分微小，能夠?qū)⑵浜雎?。?duì)式(5)進(jìn)行拉氏變換可得

由于高頻逆變器的開(kāi)關(guān)頻率比電網(wǎng)頻率要高很多，因此就能夠?qū)⒛孀儹h(huán)節(jié)看成一個(gè)比例環(huán)節(jié)，它的傳遞函數(shù)是ginv＝kinv＝nupv/um，這里um是載波的峰值。

如圖2所示，為光伏陣列計(jì)算出的正弦電流參考幅值，網(wǎng)側(cè)電壓ug由鎖相環(huán)鎖相，就可以捕捉到和電網(wǎng)電壓頻率和相位都相同的正弦波，然后和相乘就能算出電流參考值這個(gè)參考值與經(jīng)過(guò)反向函數(shù)之后的電感電流的真實(shí)值相比較，將其差值送入pi控制器，然后產(chǎn)生控制信號(hào)來(lái)控制前級(jí)逆變器,pi控制器的傳遞函數(shù)gc(s)＝kp+ki/s。

正弦半波的il經(jīng)過(guò)fs(s)之后，可得到完整正弦波的il，將其作為反饋量與參考電流作比較，形成閉環(huán)控制，得到反饋量與參考量之間的偏差。反向函數(shù)為：

在實(shí)際電網(wǎng)中電網(wǎng)電壓會(huì)受到非線(xiàn)性負(fù)載等帶來(lái)的擾動(dòng)[12]，所以選擇電網(wǎng)電壓前饋補(bǔ)償方式，這樣就能夠去除網(wǎng)側(cè)電壓波動(dòng)對(duì)并網(wǎng)電流帶來(lái)的負(fù)面作用，使得系統(tǒng)穩(wěn)定性大大提升，獲得更好的控制效果。電感電流的擾動(dòng)分量為：

式中g(shù)0(s)是整個(gè)系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)，gf(s)＝1/sl是濾波環(huán)節(jié)，gn(s)＝kn是前饋因子。由式(8)可以看出，若令gn(s)＝kn＝1/ginv，那么電流擾動(dòng)δil(s)＝0，這樣就使得電網(wǎng)電壓的波動(dòng)不會(huì)影響到并網(wǎng)電流，改善了整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性，同時(shí)也改善了電感電流的輸出波形。消除擾動(dòng)之后的電感電流為：

式中為電流參考值，根據(jù)式(9)電感電流也可以寫(xiě)為：

由于pi控制應(yīng)用于交流系統(tǒng)時(shí)電感電流滯后電網(wǎng)電壓，即存在靜差。電網(wǎng)電壓反向之后，電感電流還沒(méi)到反向的點(diǎn)，使得系統(tǒng)產(chǎn)生大量諧波，造成系統(tǒng)不穩(wěn)定。由于在交流系統(tǒng)中，反饋的電流與給定的參考電流之間相位不同步，因此設(shè)s＝j(luò)ω，那么式(10)可寫(xiě)為：

將式(11)的分子分母同時(shí)乘以ki-kpjω可得：

由式(12)可以看出il和電感參考電流之間存在相位差；

令相位差角度為θ，則

由式(12)可得：

即

將θ補(bǔ)償?shù)?imgfile="bda0001262985550000096.gif"wi="35"he="63"img-content="drawing"img-format="gif"orientation="portrait"inline="no"/>中，就可以抵消控制系統(tǒng)中產(chǎn)生的相位靜差，使得并網(wǎng)電流、電壓相位相同。

如圖3所示，將相位補(bǔ)償方法應(yīng)用到電流環(huán)的控制中，由鎖相環(huán)將網(wǎng)側(cè)電壓鎖相，可以得到電網(wǎng)電壓的相位角將此相位角和補(bǔ)償角θ相加，那么就能夠計(jì)算出參考電流的相位角所以由設(shè)定的參考電流就能計(jì)算出瞬時(shí)電流將這個(gè)電流作為電流環(huán)的參考電流，就可以控制并網(wǎng)電流，提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

實(shí)施例2

為了驗(yàn)證本發(fā)明所提出的帶電感電流閉環(huán)控制方法的有效性，按照?qǐng)D1的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在matlab7.1/simulink仿真平臺(tái)搭建模型，各參數(shù)的選擇情況如表1所示：

表1仿真參數(shù)設(shè)置

并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓的波形如圖4所示，圖4(a)是傳統(tǒng)方法時(shí)候得到的并網(wǎng)電流和電壓的波形圖，圖4(b)是采用本發(fā)明方法時(shí)候得到的并網(wǎng)電流和電壓的波形圖。由圖可知，本發(fā)明采用的控制方法較傳統(tǒng)方法得到的并網(wǎng)電流波形更平滑，毛刺減少許多，使得控制系統(tǒng)穩(wěn)定性提高。

圖5是并網(wǎng)電流頻譜對(duì)比圖，傳統(tǒng)控制方法得到的thd是4.46％，而本發(fā)明所采用的控制方法得到的thd是3.03％，通過(guò)對(duì)兩種方法的頻譜分析可知，諧波含量明顯減少。

為了證實(shí)所提出的這種帶有反向函數(shù)的電感電流閉環(huán)控制方法的實(shí)用性，按照?qǐng)D1所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在一臺(tái)2kw的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。該樣機(jī)控制芯片使用的是tms320f2812的定點(diǎn)型dsp，與此有關(guān)的波形數(shù)據(jù)是由tds2014示波器及wt3000功率分析儀測(cè)得，各參數(shù)如表2所示：

表2實(shí)驗(yàn)參數(shù)

通過(guò)圖6的實(shí)驗(yàn)波形對(duì)比可以發(fā)現(xiàn)，在傳統(tǒng)方法中電壓達(dá)到反向點(diǎn)之后電流還未達(dá)到。而在本發(fā)明方法中電流和電壓是在相同的時(shí)間達(dá)到反向點(diǎn)，這也就是說(shuō)并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓的相位相同。因此本發(fā)明方法得到的實(shí)驗(yàn)波形和傳統(tǒng)方法得到的波形相比明顯消除了相位靜差，諧波含量也得到有效控制。

仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，本發(fā)明提出的控制方法在光伏逆變并網(wǎng)中不僅能夠得到滿(mǎn)意的相位補(bǔ)償效果，電網(wǎng)電流正弦度較好，并且諧波含量也比傳統(tǒng)方法明顯減少。

顯然，上述實(shí)施例僅僅是為清楚地說(shuō)明本發(fā)明的技術(shù)方案所作的舉例，而并非是對(duì)本發(fā)明的實(shí)施方式的限定。對(duì)于所屬領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，在上述說(shuō)明的基礎(chǔ)上還可以做出其它不同形式的變化或變動(dòng)。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明權(quán)利要求的保護(hù)之內(nèi)。