本發(fā)明涉及dc-dc轉換器。

背景技術：

恒定導通時間升壓式轉換器因其快速瞬態(tài)反應、易于設計、更小和更簡單的控制器以及消除次諧波振蕩而為人所知。然而，存在一些缺點，例如可變開關頻率以及直流電(directcurrent，dc)偏移誤差。

技術實現(xiàn)要素：

公開dc-dc轉換器的實施例。在一實施例中，公開用于控制基于電感器電流紋波的恒定導通時間dc-dc轉換器的dc偏移誤差的電路。電路包括紋波產生電路，該紋波產生電路耦合到參考電壓輸入和感測電壓輸入且具有參考電壓輸出以形成主循環(huán)。電路還包括dc誤差校正電路，該dc誤差校正電路連接在參考電壓輸入和感測電壓輸入與紋波產生電路的參考電壓輸出之間。dc誤差校正電路包括耦合在感測電壓輸入與參考電壓輸出之間的粗略dc誤差校正循環(huán)和耦合在參考電壓輸入與參考電壓輸出之間的精細dc誤差校正循環(huán)。

在一實施例中，粗略dc誤差校正循環(huán)包括取樣保持電路和運算跨導放大器(operationaltransconductanceamplifier，ota)。

在一實施例中，精細dc誤差校正循環(huán)包括低通濾波器和ota。在另一實施例中，低通濾波器具有比開關周期ts大10倍至20倍的時間常量。

在一實施例中，基于電感器電流紋波的恒定導通時間dc-dc升壓式轉換器包括上文所描述的電路。

在一實施例中，基于電感器電流紋波的恒定導通時間dc-dc降壓式轉換器包括上文所描述的電路。

在一實施例中，粗略dc誤差校正循環(huán)包括取樣保持電路和ota，且精細dc誤差校正循環(huán)包含低通濾波器和ota。

在一實施例中，公開一種用于控制基于電感器電流紋波的恒定導通時間dc-dc轉換器的dc偏移誤差的方法。該方法涉及：經(jīng)由主循環(huán)來執(zhí)行基于電感器電流紋波的控制，經(jīng)由耦合到主循環(huán)的粗略dc誤差校正循環(huán)來執(zhí)行粗略dc誤差校正，以及經(jīng)由耦合到主循環(huán)的精細dc誤差校正循環(huán)執(zhí)來行精細dc誤差校正。

在一實施例中，經(jīng)由主循環(huán)來執(zhí)行基于電感器電流紋波的控制涉及：將參考電壓與感測輸入電壓進行比較以獲得差值且響應于該比較而產生參考電壓輸出。

在一實施例中，經(jīng)由粗略dc誤差校正循環(huán)來執(zhí)行粗略dc誤差校正涉及：取樣和保持感測輸入電壓，響應于經(jīng)取樣和保持的感測輸入電壓而產生輸出，以及將該輸出添加到參考電壓輸出。

在一實施例中，經(jīng)由精細dc誤差校正循環(huán)來執(zhí)行精細dc誤差校正涉及：低通濾波反饋電壓，將經(jīng)低通濾波反饋電壓與參考電壓輸入進行比較，響應于該比較而產生輸出以及將該輸出添加到參考電壓輸出。

在一實施例中，基于電感器電流紋波的恒定導通時間dc-dc升壓式轉換器被配置成實施上文所描述的方法。

在一實施例中，基于電感器電流紋波的恒定導通時間dc-dc降壓式轉換器被配置成實施上文所描述的方法。

根據(jù)本發(fā)明的其它方面將從借助于本發(fā)明原理的實例說明的結合附圖進行的以下詳細描述中變得顯而易見。

附圖說明

圖1a示出dc-dc升壓轉換器(也被稱作升壓式轉換器)的基本結構。

圖1b示出dc-dc降壓轉換器(也被稱作降壓式轉換器)的基本結構。

圖2a是基于恒定導通時間電感器電流紋波的升壓式轉換器的一個實施方案。

圖2b是基于恒定導通時間電感器電流紋波的降壓式轉換器的一個實施方案。

圖3描繪紋波產生電路的一實施例。

圖4描繪在連續(xù)導通模式和使用圖2a或圖2b和圖3的電路的穩(wěn)態(tài)操作下的參考電壓輸入vbg、反饋電壓vfb、參考電壓輸出vref、sr鎖存器輸出q和電感器電流il的波形。

圖5描繪包括紋波產生電路和dc誤差校正電路的紋波產生和dc誤差校正電路的一實施例。

圖6a描繪在僅接合主循環(huán)時的參考電壓輸入vbg、反饋電壓vfb和參考電壓輸出vref的波形。

圖6b描繪在接合主循環(huán)和粗略dc誤差校正循環(huán)時的圖6a的波形。

圖6c描繪在接合主循環(huán)、粗略dc校正循環(huán)以及精細dc校正循環(huán)時的圖6a的波形。

圖7a描繪具有基于電感器電流紋波控制器的類似于圖2a中所描繪的dc-dc升壓式轉換器的dc-dc升壓式轉換器的一實施例，其不同之處在于7a中描繪的dc-dc升壓式轉換器包括如上參考圖5和圖6c所描述的dc誤差校正電路。

圖7b描繪具有基于電感器電流紋波控制器的類似于圖2b中所描繪的dc-dc降壓式轉換器的dc-dc降壓式轉換器的一實施例，其不同之處在于7b中描繪的dc-dc降壓式轉換器包含如上文參考圖5和圖6c所描述的dc誤差校正電路。

圖8是用于控制基于電感器電流紋波的恒定導通時間dc-dc轉換器(例如上文參考圖5、圖6c、圖7a和圖7b所描述的升壓式轉換器和降壓式轉換器)的dc偏移誤差的方法的流程圖。

在整個說明書中，類似的附圖標記可用于識別類似的元件。

具體實施方式

將容易理解，如本文中一般描述且在附圖中示出的實施例的組件可以用各種各樣不同的配置來布置和設計。因此，以下如圖中所表示的各種實施例的更詳細描述并非意圖限制本發(fā)明的范圍，而僅僅是表示各種實施例。盡管在圖式中呈現(xiàn)了實施例的各個方面，但是除非特別地說明，否則圖式未必按比例繪制。

在不脫離本發(fā)明精神或基本特征的情況下，可以其它特定形式實施本發(fā)明。所描述的實施例應被視為在所有方面均僅為說明性而非限制性的。因此，本發(fā)明的范圍由所附權利要求書而不是由此詳細描述來指示。在權利要求書等效的含義和范圍內的所有變化均涵蓋在其范圍內。

貫穿本說明書對特征、優(yōu)點或類似語言的參考并不暗示本發(fā)明可實現(xiàn)的所有特征和優(yōu)點應在本發(fā)明的任何單一實施例中。實際上，關于該特征和優(yōu)點的語言應理解成意味著結合實施例所描述的特定特征、優(yōu)點或特性包括在本發(fā)明的至少一個實施例中。因此，本說明書通篇中對特征、優(yōu)點和類似語言的論述可以(但未必)指代同一實施例。

此外，本發(fā)明的所描述的特征、優(yōu)點和特性可以任何合適方式在一個或多個實施例中組合。鑒于本文的描述，相關領域的技術人員將認識到，可以在沒有特定實施例的具體特征或優(yōu)點中的一個或多個具體特征或優(yōu)點的情況下實踐本發(fā)明。在其它情況下，可能在某些實施例中識別出可能不存在于本發(fā)明的所有實施例中的另外特征和優(yōu)點。

貫穿本說明書對“一個實施例”、“一實施例”或類似語言的參考意味著結合所指示實施例而描述的特定特征、結構或特性包括在本發(fā)明的至少一個實施例中。因此，貫穿本說明書的短語“在一個實施例中”、“在實施例中”和類似語言可以但未必均涉及同一實施例。

恒定導通時間升壓式轉換器因其快速瞬態(tài)反應、易于設計、更小和更簡單的控制器以及消除次諧波振蕩而為人所知。存在一些缺點，例如可變開關頻率(其對于一些應用可能不具吸引力)以及直流電(directcurrent，dc)偏移誤差。在根據(jù)本發(fā)明的一實施例中，通過在不犧牲dc-dc轉換器速度的情況下消除dc偏移誤差來在dc-dc轉換器中解決dc偏移誤差。在一實施例中，添加兩個輔助循環(huán)；第一循環(huán)是提供快速偏移校正并解決大部分偏移的粗略dc校正循環(huán)，且第二循環(huán)是提供緩慢偏移校正并解決殘余dc偏移的精細dc校正循環(huán)。

圖1a描繪dc-dc升壓轉換器100(也被稱作升壓式轉換器)的基本結構，且圖1b描繪dc-dc降壓轉換器102(也被稱作降壓式轉換器)的基本結構。參看圖1a，dc-dc升壓式轉換器包括電壓源vin、開關s1、控制器、二極管d1、電感器l、電容器cl和負載(標識為電阻器)rl。參看圖1b，dc-dc降壓式轉換器包括電壓源vin、開關s1、控制器、二極管d1、電感器l、電容器cl、和負載(標識為電阻器)rl。在升壓式轉換器和降壓式轉換器的各種實施例中，電壓源可以是電池，開關可以是如本領域中所已知的pmos開關或nmos開關。

對于圖1a的升壓式轉換器100而言，輸出電壓可低至輸入電壓或高達組件可處理的、在數(shù)學上沒有限制的電壓。對于圖1b的降壓式轉換器102而言，輸出電壓在理論上可以是從地面一直到輸入電壓的任何位置，然而，這兩個極端存在實際局限性。為了具有保持在期望值的已調輸出電壓，而不管例如負載電流或輸入變化的干擾(稱為負載調整率和線性調整率)，控制器控制開關s1。在一些應用中，用另一開關替換二極管d1，且此類控制器被稱為相對于利用二極管的異步控制器的同步控制器。

不管二極管d1的選擇如何，控制器有多種選擇。一些控制器提供固定開關頻率(稱為脈沖寬度調制(pulse-width-modulation，pwm))且利用電感器電流或輸出/電容器電壓以調節(jié)輸出電壓且屬于電流模式pwm控制器或電壓模式pwm控制器的類別。存在與電流模式pwm控制器和電壓模式pwm控制器相比提供更快動態(tài)響應的不同類別的控制器，該不同類別的控制器被稱為基于紋波的控制器或遲滯控制器，該不同類別的控制器為基于紋波的控制器的超集。

遲滯控制器提供許多優(yōu)于電流模式pwm控制器和電壓模式pwm控制器的優(yōu)點，但該遲滯控制器同時也具有缺點。盡管遲滯控制器更加快速地從對輸入電壓和負載電流的干擾中恢復并具有相對簡單的設計，但遲滯控制器仍受dc偏移誤差和開關頻率變化的影響。圖2a是基于已知恒定導通時間電感器電流的紋波控制升壓式轉換器200的一個實施方案，且圖2b是基于已知恒定導通時間電感器電流紋波的降壓式轉換器202的一個實施方案。參看圖2a，dc-dc升壓式轉換器包括電壓源vin、電感器l、nmos開關mn、pmos開關mp、電容器cl、負載(表示為電阻器)rl、反饋電阻器r1、反饋電阻器、r2和控制器210?？刂破靼y波產生電路212、比較器214、導通時間控制器216、sr鎖存器218和開關控制器220。圖2b的dc-dc降壓式轉換器包括類似于2a中的元件。圖2a和圖2b的元件中的每個元件是本領域中已知的。如下描述dc-dc升壓式轉換器和dc-dc降壓式轉換器兩者的操作。

在升壓式轉換器200(圖2a)的情況下，當從比較器214發(fā)送接通脈沖(例如，“設置”信號)時，該開啟脈沖設置sr鎖存器218，使得sr鎖存器的輸出“q”變高。響應于來自開關控制器220的相應控制信號dn和dp，高q信號使得nmos開關mn接通(即，nmos開關閉合)并使得pmos開關mp斷開(即，pmos開關打開)。在降壓式轉換器202(圖2b)的情況下，高q信號使得pmos開關mp接通(即，pmos開關閉合)并使得nmos開關mn斷開(即，nmos開關打開)。在兩種情況下，在這個子周期下，電感器電流增加。在預定義“導通時間”(例如，根據(jù)規(guī)范由設計設置)之后，導通時間控制器216發(fā)送使sr鎖存器復位的斷開脈沖(例如，“復位”信號)，使得sr鎖存器的輸出“q”變低。在升壓式轉換器的情況下，nmos開關mn斷開且pmos開關mp接通；且對于降壓式轉換器而言，pmos開關mp斷開且nmos開關mn接通。在兩種情況下，在這個子周期下，由于將能量傳遞到負載(例如，rl)，電感器電流減小。在一些時間點處，參考電壓vref(再次)超出反饋電壓vfb，且隨后比較器發(fā)送新的接通脈沖。控制器不斷提供接通信號和斷開信號，且dc-dc轉換器調節(jié)并提供期望輸出電壓。

需要注意的是，對于升壓式轉換器200和降壓式轉換器202兩者而言，電感器l正被通電的子周期是固定的，且在穩(wěn)態(tài)下，關閉時間保持相對恒定，因此轉換器開關頻率不變。在升壓式轉換器的連續(xù)導通模式(continuousconductionmode，ccm)下，始終保持電感器電流大于零，以如下等式(1)表示工作周期(例如，電感器正被通電的時間)：

d＝(vout-vin)/vout(1)

在穩(wěn)態(tài)下，以如下等式(2)表示開關周期ts與導通時間ton之間的關系：

ton＝((vout-vin)/vout)·ts(2)

在降壓式轉換器的連續(xù)導通模式(continuousconductionmode，ccm)下，始終保持電感器電流大于零，以如下等式(3)表示工作周期(例如，電感器正被通電的時間)：

d＝vout/vin(3)

在穩(wěn)態(tài)下，以如下等式(4)表示開關周期ts與導通時間ton之間的關系：

ton＝(vout/vin)·ts(4)

等式(2)和等式(4)對于穩(wěn)態(tài)pwm控制器和穩(wěn)態(tài)恒定導通時間控制器兩者而言是成立的，且由于導通時間ton分別與(vout-vin)/vout和vout/vin成正比，因此開關周期ts在穩(wěn)態(tài)下為定值。這是恒定導通時間控制器如何在不需要時鐘的情況下產生開關頻率(恒定開關頻率)的方式。然而，在實踐中，開關周期ts展現(xiàn)出轉變?yōu)殚_關頻率變化的一些變化。

圖2a和圖2b中所示出的dc-dc轉換器200和dc-dc轉換器202使用紋波產生電路212以控制輸出電壓。圖3描繪包括形成主循環(huán)228的運算跨導放大器(operationaltransconductanceamplifier，ota)226(也稱作“gm單元”)、去往ota的參考電壓輸入(例如帶隙電壓(vbg))、去往ota的感測電壓輸入(vsense)以及來自ota的參考電壓輸出(vref)的紋波產生電路212的一實施例的放大圖。在操作中，感測電感器電流(il)以提供恰當電流(isense)(表示為電壓(vsense))紋波，且等式(5)示出電感器電流(il)與感測電流(isense)(表示為vsense)之間的關系，其中gi是電流感測增益。

vsense＝gi·il(5)

在這個實施方案和計劃中，感測電感器電流(il)，并在ota226處將輸出vsense(感測為isense)與參考電壓輸入vbg進行比較以獲得電壓差和產生參考電壓輸出vref。隨后，在控制器210的比較器214處將參考電壓輸出vref與反饋電壓vfb進行比較以向sr鎖存器218提供接通脈沖。

圖4描繪在連續(xù)導通模式和使用參考圖2a或圖2b和圖3所描述的電路的穩(wěn)態(tài)操作下的參考電壓輸入vbg、反饋電壓vfb、參考電壓輸出vref、sr鎖存器輸出q以及電感器電流il的波形。由于電感器電流il具有dc分量，因此最小電感器電流ivalley會在不同負載電流下變化。因此，如圖4中所示，參考電壓輸出vref的最大值從參考電壓輸入vbg偏離dc偏移誤差vref_error。這個偏離導致在輸出電壓vout處的針對不同負載電流的dc偏移誤差，且等式(6)示出dc偏移誤差vref_error與最小電感器電流ivalley之間的關系。

vref_error＝gi·ivalley(6)

在根據(jù)本發(fā)明的一實施例中，將兩個輔助循環(huán)添加到紋波產生電路中，即，提供快速偏移校正的粗略dc校正循環(huán)和提供緩慢偏移校正并解決殘余dc偏移的精細dc校正循環(huán)。圖5描繪根據(jù)本發(fā)明的一實施例的紋波產生和dc誤差校正電路332的一實施例，該紋波產生和dc誤差校正電路332包括被配置成提供基于電感器電流紋波的控制并清除dc偏移誤差的紋波產生電路312和dc誤差校正電路336的。紋波產生電路312與參考圖3描述的波紋產生電路212類似且包含形成主循環(huán)328的部分的ota326。紋波產生電路包括ota、去往ota的參考電壓輸入(例如，帶隙電壓(vbg))、去往ota的感測電壓輸入vsense以及來自ota的參考電壓輸出vref。dc誤差校正電路連接在參考電壓輸入vbg與感測電壓輸入vsense以及紋波產生電路的參考電壓輸出vref之間。dc誤差校正電路包括：作為粗略dc誤差校正循環(huán)342(也稱作“快速”dc誤差校正循環(huán))的部分的取樣保持(s/h)電路338和ota340，以及作為精細dc誤差校正循環(huán)348(也稱作“緩慢”dc誤差校正循環(huán))的部分的低通濾波器344和ota346。如圖5中所示出，粗略dc誤差校正循環(huán)耦合在感測電壓輸入vsense與參考電壓輸出vref之間，且精細dc誤差校正循環(huán)耦合在參考電壓輸入vbg與參考電壓輸出vref之間。在一實施例中，取樣保持電路包括保持電容器(未示出)。粗略dc誤差校正循環(huán)和精細dc誤差校正循環(huán)協(xié)助校正dc偏移誤差(例如，消除dc偏移誤差)，同時保持基于紋波的dc-dc轉換器的快速動態(tài)行為。

粗略dc誤差校正循環(huán)342中的取樣保持電路338用于取樣最小感測電流isense(表示為vsense)且保持開關周期ts剩余時間的經(jīng)取樣值，這是需要在恰當時刻下進行的棘手任務。在一實施例中，恰當時刻在如圖4中所示出的電感器電流峰谷(ivalley)處。在操作中，將各開關周期ts的經(jīng)取樣和保持值施加到ota340，并將輸出電壓實時(例如，即刻而不等待地)添加到參考電壓輸出vref。由于在每個開關周期ts下更新經(jīng)取樣和保持值，因此粗略dc校正循環(huán)更新參考電壓輸出vref、每一開關周期ts，且不影響主循環(huán)328的動態(tài)響應。粗略dc校正循環(huán)提供dc偏移誤差的相對快速的校正。

圖6a至圖6c描繪在連續(xù)導通模式和如下描述的不同情況中的穩(wěn)態(tài)操作下的參考電壓輸入vbg、反饋電壓vfb和參考電壓輸出vref的波形。圖6a描繪在僅接合主循環(huán)328(圖5)且無dc偏移誤差校正時的參考電壓輸入vbg、反饋電壓vfb以及參考電壓輸出vref。圖6b描繪在接合主循環(huán)328和粗略dc誤差校正循環(huán)342時的波形。如圖6b中所示，粗略dc誤差校正循環(huán)顯著地減少dc偏移誤差，但未完全地消除dc偏移誤差。由于取樣保持操作的時序不完美的事實以及還由于取樣保持電路的保持電容器的下垂，因此會保留一些殘余dc偏移誤差。

如圖5中所示出的精細dc誤差校正循環(huán)348用于減少殘余dc偏移誤差，例如減少到零。在一實施例中，低通濾波器344具有比開關周期ts大許多的時間常量。舉例來說，在開關周期ts＝333ns的情況下，時間常量約為ts的二十倍。在一實施例中，時間常量是開關周期ts的10倍至50倍，且在另一實施例中，時間常量是開關周期ts的10倍至20倍。在操作中，將反饋電壓vfb供應到低通濾波器中并隨后供應到ota346中。將參考電壓輸入vbg和來自低通濾波器的輸出輸入到ota并將輸出添加到參考電壓輸出vref。通過利用反饋電壓vfb，殘余dc偏移誤差減少到零(或幾乎為零，例如，±2％)。圖6c描繪在接合主循環(huán)328、粗略dc校正循環(huán)342和精細dc校正循環(huán)348時的參考電壓輸入vbg、反饋電壓vfb以及參考電壓輸出vref的波形。添加精細dc校正循環(huán)并不影響轉換器的動態(tài)性，且實際上精細dc校正循環(huán)專門解決粗略dc校正循環(huán)剩余的殘余dc偏移誤差。在一實施例中，在精細dc校正循環(huán)中使用的ota346被配置成比主循環(huán)中使用的ota326或粗略dc校正循環(huán)中使用的ota340消耗更少的電力。舉例來說，用于精細dc校正循環(huán)的ota使用較少偏置電流并輸出與主循環(huán)和粗略dc校正循環(huán)相比的較小電流。當轉換器出現(xiàn)干擾時，粗略dc校正循環(huán)會在一個開關周期內作出響應(例如，相對快速的dc誤差校正)并立刻降低dc偏移誤差，而精細dc校正循環(huán)則需要幾個周期(例如，相對緩慢的dc誤差校正)來響應干擾并消除殘余dc偏移誤差。兩個dc誤差校正循環(huán)均不控制轉換器的動態(tài)性，經(jīng)由主循環(huán)來控制該轉換器的動態(tài)性。在一實施例中，當輸出電壓在期望目標的±2％內時，消除殘余dc偏移誤差。在一實施例中，目標是5v的輸出電壓，且如上文所描述的使用紋波產生和dc誤差校正電路332，實際輸出電壓保持在目標輸出電壓的±2％內。

圖7a描繪具有類似于圖2a中所描繪的dc-dc升壓式轉換器200的基于電感器電流紋波的控制器310的dc-dc升壓式轉換器300的一實施例，其不同之處在于7a中描繪的dc-dc升壓式轉換器包括如上文參考圖5和圖6c所描述的dc誤差校正電路336。dc誤差校正電路包括：粗略dc誤差校正環(huán)路342，該粗略dc誤差校正環(huán)路342被配置成經(jīng)由粗略dc誤差校正循環(huán)來執(zhí)行粗略dc誤差校正，以及精細dc誤差校正循環(huán)348，該精細dc誤差校正循環(huán)348被配置成經(jīng)由精細dc誤差校正循環(huán)來執(zhí)行精細dc誤差校正。圖7a中描繪的dc-dc升壓式轉換器示出對線路和負載干擾響應快速且具有極其少甚至無dc偏移誤差。

圖7b描繪具有類似于圖2b中所描繪的dc-dc降壓式轉換器202的基于電感器電流紋波的控制器312的dc-dc降壓式轉換器302的一實施例，其不同之處在于圖7b中描繪的dc-dc降壓式轉換器包括如上文參見圖5和圖6c所描述的dc誤差校正電路336。dc誤差校正電路包括：粗略dc誤差校正環(huán)路342，該粗略dc誤差校正環(huán)路342被配置成經(jīng)由粗略dc誤差校正循環(huán)來執(zhí)行粗略dc誤差校正，以及精細dc誤差校正循環(huán)348，該精細dc誤差校正循環(huán)348被配置成經(jīng)由精細dc誤差校正循環(huán)來執(zhí)行精細dc誤差校正。圖7b中描繪的dc-dc降壓式轉換器示出對線路和負載干擾的快速響應且具有極其少甚至無dc偏移誤差。

圖8是用于控制基于電感器電流紋波的恒定導通時間dc-dc轉換器(例如上文參見圖5、圖6c、圖7a和圖7b所描述的升壓式轉換器和降壓式轉換器)的dc偏移誤差的方法的流程圖。在區(qū)塊802處，經(jīng)由主循環(huán)執(zhí)行基于電感器電流紋波的控制。舉例來說，經(jīng)由主循環(huán)執(zhí)行基于電感器電流紋波的控制涉及將參考電壓(vbg)與感測輸入電壓(vsense)進行比較以獲得電壓差并響應于所得電壓差而產生參考電壓輸出(vref)。在區(qū)塊804處，經(jīng)由耦合到主循環(huán)的粗略dc誤差校正循環(huán)來執(zhí)行粗略dc誤差校正。舉例來說，經(jīng)由粗略dc誤差校正循環(huán)執(zhí)行粗略dc誤差校正包括：取樣和保持感測輸入電壓(vsense)，響應于經(jīng)取樣和保持的感測輸入電壓而產生輸出，以及將輸出添加到參考電壓輸出(vref)。在區(qū)塊806處，經(jīng)由耦合到主循環(huán)的精細dc誤差校正循環(huán)來執(zhí)行精細dc誤差校正。舉例來說，經(jīng)由精細dc誤差校正循環(huán)執(zhí)行精細dc誤差校正包括：低通濾波反饋電壓(vfb)，將經(jīng)低通濾波反饋電壓(vfb)與參考電壓輸入(vbg)進行比較，響應于該比較而產生輸出，以及將該輸出添加到參考電壓輸出(vref)。

在以上描述中，提供各種實施例的具體細節(jié)。然而，可以在并沒有這些具體細節(jié)的全部細節(jié)的情況下實踐一些實施例。在其它情況下，為了簡潔和清晰起見，除了能夠實現(xiàn)本發(fā)明的各種實施例的方法、程序、組件、結構和/或功能之外，不再詳細描述某些方法、程序、組件、結構和/或功能。

雖然以特定次序示出和描述了本文中方法的操作，但是可以更改每個方法的操作次序，使得可以逆序執(zhí)行某些操作，或使得可以至少部分地與其它操作同時執(zhí)行某些操作。在另一實施例中，可以間斷的和/或交替的方式實施不同操作的指令或子操作。

還應注意，本文中所描述的方法的至少一些操作可以使用存儲于計算機可使用的存儲媒體上的軟件指令來實施，以供計算機執(zhí)行。作為一實例，計算機程序產品的實施例包括用于存儲計算機可讀程序的計算機可使用的存儲媒體。

計算機可使用的存儲媒體或計算機可讀存儲媒體可以是電子、磁性、光學、電磁、紅外或半導體系統(tǒng)(或設備或裝置)。非暫時性計算機可使用的存儲媒體和計算機可讀存儲媒體的例子包括半導體或固態(tài)存儲器、磁帶、可拆卸計算機磁盤、隨機存取存儲器(randomaccessmemory，ram)、只讀存儲器(read-onlymemory，rom)、剛性磁盤和光盤。光盤的目前例子包括具有只讀存儲器的高密度磁盤(compactdiskwithreadonlymemory，cd-rom)、具有讀取/寫入的高密度磁盤(compactdiskwithread/write，cd-r/w)和數(shù)字視頻光盤(digitalvideodisk，dvd)。

可替換的是，本發(fā)明的實施例可以完全實施于硬件中或實施于包含硬件元件和軟件元件兩者的實施方案中。在使用軟件的實施例中，軟件可包括但不限于固件、常駐軟件、微碼等。

雖然已經(jīng)描述和示出了本發(fā)明的具體實施例，但是本發(fā)明不限于如此描述和示出的部分的具體形式或布置。本發(fā)明的范圍將由在此所附的權利要求書及其等效物限定。