本發(fā)明屬于電子電路技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及到一種適用于恒定開啟時間并基于紋波控制的降壓型DC-DC變換器輸出直流失調(diào)的動態(tài)消除電路。

背景技術(shù)：

隨著便攜型電子設(shè)備的廣泛應(yīng)用，市場對電源管理集成電路的需求不斷上升，其中降壓型(Buck)DC-DC變換器更是被廣泛應(yīng)用于通信、計算機、工業(yè)自動化等領(lǐng)域。傳統(tǒng)的降壓型DC-DC變換器有三種控制模式，分別為電流模、電壓模及遲滯控制。基于紋波的恒定開啟時間控制方案(Ripple-based Constant On-time Control)屬于遲滯?？刂频囊环N，并由于其控制簡單、無需外部補償、優(yōu)良的負(fù)載調(diào)整率及效率等優(yōu)點而被廣泛應(yīng)用。

對于傳統(tǒng)的降壓變換器，其系統(tǒng)性能存在一定折衷：環(huán)路疊加在PWM比較器正向端的紋波量過小可能造成環(huán)路穩(wěn)定性降低、PWM比較器輸出抖動導(dǎo)致誤觸發(fā)等問題。紋波量過大則會導(dǎo)致位于二分之一開關(guān)頻率處的系統(tǒng)Q值過低，使得系統(tǒng)響應(yīng)速度變慢；且由恒定開啟時間固有的谷值檢測模式引入的直流失調(diào)量過大，這在降壓型變換器輸出低壓的前提下會對系統(tǒng)精度造成很大的影響。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術(shù)的不足之處，本發(fā)明針對恒定開啟時間并基于紋波控制的降壓變換器在不同輸入電壓Vin和輸出電壓Vout的應(yīng)用條件下，由恒定開啟時間固有的谷值檢測模式引入的輸出失調(diào)，提供一種動態(tài)消除電路，保證在不同占空比的情況下動態(tài)消除輸出直流失調(diào)。

本發(fā)明的技術(shù)方案是：

一種適用于降壓變換器輸出直流失調(diào)的動態(tài)消除電路，包括紋波產(chǎn)生電路和紋波疊加電路，

所述紋波疊加電路包括一跨導(dǎo)放大器Gm，跨導(dǎo)放大器Gm的正向輸入端作為所述紋波疊加電路的第一輸入端，其負(fù)向輸入端作為所述紋波疊加電路的第二輸入端，所述紋波疊加電路的輸出端輸出脈沖信號控制降壓變換器上功率管開啟下功率管關(guān)斷；

其特征在于，所述紋波產(chǎn)生電路包括第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3、第四電阻R4、第五電阻R5、第六電阻R6、第七電阻R7、第八電阻R8、第九電阻R9、第一電容C1、第二電容C2、第三電容C3、第四電容C4、第五電容C5、第六電容C6、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2和第三緩沖器BUF，

第一電阻R1的一端作為所述紋波產(chǎn)生電路的輸入端輸入降壓變換器上下功率管節(jié)點SW處的電壓，其另一端通過第一電容C1后接地；

第二電阻R2和第三電阻R3串聯(lián)，其串聯(lián)點輸出三角波電壓V_F1并連接所述紋波疊加電路的第一輸入端，第二電阻R2的另一端接第一電阻R1和第一電容C1的連接點，第三電阻R3的另一端接地；

第四電阻R4和第二電容C2串聯(lián)，第四電阻R4的另一端連接第二電阻R2和第三電阻R3的串聯(lián)點，第二電容C2的另一端接地；

第五電阻R5和第三電容C3串聯(lián)，其串聯(lián)點連接第三緩沖器BUF的正向輸入端，第五電阻R5的另一端連接第四電阻R4和第二電容C2的串聯(lián)點，第三電容C3的另一端接地；

第三緩沖器BUF的負(fù)向輸入端連接第一NMOS管MN1的源極并通過第六電阻R6后接地，其輸出端接第一NMOS管MN1的柵極；

第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的源極互連并連接電源電壓V_CC，其柵極互連并連接第一PMOS管MP1和第一NMOS管MN1的漏極；

第二NMOS管MN2的柵極接與降壓變換器上下功率管節(jié)點SW處信號反相的控制信號，其漏極接第二PMOS管MP2和第三NMOS管MN3的漏極，其源極接地；

第三NMOS管MN3的柵極接與降壓變換器上下功率管節(jié)點SW處信號同相的控制信號，其源極通過第五電容C5和第七電阻R7的并聯(lián)結(jié)構(gòu)后接地；

第八電阻R8和第四電容C4串聯(lián)，第八電阻R8的另一端接第三NMOS管MN3的源極，第四電容C4的另一端接地；

第九電阻R9和第六電容C6串聯(lián)，其串聯(lián)點輸出直流電壓V_{SW_DC}并連接所述紋波疊加電路的第二輸入端，第九電阻R9的另一端接第八電阻R8和第四電容C4的串聯(lián)點，第六電容C6的另一端接地。

具體的，所述紋波疊加電路還包括第一緩沖器BUF1、第二緩沖器BUF2、第十電阻R10和脈寬調(diào)制比較器PWM，

第一緩沖器BUF1的輸入端輸入反饋電壓V_FB，其輸出端通過第十電阻R10后連接跨導(dǎo)放大器Gm的輸出端和脈寬調(diào)制比較器PWM的正向輸入端；

第二緩沖器BUF2的輸入端輸入基準(zhǔn)電壓V_REF，其輸出端連接脈寬調(diào)制比較器PWM的負(fù)向輸入端，脈寬調(diào)制比較器PWM的輸出端作為所述紋波疊加電路的輸出端。

本發(fā)明的有益效果為：本發(fā)明在不同應(yīng)用條件即不同輸入電壓Vin和輸出電壓Vout下均能做到動態(tài)地消除了輸出端電壓的直流失調(diào)量，在紋波產(chǎn)生電路中加入占空比信息，使得與輸出電壓Vout成比例的反饋電壓V_FB和預(yù)設(shè)基準(zhǔn)電壓V_REF相等，增大變換器輸出電壓Vout精度，克服了傳統(tǒng)紋波控制的谷值檢測模式在系統(tǒng)穩(wěn)定性與精確度之間的矛盾；本發(fā)明采用的片內(nèi)紋波疊加電路，直接采樣上功率管S₁和下功率管S₂的連接節(jié)點SW處的電壓來模擬產(chǎn)生與電感電流同相位的紋波疊加在反饋電壓V_FB上面，以控制脈寬調(diào)制比較器PWM的正常翻轉(zhuǎn)，增強系統(tǒng)穩(wěn)定性，避免由輸出電容的等效串聯(lián)電阻R_Co過小導(dǎo)致輸出電壓Vout相位滯后而產(chǎn)生的諧振問題；第五電容C5過濾第七電阻R7上方波信號的毛刺以使得后級濾波得到的平均電壓更加精確；同時，本發(fā)明還保留了傳統(tǒng)的基于紋波的恒定導(dǎo)通時間控制方式所具有的控制簡單、無需外部補償、電磁干擾EMI性能良好、具有較好的負(fù)載調(diào)整率及輕載效率等優(yōu)點，優(yōu)化了降壓變換器的系統(tǒng)性能。

附圖說明

圖1為本發(fā)明適用的一種基于紋波控制的降壓型變化器環(huán)路控制原理示意圖。

圖2為本發(fā)明提出的一種適用于降壓變換器輸出直流失調(diào)的動態(tài)消除電路的紋波產(chǎn)生電路原理圖。

圖3為本發(fā)明提出的一種適用于降壓變換器輸出直流失調(diào)的動態(tài)消除電路的紋波疊加電路及輸出直流失調(diào)動態(tài)消除原理圖。

圖4為輸出直流失調(diào)動態(tài)消除示意圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合附圖，具體描述本發(fā)明的技術(shù)方案：

本發(fā)明提出的一種適用于降壓變換器輸出直流失調(diào)的動態(tài)消除電路，通過在傳統(tǒng)的直流濾波器(DC value extractor)中加入占空比信息，使其在不同輸入電壓Vin和輸出電壓Vout的應(yīng)用條件、不同的占空比下均能動態(tài)消除輸出直流失調(diào)電壓，從而提高降壓變換器的輸出精度；同時保證紋波量大小，不影響系統(tǒng)穩(wěn)定性。

如圖1所示為本發(fā)明適用的一種基于紋波控制的降壓型變化器原理示意圖，其中電路框架是由輸入電壓Vin、電感L、上功率管S₁、下功率管S₂、輸出電容Co及其等效串聯(lián)電阻R_Co和輸出負(fù)載Ro構(gòu)成，其中上下功率管S₁和S₂的節(jié)點為SW，系統(tǒng)輸出電壓為Vout。輸出電壓Vout經(jīng)過反饋系數(shù)β產(chǎn)生反饋電壓V_FB，與基準(zhǔn)電壓V_REF一起輸入脈寬調(diào)制器(PWM)進行比較并最終通過邏輯模塊Logic控制上下功率管S₁和S₂的開關(guān)。上功率管S₁開啟下功率管S₂關(guān)斷的時間為Ton，是恒定的；上功率管S₁關(guān)斷下功率管S₂開啟的時間為Toff，其結(jié)束的標(biāo)志信號為脈寬調(diào)制比較器PWM的輸出信號，該信號在反饋電壓V_FB低于設(shè)定基準(zhǔn)電壓值V_REF時產(chǎn)生。Ton占據(jù)整個開關(guān)周期(Ton+Toff)的比例即為占空比D。由于反饋電壓V_FB在送入脈寬調(diào)制比較器PWM與基準(zhǔn)電壓V_REF比較前需先疊加與電感電流同頻同相的紋波電壓，故第一電阻R1、第一電容C1、第二電阻R2和第三電阻R3用于產(chǎn)生與電感電流同頻同相的三角波電壓V_F1，與經(jīng)過直流濾波器并加入占空比信息后的直流量作差，即產(chǎn)生前述與反饋電壓V_FB疊加所需的紋波電壓。

而本發(fā)明采用的片內(nèi)紋波疊加電路，直接采樣上功率管S₁和下功率管S₂的連接節(jié)點SW處的電壓來模擬產(chǎn)生與電感電流同相位的紋波疊加在反饋電壓V_FB上面，以控制脈寬調(diào)制比較器PWM的正常翻轉(zhuǎn)，增強系統(tǒng)穩(wěn)定性，避免由輸出電容的等效串聯(lián)電阻R_Co過小導(dǎo)致輸出電壓V_OUT相位滯后而產(chǎn)生的諧振問題；同時加入占空比信息，以保證在不同應(yīng)用下能動態(tài)消除輸出直流失調(diào)，增大變換器輸出電壓精度。

紋波產(chǎn)生電路如圖2所示，包括第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3、第四電阻R4、第五電阻R5、第六電阻R6、第七電阻R7、第八電阻R8、第九電阻R9、第一電容C1、第二電容C2、第三電容C3、第四電容C4、第五電容C5、第六電容C6、第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2和第三緩沖器BUF，第一電阻R1的一端作為所述紋波產(chǎn)生電路的輸入端輸入降壓變換器上下功率管節(jié)點SW處的電壓，其另一端通過第一電容C1后接地；第二電阻R2和第三電阻R3串聯(lián)，其串聯(lián)點輸出三角波電壓V_F1并連接所述紋波疊加電路的第一輸入端，第二電阻R2的另一端接第一電阻R1和第一電容C1的連接點，第三電阻R3的另一端接地；第四電阻R4和第二電容C2串聯(lián)，第四電阻R4的另一端連接第二電阻R2和第三電阻R3的串聯(lián)點，第二電容C2的另一端接地；第五電阻R5和第三電容C3串聯(lián)，其串聯(lián)點連接第三緩沖器BUF的正向輸入端，第五電阻R5的另一端連接第四電阻R4和第二電容C2的串聯(lián)點，第三電容C3的另一端接地；第三緩沖器BUF的負(fù)向輸入端連接第一NMOS管MN1的源極并通過第六電阻R6后接地，其輸出端接第一NMOS管MN1的柵極；第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的源極互連并連接電源電壓V_CC，其柵極互連并連接第一PMOS管MP1和第一NMOS管MN1的漏極；第二NMOS管MN2的柵極接與降壓變換器上下功率管節(jié)點SW處信號反相的控制信號，其漏極接第二PMOS管MP2和第三NMOS管MN3的漏極，其源極接地；第三NMOS管MN3的柵極接與降壓變換器上下功率管節(jié)點SW處信號同相的控制信號，其源極通過第五電容C5和第七電阻R7的并聯(lián)結(jié)構(gòu)后接地；第八電阻R8和第四電容C4串聯(lián)，第八電阻R8的另一端接第三NMOS管MN3的源極，第四電容C4的另一端接地；第九電阻R9和第六電容C6串聯(lián)，其串聯(lián)點輸出直流電壓V_{SW_DC}并連接所述紋波疊加電路的第二輸入端，第九電阻R9的另一端接第八電阻R8和第四電容C4的串聯(lián)點，第六電容C6的另一端接地。

紋波疊加電路如圖3所示，包括跨導(dǎo)放大器Gm、第一緩沖器BUF1、第二緩沖器BUF2、第十電阻R10和脈寬調(diào)制比較器PWM，跨導(dǎo)放大器Gm的正向輸入端作為所述紋波疊加電路的第一輸入端，其負(fù)向輸入端作為所述紋波疊加電路的第二輸入端，所述紋波疊加電路的輸出端輸出脈沖信號控制降壓變換器上功率管開啟下功率管關(guān)斷；第一緩沖器BUF1的輸入端輸入反饋電壓V_FB，其輸出端通過第十電阻R10后連接跨導(dǎo)放大器Gm的輸出端和脈寬調(diào)制比較器PWM的正向輸入端；第二緩沖器BUF2的輸入端輸入基準(zhǔn)電壓V_REF，其輸出端連接脈寬調(diào)制比較器PWM的負(fù)向輸入端，脈寬調(diào)制比較器PWM的輸出端作為所述紋波疊加電路的輸出端。

具體的紋波疊加以控制脈寬調(diào)制比較器PWM輸出翻轉(zhuǎn)的工作過程如下：

如圖2所示，紋波產(chǎn)生電路的輸入端為降壓型變換器上下功率管節(jié)點SW電壓，首先通過一個由第一電阻R1、第一電容C1及第二電阻R2、第三電阻R3組成的RC網(wǎng)絡(luò)濾為三角波信號，即三角波電壓V_F1，此處第二電阻R2、第三電阻R3的作用是調(diào)整三角波電壓V_F1的平均值大小以符合后級跨導(dǎo)放大器Gm的共模輸入范圍。對于三角波電壓V_F1，其紋波量大小為：

其平均值大小為：

三角波電壓V_F1連接由第四電阻R4、第二電容C2及第五電阻R5、第三電容C3組成的兩級濾波網(wǎng)絡(luò)過后得到其平均值，經(jīng)過一個第三緩沖器BUF將第六電阻R6兩端的電壓鉗位在三角波電壓V_F1的均值。因此，通過第六電阻R6的電流為：

而第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2組成的電流鏡的寬長比為1:1，第七電阻R7的阻值等于第六電阻R6的阻值，第二NMOS管MN2和第三NMOS管MN3的柵極接分別接與上下功率管節(jié)點SW處同頻同相的控制信號，使得Ton期間第三NMOS管MN3導(dǎo)通，第二NMOS管MN2關(guān)斷；而Toff期間第二NMOS管MN2導(dǎo)通，第三NMOS管MN3關(guān)斷。由此，Ton期間第七電阻R7上的壓降為三角波電壓V_F1的平均值而Toff期間第七電阻R7上的壓降為0。如圖2虛線框中所示，該部分電路實現(xiàn)了在三角波電壓V_F1的直流信息中加入占空比信息，用于后級輸出直流失調(diào)的動態(tài)消除。故第七電阻R7上為一個方波信號，其平均值為：

其中D為占空比。這里第五電容C5的作用為過濾第七電阻R7上方波信號的毛刺以使得后級濾波得到的平均電壓更加精確，不過它過大會引入大的時間常數(shù)，不利于方波的形成。一般情況下，第七電阻R7和第五電容C5的時間常數(shù)應(yīng)小于0.1倍的開關(guān)周期。

第七電阻R7兩端的方波信號經(jīng)過第八電阻R8、第四電容C4及第九電阻R9、第六電容C6組成的大時間常數(shù)的濾波網(wǎng)絡(luò)后得到其平均值的電位，即：

再將以上紋波產(chǎn)生電路得到的三角波電壓V_F1及直流電壓V_{SW_DC}輸入到后級跨導(dǎo)放大器產(chǎn)生紋波電流I₁，所述直流電壓V_{SW_DC}含有占空比信息，如圖3所示。令跨導(dǎo)放大器的等效跨導(dǎo)為Gm，V_F1及V_{SW_DC}分別輸入到正負(fù)輸入端，三角波電壓V_F1的平均值為使得跨導(dǎo)放大器Gm的輸出電流I₁可由以下公式得到：

其中，這里I_ripple為含有紋波信息且和電感電流同頻同相的電流，其直流分量為零；ΔI為一含有占空比D的信息直流電流，用于輸出電壓失調(diào)的動態(tài)消除。

如圖4所示，經(jīng)過跨導(dǎo)放大器Gm后的電流I₁流經(jīng)第十電阻R10后產(chǎn)生所需的紋波電壓與第一緩沖器BUF1輸入端采樣的與降壓變化器輸出電壓Vout成比例的反饋電壓V_FB疊加，作為脈寬調(diào)制比較器PWM的正向輸入端V₁，即：

V₁＝V_FB+R₁₀·I₁

＝V_FB+R₁₀·(I_ripple+ΔI)

而脈寬調(diào)制比較器PWM的負(fù)向輸入端V₂為經(jīng)過第二緩沖器BUF2的基準(zhǔn)電壓V_REF。即：

V₂＝V_REF

V₁及V₂分別作為脈寬調(diào)制比較器PWM的正負(fù)輸入端比較作差，其差值為：

V₁-V₂＝V_FB+R₁₀·(I_ripple+ΔI)-V_REF

＝(V_FB+R₁₀·I_ripple)-(V_REF-R₁₀·ΔI)

另反饋電壓V_FB上疊加的紋波電壓為V_ripple＝R₁₀·I_ripple，其電壓峰峰值為V_ripple(pp)；而基準(zhǔn)電壓V_REF的平移量為ΔV＝R₁₀·ΔI，如圖4中箭頭標(biāo)注。由于恒定開啟時間的控制方式固有的谷值檢測模式，要使得脈寬調(diào)制比較器PWM翻轉(zhuǎn)產(chǎn)生開啟上功率管S1、關(guān)斷下功率管S2的脈沖信號，需要含有反饋電壓V_FB信息的V₁信號在其谷值時降至與V₂的電壓值相等，如圖4所示。另紋波電流I₁的峰峰值大小為I_ripple(pp)，則V₁在谷值觸碰V₂時電流I₁的紋波量大小為即：

要消除輸出端輸出的輸出電壓Vout上的直流失調(diào)，使得反饋電壓V_FB與基準(zhǔn)電壓V_REF大小相同即可，即V_FB＝V_REF。結(jié)合上述翻轉(zhuǎn)條件公式，必有：

由于

且

代入之前計算，可得上式左右兩邊分別為：

可以看出，以上兩式均含有占空比信息可以抵消，保證在不同輸入電壓Vin和輸出電壓Vout(即不同占空比D)的應(yīng)用條件下均可動態(tài)消除輸出電壓直流失調(diào)，使得本發(fā)明在寬范圍內(nèi)均適用。而要使上述兩式相等，即：

2R1·C1·f_sw·(R2+R3)＝R1+R2+R3

對于定頻應(yīng)用(fsw恒定，如700kHz)的Buck降壓變換器，只需調(diào)整第二電阻R2和第三電阻R3的阻值大小，即可滿足上述等式成立。同時，由前面推導(dǎo)得出V_F1的紋波量大小與第一電阻R1及第一電容C1的值均成反比，由此，在設(shè)計時可通過對第一電阻R1和第一電容C1的合理設(shè)定來調(diào)整疊加在反饋電壓V_FB上面紋波量的大小，通常情況下應(yīng)使其不少于30mV，從而保證系統(tǒng)穩(wěn)定性。

本發(fā)明在不同應(yīng)用條件即不同輸入電壓Vin和輸出電壓Vout下均能做到動態(tài)地消除了輸出端電壓的直流失調(diào)量，使得與輸出Vout成比例的反饋電壓V_FB和預(yù)設(shè)基準(zhǔn)電壓V_REF相等，克服了傳統(tǒng)紋波控制的谷值檢測模式在系統(tǒng)穩(wěn)定性與精確度之間的矛盾。同時，本發(fā)明還保留了傳統(tǒng)的基于紋波的恒定導(dǎo)通時間控制方式(Ripple-based Constant On-time Control)所具有的控制簡單、無需外部補償、EMI性能良好、具有較好的負(fù)載調(diào)整率及輕載效率等優(yōu)點，很好的優(yōu)化了Buck變換器的系統(tǒng)性能。

本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員將會意識到，這里所述的實施例是為了幫助讀者理解本發(fā)明的原理，應(yīng)被理解為本發(fā)明的保護范圍并不局限于這樣的特別陳述和實施例。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可以根據(jù)本發(fā)明公開的這些技術(shù)啟示做出各種不脫離本發(fā)明實質(zhì)的其它各種具體變形和組合，這些變形和組合仍然在本發(fā)明的保護范圍內(nèi)。