相關(guān)申請的交叉引用

本申請要求于2016年1月26日提交的美國臨時申請第62/287,377號的權(quán)益。

本發(fā)明屬于功率轉(zhuǎn)換器領(lǐng)域，更具體地涉及用于通過使用組脈沖控制方法來改變由開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器發(fā)出的噪聲的電路和技術(shù)。

背景技術(shù)：

反激開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器通常設(shè)置有移動設(shè)備，因為其變壓器提供與ac電流的安全隔離。與所有開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器類似，反激包括功率開關(guān)晶體管，其由控制器控制以調(diào)節(jié)到負載的功率輸送。功率開關(guān)的循環(huán)工作產(chǎn)生可影響移動設(shè)備的開關(guān)噪聲。例如，移動設(shè)備通常包括對開關(guān)噪聲變得越來越敏感的觸摸屏。例如，用戶現(xiàn)在可以在許多手機和平板電腦上操作觸摸屏，即使戴著手套也沒有問題。這種高靈敏度觸摸屏和其它電子部件的缺點是這些部件的操作易受開關(guān)噪聲的干擾。例如，感測觸摸屏被觸摸的位置涉及如下面詳細描述的監(jiān)視某些頻帶的觸摸屏傳感器。如果由開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的電磁干擾(emi)在由觸摸屏傳感器監(jiān)測的頻帶內(nèi)，則觸摸屏的性能可能被不期望地改變。應(yīng)當理解，其它電氣部件的性能也可能由于開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的emi而被不期望地改變。

來自諸如反激的開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器的開關(guān)噪聲的干擾由于用于提高效率的各種開關(guān)模式而惡化。具體地，通常在相對較重負載的時段期間使用脈寬調(diào)制(pwm)來使功率開關(guān)循環(huán)工作。在pwm操作期間，隨著負載的減小，占空比(脈沖寬度)減小。但是隨著負載繼續(xù)減小，使用脈沖頻率調(diào)制(pfm)來使功率開關(guān)循環(huán)工作是更有效的。在pfm操作期間(例如，從22khz到89khz)使用的各種開關(guān)頻率使噪聲在相對寬的頻帶上擴展，使得為觸摸屏操作找到適當無噪聲的頻帶可能有困難。

因此，需要控制由開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的emi的頻帶。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

在相對較重負載的脈寬調(diào)制(pwm)操作期間，開關(guān)頻率保持恒定，使得開關(guān)噪聲集中在開關(guān)頻率及其諧頻處。因此，在pmw操作期間相對簡單地找到用于觸摸屏操作(或其它噪聲敏感過程的操作)的適當無噪聲的頻帶。但是在開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器中在整個負載范圍(從非常輕的負載到非常重的負載)上擴展pwm操作是不高效的。因此，通常在負載減小時轉(zhuǎn)變到脈沖頻率調(diào)制(pfm)操作。但是，由于改變的開關(guān)頻率，這種向pfm操作的轉(zhuǎn)變隨后傾向于在不同頻帶上擴展開關(guān)噪聲。

為了提供開關(guān)噪聲管理，引入了組脈沖模式(gpm)，其中開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器可以在相對重的負載操作期間從pwm操作(或跨有限頻帶的pfm操作)轉(zhuǎn)變到組控制模式。為了控制到組脈沖模式的轉(zhuǎn)變，修改用于控制功率開關(guān)晶體管的循環(huán)工作的控制器，以便將控制電壓與閾值進行比較。在這方面，在功率轉(zhuǎn)換技術(shù)中公知的是，控制器響應(yīng)于從反饋電壓與參考電壓的比較產(chǎn)生的控制電壓。反饋電壓從輸出電壓獲得。例如，在反激式轉(zhuǎn)換器中，可以在變壓器復(fù)位時間從輔助繞組感測反饋電壓。或者，可以通過光隔離器或在反激變壓器的初級側(cè)和次級側(cè)之間的一些其它隔離裝置來感測反饋電壓。

控制器將反饋電壓與參考電壓進行比較以產(chǎn)生誤差信號，然后可以例如通過環(huán)路濾波器對誤差信號進行補償以形成控制電壓?？刂破鞅慌渲脼閷⒖刂齐妷号c閾值進行比較以控制到組模式控制的轉(zhuǎn)變。如果控制電壓大于閾值，則控制器繼續(xù)以常規(guī)方式在pwm(或pfm)模式下操作。但是如果控制電壓小于閾值，則控制器轉(zhuǎn)變到組脈沖模式。如名稱所暗示的，當功率開關(guān)晶體管循環(huán)工作以產(chǎn)生一序列或一組脈沖(每個脈沖對應(yīng)于每個周期中功率開關(guān)晶體管的導通時間期間)時，實現(xiàn)組脈沖模式。根據(jù)控制電壓，改變每次突發(fā)脈沖的組的大小。例如，取決于控制電壓的值，脈沖序列的大小可以從例如十五個脈沖變化到一個脈沖。如果控制電壓下降到低閾值電壓以下，則控制器從組脈沖模式轉(zhuǎn)變到另一控制模式，例如pfm。因為直到相對輕的負載(對應(yīng)于等于相對小的低閾值電壓的控制電壓)才發(fā)生到pfm的這種轉(zhuǎn)變，所以所得的pfm操作在本文中被表示為“深”pfm(dpfm)操作。因此，組模式控制的控制電壓范圍從高閾值電壓到低閾值電壓。

高閾值電壓和低閾值電壓之間的控制電壓范圍可以被量化為多個組模式，例如15個組模式。最低組模式對應(yīng)于脈沖序列內(nèi)的最低脈沖數(shù)(例如，1)，并且從低閾值電壓開始。隨著控制電壓增加，連續(xù)組模式中的脈沖數(shù)量連續(xù)增加。例如，隨著組模式的每次增加，脈沖序列中的脈沖數(shù)目可以增加1。但是通過改變從一個組模式到另一個組模式的脈沖數(shù)量的功率控制不是很精細。因此，控制器被配置為還根據(jù)控制電壓改變組周期(一個脈沖序列的周期)。以這種方式，獲得作為跨各種組模式的控制電壓的函數(shù)的線性功率輸出。

所得到的組脈沖模式控制是非常有利的，因為如果采用傳統(tǒng)的pfm操作，則控制電壓范圍可以對應(yīng)于從例如約5khz至86khz的開關(guān)頻率范圍。這種傳統(tǒng)的pfm操作是有效的，但是不期望地擴展了開關(guān)噪聲。相反，用于組脈沖模式控制的開關(guān)噪聲集中在用于pwm操作的開關(guān)頻率(例如，86khz)及其諧頻。因此，開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器在中等負載范圍內(nèi)享有常規(guī)pfm操作的效率，但具有更像pwm操作的噪聲頻譜。以這種方式，諸如觸摸屏控制器的噪聲敏感應(yīng)用可以在組脈沖模式操作期間容易地找到適當?shù)臒o噪聲頻帶。

通過考慮下面的詳細描述，可以更好地理解這些有利的特征。

附圖說明

圖1是根據(jù)本公開的一個方面的反激轉(zhuǎn)換器的框圖，該反激轉(zhuǎn)換器包括配置成用于組脈沖模式控制的控制器。

圖2示出了在控制器被配置成用于組脈沖模式控制時以及在控制器被配置成用于改進組脈沖模式控制(其中，對于每個組模式而言組周期保持為恒定)時的圖1的反激轉(zhuǎn)換器的輸出功率，該輸出功率是控制電壓的函數(shù)。

圖3a示出了根據(jù)本公開的一個方面的用于圖1的控制器的、作為控制電壓的函數(shù)的pwm模式、組模式和dpfm模式。

圖3b示出了用于圖3a的組模式的組周期。

圖3c示出了用于圖3a的操作模式的峰電流。

圖4示出了根據(jù)本公開的一個方面的位于圖1的控制器內(nèi)的控制環(huán)路。

圖5是根據(jù)本公開的一個方面的用于圖1的控制器的示例性操作方法的流程圖。

圖6示出了根據(jù)本公開一個方面的作為控制電壓的函數(shù)的開關(guān)模式，其中，組脈沖模式實施在操作的脈沖頻率模式和操作的深脈沖頻率模式之間。

圖7示出了根據(jù)本公開一個方面的作為控制電壓的函數(shù)的開關(guān)模式，其中，實施了兩種組脈沖模式以用于不同的開關(guān)頻率帶。

通過參閱下文的詳細說明將最佳地理解本公開的實施方式及其優(yōu)勢。應(yīng)該意識到，類似的附圖標記用于標識一個或多個附圖中的類似元件。

具體實施方式

現(xiàn)在參考附圖，圖1示出了反激轉(zhuǎn)換器100，該反激轉(zhuǎn)換器100包括配置成用于組脈沖模式(gpm)控制的控制器105?？刂破?05控制功率開關(guān)晶體管(q4)的循環(huán)工作，例如其導通時間、關(guān)斷時間以及開關(guān)頻率，從而控制輸送到負載的輸出電壓vout。當控制器105使功率開關(guān)晶體管q4循環(huán)工作至接通時，來自ac電源的整流輸入電壓(vin)驅(qū)動勵磁電流通過變壓器t1的初級繞組。然后，當通過功率開關(guān)晶體管q4的電流達到期望峰值電流時，控制器105可以使功率開關(guān)晶體管q4循環(huán)工作至關(guān)斷。為了確定何時達到期望峰值電流，控制器105監(jiān)測在傳感電阻rs兩端獲得的電壓isense，該傳感電阻耦接在功率開關(guān)晶體管q4的源極(在q4為nmos的實施方式中)和接地之間。當isense達到期望峰值時，控制器105使功率開關(guān)晶體管q4開路。

控制器105包括反饋環(huán)路(將在下文進一步討論)，該反饋環(huán)路響應(yīng)于從輸出電壓vout感測的反饋電壓而確定期望峰值電流。例如，控制器105可以監(jiān)測通過分壓器獲得的反饋電壓vsense，該分壓器由串聯(lián)耦接至變壓器t1的輔助繞組的電阻r1和r2形成。當功率開關(guān)晶體管q4循環(huán)工作至關(guān)斷時，通過勵磁電流的積累而存儲在變壓器t1中的磁能通過具有穿過變壓器t1的次級繞組的高次級電流的脈沖而釋放。次級電流由二極管d1整流，并且利用輸出電壓vout對輸出電容器c1進行充電。隨后，次級電流在表示為變壓器復(fù)位時間的時刻緩降到零。通過在變壓器復(fù)位時間對反饋電壓vsense進行采樣，控制器105獲得了與輸出電壓成比例的反饋電壓。如本文進一步討論的，控制器105通過比較反饋電壓vsense和參考電壓而生成誤差電壓。此外，控制器105通過對誤差電壓進行濾波而生成控制電壓?？刂破?05被配置為確定控制電壓是否位于控制電壓范圍(該范圍從低閾值電壓延續(xù)至高閾值電壓)內(nèi)，從而確定是否根據(jù)組控制模式來使功率開關(guān)晶體管q4循環(huán)工作。

高和低閾值電壓之間的控制電壓范圍可以由多個控制電壓范圍階躍來量化，每個電壓范圍階躍對應(yīng)于一種組模式。例如，在控制電壓范圍被分為15個大小相同的控制電壓范圍階躍的實施方式中，將有15種對應(yīng)的組模式，一種組模式用于一個控制電壓范圍階躍(vc_step)。最低的組模式對應(yīng)于脈沖序列中最低數(shù)量的脈沖(例如1)并且始于低閾值電壓并且延伸跨越第一電壓范圍階躍。隨著控制電壓增大，相繼的組模式中的脈沖的數(shù)量也依次增大。例如，每次組模式遞增時，脈沖序列中的脈沖的數(shù)量可以增加一個。但是通過將脈沖的數(shù)量從一種組模式變?yōu)榱硪环N組模式而進行的功率控制是相對粗糙的。因此，如下文進一步解釋的，控制器105還被配置為作為控制電壓的函數(shù)來改變組周期(一個脈沖序列的期間)。在這種方式中，以各種組模式之間的控制電壓的函數(shù)來獲得線性功率輸出。

最終的組脈沖模式控制是極為有利的，因為控制電壓范圍可能對應(yīng)于從(例如)大約5khz至86khz的開關(guān)頻率范圍(如果轉(zhuǎn)而使用常規(guī)pfm)。這種常規(guī)pfm操作是高效的，但是不合宜地擴展了開關(guān)噪聲。相比之下，組脈沖模式控制的開關(guān)噪聲集中于用于pwm操作的開關(guān)頻率(例如，86khz)及其諧頻。因此，開關(guān)功率轉(zhuǎn)換器受益于在適度負載范圍上的常規(guī)pfm操作的效率，但是具有更像pwm操作的噪聲頻譜。在這種方式中，對噪聲敏感的應(yīng)用(例如觸摸屏控制)可以在組模式控制操作期間輕易地找出合適的無噪聲帶。

現(xiàn)在將討論用于組脈沖模式控制的一些理論。如果低閾值電壓vth由修正的低閾值電壓vth’取代，數(shù)學運算被簡化，其中低閾值電壓vth’＝(vth–vc_step)。對于組模式，每個脈沖序列內(nèi)的脈沖的數(shù)量可以表達為始于修正的低電壓閾值的電壓范圍與電壓范圍階躍的比率的整數(shù)函數(shù)。具體地，該比率的實值如下：

n_group_real(vc)＝(vc-vth′)/vc_step

其中，n_group_real(vc)是比率的實值，vc是控制電壓，vth’是修正的低閾值電壓，并且vc_step是電壓范圍階躍。給定該實函數(shù)，給定組模式的脈沖序列內(nèi)的脈沖的整數(shù)數(shù)量為：

其中，n_group(vc)是組模式中的脈沖序列的脈沖的整數(shù)數(shù)量，該組模式對應(yīng)于包含控制電壓(vc)的電流值的電壓范圍階躍，并且floor(x)是取其輻角的最近整數(shù)值的函數(shù)。

在每個脈沖序列的突發(fā)組周期被定義為“tp_group”的情況下，作為控制電壓vc的函數(shù)的反激轉(zhuǎn)換器100的最終輸出功率變?yōu)椋?/p>

其中，lm是初級繞組的勵磁電感，ip是峰值初級電流值，并且η是功率轉(zhuǎn)換效率。如果突發(fā)組周期tp_group在所有的組模式之間保持恒定，則作為控制電壓的函數(shù)的反激轉(zhuǎn)換器100的輸出功率將如圖2的曲線200所示。從一種組模式將脈沖的數(shù)量增加一個而進行的輸出功率的量化導致輸出功率的不期望的步進。為了使輸出功率是控制電壓的線性函數(shù)，可以作為控制電壓的函數(shù)來改變組周期，如下所示：

tp_group(vc)＝tp_group0×(n_group(vc)/n_group_real(vc))

其中，tp_group(vc)是作為控制電壓的函數(shù)的組周期，并且tp_group0是恒定組周期值。對于給定的組模式，在相應(yīng)電壓范圍階躍上的控制電壓的最小值處的組周期因此將始于tp_group0，并且隨著控制電壓的增大而減小。這可以看出作為控制電壓的函數(shù)的輸出功率(p(vc))為：

其中，p(vc)由圖2中的線205表示，并且是控制電壓的平滑線性函數(shù)。因此，組周期被改變以考慮原始功率函數(shù)200的不連續(xù)階躍。

控制電壓范圍的示例性劃分在圖3a中示出。當控制電壓vc高于高閾值電壓(vhigh)時，控制器105被配置成以pwm模式操作。在pwm操作期間，開關(guān)頻率相對較高，例如為86khz。因此，在pwm操作期間的開關(guān)噪聲將集中于86khz及其諧頻。當控制電壓處于組模式控制電壓范圍(從低閾值電壓(vth)至高閾值電壓vhigh)內(nèi)時，這種相同的開關(guān)頻率用于組模式中的脈沖序列。在圖3a所示的實施方式中，用于各個組模式的控制電壓使得組模式控制范圍被分為十五個控制電壓階躍。始于低閾值電壓vth的第一控制電壓階躍對應(yīng)于組模式1。組模式的范圍為從組模式1至組模式15。與前一組模式相比，每個相繼的組模式在其脈沖序列中具有多一個的脈沖。因此，組模式1的脈沖序列為一個脈沖長。組模式2的脈沖序列將為兩個脈沖長，組模式3的脈沖序列為三個脈沖長，依此類推，從而最后的組模式15具有十五個脈沖長的脈沖序列。應(yīng)該意識到，替代實施方式中，在組模式1中的初始脈沖的數(shù)量可以大于一個。

各個脈沖序列中的脈沖的開關(guān)頻率可以與用于pwm操作(例如86khz)的開關(guān)頻率相匹配。當控制電壓下降到低閾值電壓vth之下時，控制器105開始深pfm(dpfm)操作模式，其范圍可以從起始脈沖頻率(例如5.4khz)開始。由于控制電壓從低閾值電壓vth進一步減小，用于dpfm操作的脈沖頻率朝著零下降。用于轉(zhuǎn)變到dpfm模式中的起始脈沖頻率等于默認組周期tp_group0的倒數(shù)。

再次參考gpm操作，用于各組模式的脈沖序列長度或每個脈沖序列內(nèi)的脈沖的數(shù)量(n_group)也對應(yīng)于組模式編號。例如，組模式15具有十五的脈沖序列長度，這是n_group的最大值(nmax)。因此，可以看出，高閾值電壓vhigh＝低閾值電壓vth+nmax*vc_step。

針對圖3a的組模式，在圖3b中示出了作為用于gpm操作的控制電壓的函數(shù)的組周期tp_group。對于每個組模式，組周期在開始時(控制電壓的最小值)始于tp_group0，并且隨后減小。每個組模式的起始(默認)值tp_group0和組周期的最終值(控制電壓的最大值)之間的差在最低組模式(組模式1)時是最大的，并且在最大組模式(組模式15)時是最小的。圖3a中的dpfm操作、組模式操作和pwm操作的峰值電流(ip)在圖3c中示出。對于dpfm和組模式操作而言，每個脈沖的峰值電流是恒定值，而在pwm操作期間，峰值電流作為控制電壓的函數(shù)而線性地增大。

圖4更詳細地示出了用于控制器105控制環(huán)路。如結(jié)合反激轉(zhuǎn)換器100討論的，通過變壓器和感測網(wǎng)絡(luò)405來對輸出電壓vout進行采樣，該變壓器和感測網(wǎng)絡(luò)405表示圖1的變壓器的輔助繞組以及分壓器?？刂破?05包括傳感器410，例如將反饋電壓轉(zhuǎn)換成數(shù)字化版本vfb_dig的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(adc)。比較器415將數(shù)字化的反饋電壓vfb_dig與數(shù)字參考電壓vref相比較，以產(chǎn)生數(shù)字誤差信號verr。應(yīng)該意識到，在控制器105是模擬版本的替代實施方式中，比較器415可以由誤差放大器替換。通過環(huán)路濾波器420來處理誤差信號verr以產(chǎn)生控制電壓420。不管反饋電壓的處理是數(shù)字的還是模擬的，控制電壓都是模擬電壓，如結(jié)合圖3a討論的那樣。如上所述，環(huán)路控制電路425確定脈沖序列數(shù)量n_group(vc)以及組周期tp_group(vc)。隨后，控制器105利用脈沖的脈沖序列數(shù)量在由功率變換處理430所表示的組周期內(nèi)使功率開關(guān)晶體管105循環(huán)工作。取決于變壓器t1和由輸出濾波器435所表示的輸出級的電性質(zhì)，反激轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生輸出電壓vout。

圖5示出了控制器105的操作方法的流程圖。該方法在控制電壓大于高閾值電壓vhigh的情況下開始，如前所述，該高閾值電壓等于低閾值電壓vth和(nmax)*vc_step之和，從而控制器在初始步驟500期間以pwm模式操作。功率開關(guān)晶體管q4的每個循環(huán)中的導通時間(ton)被給定為默認導通時間ton0與控制電壓vc的脈沖寬度控制函數(shù)(fpwm)之積。每個功率開關(guān)循環(huán)具有tp0的固定周期。在步驟505中，控制器105確定控制電壓是否已經(jīng)下降到高閾值電壓vhigh之下。注意，確定控制電壓是否小于高閾值電壓vhigh等同于確定控制電壓是否小于修正的低閾值電壓vth’與(nmax+1)和vc_step的積之和。如果步驟505中的確定是否定的，則繼續(xù)以pwm模式進行操作(步驟400)。如果步驟505中的確定是肯定的，則在步驟510中，開始組模式控制。

在組模式控制期間，脈沖序列的每個循環(huán)的開關(guān)頻率由在pwm操作期間使用的固定周期tp0給出。脈沖序列內(nèi)的每個脈沖的導通時間為默認值ton0?；诳刂齐妷?，控制器104確定脈沖序列數(shù)量n_group(組模式)，同時還確定組周期tp_group。

在步驟515中確定控制電壓下降到低閾值電壓vth之下時，在步驟520中，控制器開始dpfm操作。在dpfm操作期間的開關(guān)頻率的周期由tp_group0與控制電壓的dpfm函數(shù)(fdpwm)之積給出。每個周期內(nèi)的導通時間是默認導通時間ton0。

下表列出了用于pwm、組模式控制和dpfm操作模式的實施方式所使用的參數(shù)，其中，fmax是pwm操作模式的開關(guān)頻率。

與從pwm操作模式轉(zhuǎn)變到組模式控制不同，可以轉(zhuǎn)而從pfm操作模式開始轉(zhuǎn)變，如圖6所示。在這種實施方式中，控制器105可以利用下述參數(shù)來操作：

在又一種替代實施方式中，控制器105可以配置成實施多種組脈沖模式，如圖7所示。應(yīng)該進一步意識到，如本文所述，在某些頻率帶(例如圖7的頻率帶a和b)周圍可以選擇gpm模式，以在這些頻率帶周圍提供emi管理。

現(xiàn)在，本領(lǐng)域技術(shù)人員將意識到，取決于當前特定的應(yīng)用，可以在本公開的材料、裝置、配置和設(shè)備的使用方法中(或?qū)λ鼈?進行諸多改進、替換和改變，而不脫離本公開的范圍。鑒于這點，本公開的范圍不應(yīng)該被限制于本文所示出和描述的特定實施方式的范圍，這是因為這些實施方式僅僅是通過其一些實例來展示本公開，本公開的范圍應(yīng)該與隨附權(quán)利要求及其功能性等價物的范圍完全相當。