本發(fā)明屬于無線能量傳輸?shù)恼骷夹g(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種應(yīng)用于射頻能量收集系統(tǒng)的寬頻整流器。

背景技術(shù)：

近年來，各種低功耗電子產(chǎn)品(RFID、手機、藍牙耳機、無電池遙控器等)及無線傳感器設(shè)備在現(xiàn)實生活中得到了越來越廣泛的應(yīng)用。這些低功耗電子產(chǎn)品主要由電池供電，但是，電池的使用一方面會增大無線設(shè)備的體積，另一方面電池壽命有限，廢舊電池更是容易引起環(huán)境污染。所以亟需一種新的供電技術(shù)為這些產(chǎn)品提供能量。隨著無線通信技術(shù)的快速發(fā)展，越來越多的蜂窩移動基站、數(shù)字電視塔及Wi-Fi路由器等射頻功率源的普及，環(huán)境中的射頻功率密度不斷增大。因此，利用環(huán)境中的射頻能量為低功耗電子器件供能成為近些年國內(nèi)外研究的熱點。而利用整流天線技術(shù)將環(huán)境中的射頻能量轉(zhuǎn)換為直流電壓來進行無線能量收集是一種可行的解決方案。整流天線作為射頻能量收集系統(tǒng)中最關(guān)鍵的組成部分，主要由接收天線和整流器構(gòu)成，其中接收天線主要收集環(huán)境中的射頻能量，整流器將天線接收到的射頻能量轉(zhuǎn)換為可用的直流功率。目前，環(huán)境中的射頻功率密度相對比較低，研究者普遍關(guān)注于寬帶接收天線與單頻整流器的研究與設(shè)計，而忽視了與之對應(yīng)的寬頻整流器的研究。在實際應(yīng)用中，寬頻整流器能夠同時對多個頻段的射頻能量整流，以此提高整流天線的功率靈敏度，收集更多的射頻能量，從而解決了單頻整流器因整流頻段單一而供能不足的難題。因此，研究寬頻整流器對于射頻能量收集系統(tǒng)整體性能的提升具有極為重要的意義。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

有鑒于此，本發(fā)明的目的在于提供一種應(yīng)用于射頻能量收集系統(tǒng)的寬頻整流器。

本發(fā)明的目的是通過以下技術(shù)方案來實現(xiàn)的，一種應(yīng)用于射頻能量收集系統(tǒng)的寬頻整流器，包括接收天線部分、整流器部分、DC-DC升壓器部分和智能管理部分；所述接收天線部分用于接收環(huán)境中的射頻能量，并且完成空間無線電波和導(dǎo)行波之間的轉(zhuǎn)換；所述整流器部分與接收天線部分連接，將天線接收到的交流小信號轉(zhuǎn)換成直流電壓；所述DC-DC升壓器部分與整流器部分連接，用于將整流器部分輸出電壓進行升壓；所述智能管理模塊部分與DC-DC升壓器部分連接，為電池或設(shè)備終端提供穩(wěn)定的輸出電壓。

進一步，所述整流器部分包括并聯(lián)連接的電壓倍壓整流電路I和電壓倍壓整流電路II，所述電壓倍壓整流電路I包括阻抗匹配電路部分I、整流單元部分I和電容器部分I，所述電壓倍壓整流電路II包括阻抗匹配電路部分II、整流單元部分II和電容器部分II，所述整流單元部分I包括二極管D1和二極管D2，所述電容器部分I包括電容C1和電容C2，所述阻抗匹配電路部分I的輸入端與接收天線連接，所述阻抗匹配電路部分I的輸出端與電容C2的一端連接，電容C2的另一端分別與二極管D1的正極、二極管D2的負極連接，二極管D2的正極與電容C1的一端連接，電容C1的另一端與二極管D1的負極連接，二極管D1經(jīng)負載R_L接地；所述整流單元部分II包括二極管D3和二極管D4，所述電容器部分II包括電容C3和電容C4，所述阻抗匹配電路部分II的輸入端與接收天線連接，所述阻抗匹配電路部分II的輸出端與電容C4的一端連接，電容C4的另一端分別與二極管D3的正極、二極管D4的負極連接，二極管D4的正極與電容C3的一端連接，電容C3的另一端分別與二極管D3的負極、二極管D2的正極連接，二極管D4的正極接地。

進一步，所述阻抗匹配電路部分I包括扇形開路枝節(jié)I、彎曲短路枝節(jié)和貼片電感I；所述扇形開路枝節(jié)I包括扇形部I和連接部I，扇形部I與彎曲短路枝節(jié)分別位于連接部I的兩側(cè)；所述扇形部I的兩條半徑與連接部I具有同樣的角度，所述扇形部I的圓心設(shè)置于連接部I的一端，彎曲短路枝節(jié)連接于連接部I的另一端；所述貼片電感I連接于連接部I的端部。

進一步，所述阻抗匹配電路部分II包括扇形開路枝節(jié)II、直短路枝節(jié)和貼片電感II，所述扇形開路枝節(jié)II包括扇形部II和連接部II，扇形部II與直短路枝節(jié)分別位于連接部II的兩側(cè)；所述扇形部II的兩條半徑與連接部II具有同樣的角度，所述扇形部II的圓心設(shè)置于連接部II的一端，直短路枝節(jié)連接于連接部II的另一端；所述貼片電感II連接于連接部II的端部。

由于采用以上技術(shù)方案，本發(fā)明具有以下優(yōu)點：

與現(xiàn)有單頻整流器相比，本發(fā)明應(yīng)用于射頻能量收集系統(tǒng)的寬頻整流器具有以下優(yōu)點：

1.具有更寬的工作帶寬。其工作頻段可覆蓋GSM1800/4G(1850-1900MHz)、UMTS/3G(2150-2200MHz)和WiFi(2400-2450MHz)；2.具有更高的功率靈敏度；3.具有更高的RF-DC轉(zhuǎn)換效率。

附圖說明

為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚，下面將結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步的詳細描述，其中：

圖1為本發(fā)明所涉及的射頻能量收集系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖；

圖2為本發(fā)明所設(shè)計的整流電路原理圖；

圖3為本發(fā)明所設(shè)計的匹配電路示意圖，其中a為匹配電路I的示意圖，b為匹配電路II的示意圖；

圖4為本發(fā)明所設(shè)計的整流電路ADS仿真版圖結(jié)構(gòu)圖；

圖5為仿真得到的該整流器的反射系數(shù)(S11)隨頻率變化的曲線圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合附圖，對本發(fā)明的優(yōu)選實施例進行詳細的描述。

如圖1所示，本發(fā)明所涉及的射頻能量收集系統(tǒng)包括接收天線部分、整流器部分、DC-DC升壓器部分、智能管理部分以及電池或設(shè)備終端部分，

所述接收天線部分最大限度的接收環(huán)境中的射頻能量，并且完成空間無線電波和導(dǎo)行波之間的轉(zhuǎn)換。

所述整流器部分將天線接收到的交流小信號轉(zhuǎn)換成直流電壓；它是能量收集系統(tǒng)的重要組成部分，其損耗和轉(zhuǎn)換效率將決定整個系統(tǒng)的整體效率。

所述DC-DC升壓器部分通常被用來提供一個調(diào)節(jié)電壓或提高電壓。

所述智能管理模塊部分主要為電池或設(shè)備終端提供一個穩(wěn)定的輸出電壓。

如圖2所示，本發(fā)明所設(shè)計的整流器部分包括并聯(lián)連接的電壓倍壓整流電路I和電壓倍壓整流電路II，所述電壓倍壓整流電路I包括阻抗匹配電路部分I、整流單元部分I和電容器部分I，所述電壓倍壓整流電路II包括阻抗匹配電路部分II、整流單元部分II和電容器部分II，所述整流單元部分I包括二極管D1和二極管D2，所述電容器部分I包括電容C1和電容C2，所述阻抗匹配電路部分I的輸入端與接收天線連接，所述阻抗匹配電路部分I的輸出端與電容C2的一端連接，電容C2的另一端分別與二極管D1的正極、二極管D2的負極連接，二極管D2的正極與電容C1的一端連接，電容C1的另一端與二極管D1的負極連接，二極管D1經(jīng)負載R_L接地；所述整流單元部分II包括二極管D3和二極管D4，所述電容器部分II包括電容C3和電容C4，所述阻抗匹配電路部分II的輸入端與接收天線連接，所述阻抗匹配電路部分II的輸出端與電容C4的一端連接，電容C4的另一端分別與二極管D3的正極、二極管D4的負極連接，二極管D4的正極與電容C3的一端連接，電容C3的另一端分別與二極管D3的負極、二極管D2的正極連接，二極管D4的正極接地。

整流單元部分I和整流單元部分II分別由整流二極管D1和D2串聯(lián)、D3和D4串聯(lián)而成，實現(xiàn)射頻功率到直流電壓的轉(zhuǎn)換。在本實施方式中，天線接收到的射頻信號通常為正弦信號，以D1和D2組成的整流單元為例，輸入信號的正半周被整流二極管D1整流，能量存儲在C1中。輸入信號的負半周被整流二極管D2整流，能量存儲在電容C2中。電容C2中的能量能夠轉(zhuǎn)移到電容C1中，同理，電容C4中的能量能夠轉(zhuǎn)移到電容C3中，因此，輸出的直流電壓明顯翻倍。

電容器部分I和電容器部分II分別由C1和C2、C3和C4四個電容構(gòu)成，具有儲能作用的同時還可以使整流電路平穩(wěn)地輸出直流波束。其中C2和C4具有低通濾波器的作用，可以抑制整流二極管產(chǎn)生的二次或高次諧波通過天線又輻射到自由空間中去；C1和C3具有直通濾波器的作用，實現(xiàn)直流能量低插損的傳輸?shù)截撦d，對于基頻以及由整流電路產(chǎn)生的二次及以上諧波則起阻礙作用，使得二極管整流后的電壓變的比較平穩(wěn)。

圖3是本發(fā)明所設(shè)計的阻抗匹配電路,其中圖(a)和圖(b)分別對應(yīng)圖2中的阻抗匹配電路I和阻抗匹配電路II，均采用π型匹配結(jié)構(gòu)進行匹配。圖(a)中的匹配電路包括扇形開路枝節(jié)I、彎曲短路枝節(jié)2和貼片電感I，以實現(xiàn)在1.85GHz和2.45GHz頻段負載阻抗與源阻抗之間的阻抗匹配。圖(b)中的匹配電路包括扇形開路枝節(jié)II、直短路枝節(jié)5和貼片電感II，以實現(xiàn)在2.15GHz頻段負載阻抗與源阻抗之間的阻抗匹配。

所述扇形開路枝節(jié)I包括扇形部I1和連接部I3，扇形部I與彎曲短路枝節(jié)分別位于連接部I的兩側(cè)；所述扇形部I的兩條半徑與連接部I具有同樣的角度，所述扇形部I的圓心設(shè)置于連接部I的一端，彎曲短路枝節(jié)連接于連接部I的另一端；所述貼片電感I連接于連接部I的端部。

所述扇形開路枝節(jié)II包括扇形部II4和連接部II6，扇形部II與直短路枝節(jié)分別位于連接部II的兩側(cè)；所述扇形部II的兩條半徑與連接部II具有同樣的角度，所述扇形部II的圓心設(shè)置于連接部II的一端，直短路枝節(jié)連接于連接部II的另一端；所述貼片電感II連接于連接部II的端部。

其中，扇形開路枝節(jié)相當于1/4波長開路線，在匹配電路中主要起容抗作用。與傳統(tǒng)直形短截線相比，在輸入阻抗相同的條件下采用扇形開路枝節(jié)能將窄帶特性改善為寬帶特性，因此能夠?qū)崿F(xiàn)較寬的工作帶寬。短路枝節(jié)相當于電感或電容，當短路枝節(jié)長度小于1/4波長時，表現(xiàn)為感性；當短路枝節(jié)長度大于1/4波長時，表現(xiàn)為容性。貼片電感L₁和貼片電感L₂主要功能為確定整流電路的工作頻段。在本實施方式中，短路枝節(jié)呈感性，與電感、扇形開路枝節(jié)共同組成匹配網(wǎng)絡(luò)。當R₁增大時，1.85GHz和2.45GHz頻段的諧振頻率向低頻偏移；R₂增大時，2.15GHz頻段的諧振頻率向低頻偏移。增大時，整流電路的工作帶寬變窄。當l₁、l₂增大時，諧振頻率均向低頻偏移。調(diào)節(jié)L₁、L₂的電感值的大小，整流電路的諧振頻率會向低頻段或高頻段發(fā)生不同程度的偏移。

如圖4所示，本發(fā)明所設(shè)計的整流器結(jié)構(gòu)，阻抗匹配電路的線寬均為2mm，其中阻抗匹配電路I的扇形開路枝節(jié)的半徑R₁為6.5mm，弧度為100°；彎曲短路枝節(jié)的弧長l₁為9.8mm。阻抗匹配電路II的扇形開路枝節(jié)的半徑R₂為3.0mm，弧度為90°；直短路枝節(jié)的長度l₂為3.5mm。貼片電感L₁、L₂的感值分別為4.7nH、2.7nH，封裝形式為0805。

所述整流單元部分的肖特基整流二極管的型號為HSMS_285C，其封裝形式為SOT-323。

所述電容器部分的四個貼片電容C₁、C₂、C₃、C₄的電容值均為100pF，其封裝形式為0805。

在本發(fā)明中，阻抗匹配電路部分、整流單元部分、電容器部分以及負載設(shè)置于金屬接地板上。

金屬接地板的介質(zhì)基板的材料為Rogers_RT_Duroid5880,其相對介電常數(shù)為2.2，介質(zhì)損耗為0.0009，其長度L為50mm，寬度W為40mm，厚度為0.787mm。所述金屬接地板位于介質(zhì)基板的底部，其尺寸大小與介質(zhì)基板一樣。

所述負載R_L為貼片電阻，其阻值為700Ω，其封裝形式為0805。

使用ADS仿真軟件進行仿真實驗。仿真研究表明該整流器具有很好的寬頻整流特性，能夠運用于射頻能量收集系統(tǒng)中。通過軟件優(yōu)化功能得到的各項參數(shù)最佳尺寸如表1所示。

表1各參數(shù)最佳尺寸表

根據(jù)以上參數(shù)，運用ADS對本發(fā)明的天線進行仿真計算，得到整流電路的反射系數(shù)(S₁₁)隨頻率變化的曲線如圖5所示。

圖5是仿真得到的該整流電路的反射系數(shù)(S₁₁)隨頻率變化的曲線圖。從圖中可以看出，在S₁₁≤-10dB時，該整流電路工作在3個頻段，分別為1750-1920MHz、2110-2200MHz和2400-2520MHz，覆蓋了GSM1800/4G(1850-1900MHz)、UMTS/3G(2150-2200MHz)和WiFi(2400-2450MHz)頻段。

最后說明的是，以上優(yōu)選實施例僅用以說明本發(fā)明的技術(shù)方案而非限制，盡管通過上述優(yōu)選實施例已經(jīng)對本發(fā)明進行了詳細的描述，但本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當理解，可以在形式上和細節(jié)上對其作出各種各樣的改變，而不偏離本發(fā)明權(quán)利要求書所限定的范圍。