本發(fā)明涉及功率變換器技術(shù)，具體涉及一種應(yīng)用于CRM升壓型PFC變換器變化導(dǎo)通時間的優(yōu)化控制。

背景技術(shù)：

電力電子裝置的廣泛應(yīng)用，給電網(wǎng)帶來了大量的諧波污染，嚴(yán)重影響了電網(wǎng)的供電質(zhì)量和其他用電設(shè)備的正常工作。為了降低電力電子裝置帶來的諧波污染，滿足國際電工委員會制定的諧波標(biāo)準(zhǔn)IEC61000-3-2，需要采用功率因數(shù)校正(Power Factor Correction,PFC)變換器抑制諧波分量使得各類用電設(shè)備達(dá)到所需的諧波標(biāo)準(zhǔn)。其中，CRM升壓型PFC變換器由于其功率因數(shù)高、體積小、重量輕和成本低等優(yōu)點而被廣泛運用。

CRM升壓型PFC變換器的變化導(dǎo)通時間控制一般通過增加正向電感電流導(dǎo)通時間補償電感電流反向諧振所帶來的損失，使得電感電流的平均值與正弦基準(zhǔn)電流值相等。但是模態(tài)分析的時候需要對v_in大于或小于V_o/2兩種不同情況分別進(jìn)行討論，數(shù)字方法的控制算法復(fù)雜，而采用模擬硬件實現(xiàn)時，需要實現(xiàn)兩種情況下不同的導(dǎo)通控制電路、不同條件下導(dǎo)通時間控制電路的切換以及輸入電壓與輸出電壓之間關(guān)系的判斷等功能。這類控制方法使得控制電路的成本與功耗大幅增加，難以滿足CRM升壓型PFC變換器的高效率低成本的發(fā)展需求。因此需要對傳統(tǒng)的變化導(dǎo)通時間控制進(jìn)行優(yōu)化。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明目的是為了解決傳統(tǒng)CRM升壓型PFC變換器變化導(dǎo)通時間控制中對于v_in大于或小于V_o/2這兩種情況需分別計算所帶來的復(fù)雜運算問題，提出一種可由模擬控制電路或數(shù)字控制器實現(xiàn)的優(yōu)化控制方法，該方法不需要進(jìn)行功率檢測和輸入電壓有效值的測量，在CRM升壓型PFC變換器工作范圍內(nèi)的任意條件下，開關(guān)管導(dǎo)通時間T_on(t)的運算過程都是一致的，從而降低了運算復(fù)雜度和系統(tǒng)成本。

上述目的是通過如下技術(shù)方案實現(xiàn)的：

一種CRM升壓型PFC變換器變化導(dǎo)通時間優(yōu)化控制，其實現(xiàn)電路包括CRM升壓型PFC變換器主電路和控制電路?？刂齐娐酚奢斎腚妷翰蓸与娐贰⑤敵鲭妷翰蓸与娐?、電感電流過零檢測器、數(shù)字控制器或模擬控制電路構(gòu)成，其數(shù)字控制器包括ADC模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換單元、中斷系統(tǒng)、運算處理單元、eCAP增強型脈沖捕獲模塊和ePWM增強型脈寬調(diào)制模塊；其模擬控制電路包括PI調(diào)節(jié)器、除法器電路和差分放大電路。

其中，所述CRM升壓型PFC變換器主電路由EMI濾波器、整流橋、輸入電容、電感、開關(guān)管、二極管、輸出電容和負(fù)載構(gòu)成；所述輸入電壓采樣電路的輸入端連接整流橋后側(cè)輸入電容C_in的兩端，其輸出端連接除法器電路中的乘法器的輸入端或數(shù)字控制器ADC采樣口；所述輸出電壓采樣電路的輸入端連接輸出負(fù)載R_load的兩端，其輸出端通過電阻分別連接至運放OP₁和運放OP₂的反向輸入端或數(shù)字控制器ADC采樣口；所述PI調(diào)節(jié)器的運放OP₁的反向輸入端連接分壓電阻R₃與R₄之間的采樣輸出端，正向輸入端連接基準(zhǔn)電壓V_ref，輸出信號V_error連接至運放OP₃的正向輸入端；所述除法器電路的乘法器的輸入端分別連接分壓電阻R₁與R₂之間的采樣輸出端，和運放OP₂的輸出端，其輸出端通過電阻R₈連接運放OP₂的反向輸入端，運放OP₂的反向輸入端通過電阻連接分壓電阻R₃與R₄之間的采樣輸出端，正向輸入端連接功率地，輸出信號V_add通過電阻R₉連接運放OP₃的反相輸入端；所述差分放大電路的運放OP₃的輸出信號V_compare連接至運放OP₄的反向輸入端。

一種CRM升壓型PFC變換器變化導(dǎo)通時間的優(yōu)化控制，在變換器工作范圍內(nèi)的任意條件下，開關(guān)管的導(dǎo)通時間T_on(t)的運算過程都是一致的，包括如下所述步驟：

1)對導(dǎo)通時間T_on(t)的常數(shù)部分T_{on_error}進(jìn)行計算，該部分由電壓PI環(huán)進(jìn)行調(diào)節(jié)，用于控制變換器的輸出功率與輸出電壓；

2)對導(dǎo)通時間T_on(t)的變量部分T_{on_vary}(t)進(jìn)行計算，該部分用于在變換器輸入電壓過零附近額外增加開關(guān)管的導(dǎo)通時間以改善輸入電流畸變，其定量關(guān)系如下：

其中，Z_r是特征阻抗，L是CRM升壓型PFC變換器主電路中的升壓電感值，C_oss是開關(guān)管的輸出結(jié)電容值，C_dp是二極管的寄生電容值，V_o是輸出電壓瞬時值，v_in是輸入電壓瞬時值，輸入電壓v_in大于或小于輸出電壓V_o/2；

3)將誤差導(dǎo)通時間T_{on_error}與實時變量導(dǎo)通時間T_{on_vary}(t)相加，得到當(dāng)前工作條件下對應(yīng)的導(dǎo)通時間T_on(t)，如下式所示：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (2)

4)將對應(yīng)的導(dǎo)通時間T_on(t)轉(zhuǎn)換為驅(qū)動信號，實現(xiàn)對CRM升壓型PFC變換器的變化導(dǎo)通時間控制。

一種采用數(shù)字控制器實現(xiàn)上述優(yōu)化控制的方法，包括如下所述的步驟：

1)數(shù)字控制器的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換單元采樣變換器整流橋后側(cè)的輸入電容C_in兩端的輸入電壓v_in和輸出負(fù)載R_load兩端的輸出電壓V_o，得到對應(yīng)的采樣數(shù)值v_in/K_in與V_o/K_o，K_in是輸入電壓采樣電路的分壓系數(shù)，K_o是輸出電壓采樣電路的分壓系數(shù)；

2)輸出電壓采樣值V_o/K_o與基準(zhǔn)電壓V_ref在中斷系統(tǒng)中進(jìn)行比較，其誤差值△V經(jīng)過電壓PI環(huán)運算后生成誤差導(dǎo)通時間T_{on_error}。其中，基準(zhǔn)電壓V_ref為輸出電壓的控制目標(biāo)值除以輸出電壓分壓系數(shù)，一般取1～3V；

3)數(shù)字控制器的運算處理單元根據(jù)如下公式對T_{on_vary}(t)進(jìn)行實時計算：

其中，Z_r是特征阻抗：L是CRM升壓型PFC變換器主電路中的升壓電感值，C_oss是開關(guān)管的輸出結(jié)電容值，C_dp是二極管的寄生電容值；

4)將誤差導(dǎo)通時間T_{on_error}與實時變量導(dǎo)通時間T_{on_vary}(t)相加，得到當(dāng)前工作條件下對應(yīng)的導(dǎo)通時間T_on(t)，如下式所示：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (4)

5)數(shù)字控制器eCAP模塊捕獲電感電流過零檢測器輸出的方波信號的上升沿信號，確定CRM升壓型PFC變換器主電路中的開關(guān)管的開通時刻；

6)數(shù)字控制器ePWM模塊將對應(yīng)的導(dǎo)通時間T_on(t)轉(zhuǎn)換為PWM波信號輸出至驅(qū)動電路，產(chǎn)生變化導(dǎo)通時間控制所需的驅(qū)動信號。

一種采用模擬控制電路實現(xiàn)上述優(yōu)化控制的方法，包括如下所述的步驟：

1)輸入輸出電壓采樣電路將采樣值V_o/K_o和v_in/K_in分別送至PI調(diào)節(jié)器和除法器電路中，K_in是輸入電壓采樣電路的分壓系數(shù)，K_o是輸出電壓采樣電路的分壓系數(shù)；

2)PI調(diào)節(jié)器電路將輸出電壓采樣值V_o/K_o與基準(zhǔn)電壓值V_ref相比較得到電壓誤差值，并通過模擬PI運算輸出對應(yīng)誤差導(dǎo)通時間T_{on_error}的電壓信號V_error，對應(yīng)關(guān)系如下所示：

其中，通過調(diào)整電阻R₅、R₆和電容C₁可以改變PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；

3)除法器電路實時計算變量導(dǎo)通時間，并輸出對應(yīng)實時變量導(dǎo)通時間T_{on_vary}(t)的電壓信號V_add，該電壓信號的表達(dá)式如下所示：

電路中的電阻阻值根據(jù)如下等式確定：

則電壓信號V_add對應(yīng)實時變量導(dǎo)通時間T_{on_vary}(t)的對應(yīng)關(guān)系如下所示：

其中，K_M是乘法器的增益系數(shù)，du_saw/dt是鋸齒波電壓信號的斜率，Z_r是特征阻抗：L是CRM升壓型PFC變換器主電路中的升壓電感值，C_oss是開關(guān)管的輸出結(jié)電容值，C_dp是二極管的寄生電容值；

4)通過差分放大電路，將電壓信號V_error和V_add轉(zhuǎn)換為調(diào)制波信號所需的比較電壓值V_compare，即有：

該比較電壓值V_compare與導(dǎo)通時間T_on(t)的對應(yīng)關(guān)系如下所示：

5)RS觸發(fā)器檢測電感電流過零檢測電路輸出的方波信號的上升沿信號確認(rèn)開關(guān)管導(dǎo)通時刻。調(diào)制波信號比較器正負(fù)端的比較電壓值V_compare與鋸齒波電壓信號交截確定開關(guān)管關(guān)斷時刻。開關(guān)管開通后，鋸齒波信號從零開始線性增加直至與V_compare相等的時候輸出開關(guān)管關(guān)斷信號，完成CRM升壓型PFC變換器的變化導(dǎo)通時間控制。

本發(fā)明的優(yōu)點：

1、本發(fā)明的CRM升壓型PFC變換器變導(dǎo)通時間的優(yōu)化控制，避免了傳統(tǒng)控制方式中需要根據(jù)輸入電壓低于或者高于1/2輸出電壓進(jìn)行分段控制的復(fù)雜性問題，所提統(tǒng)一實現(xiàn)方式可基于一套硬件模擬電路實現(xiàn)輸入電壓低于或者高于1/2輸出電壓不同條件下的統(tǒng)一控制，從而簡化電路。

2、本發(fā)明的導(dǎo)通時間運算中常數(shù)部分由電壓PI環(huán)進(jìn)行閉環(huán)調(diào)節(jié)，因此可減少輸出功率檢測環(huán)節(jié)；變量部分基于輸入輸出電壓瞬時采樣值進(jìn)行調(diào)節(jié)，因此可省去傳統(tǒng)查表方式中的輸入電壓鎖相電路與輸入電壓有效值的測量。因此可進(jìn)一步降低外圍模擬電路的復(fù)雜程度和數(shù)字控制算法的運算量，有助于減小控制系統(tǒng)的功耗和成本；

3、本發(fā)明通過對CRM升壓型PFC變換器的變導(dǎo)通時間進(jìn)行優(yōu)化控制，可有效抑制輸入電流的諧波含量大小，對輸入電流THD的降低效果顯著。

附圖說明

圖1是CRM升壓型PFC變換器的主電路；

圖2是為實現(xiàn)變化導(dǎo)通時間優(yōu)化控制對升壓電感電流波形的近似處理示意圖；

圖3是本發(fā)明的實現(xiàn)CRM升壓型PFC變換器變化導(dǎo)通時間優(yōu)化控制的數(shù)字控制電路圖；

圖4是本發(fā)明的基于數(shù)字控制器的控制流程圖；

圖5是本發(fā)明的采用模擬電路實現(xiàn)對CRM升壓型PFC變換器變化導(dǎo)通時間優(yōu)化控制的原理圖；

圖6是CRM升壓型PFC變換器分別采用恒定導(dǎo)通時間控制和本發(fā)明的變化導(dǎo)通時間控制在110V和220V交流輸入電壓情況下的輸入電流THD隨輸出功率變化的對比圖；

上述圖中的主要符號名稱：I_in—電源輸入電流；I_L—電感電流；I_peak—電感電流峰值；I_valley—電感電流谷值；I_avg—電感電流平均值；v_in—輸入電容兩端的電壓瞬時值；V_o—輸出電壓；V_ds—開關(guān)管的漏源級電壓；ΔV—電壓PI環(huán)誤差值；V_compare—比較電壓值；V_ref—基準(zhǔn)電壓；L—升壓電感；D—二極管；C_in—輸入電容；C_oss—開關(guān)管的輸出結(jié)電容；C_qp—二極管的寄生電容；C_bus—輸出電容；C₁—PI調(diào)節(jié)器的系數(shù)電容；R_load—負(fù)載電阻；R₁—分壓電路電阻；R₂—分壓電路電阻；R₃—分壓電路電阻；R₄—分壓電路電阻；R₅—PI調(diào)節(jié)器的系數(shù)電阻；R₆—PI調(diào)節(jié)器的系數(shù)電阻；R₇—除法器電路的系數(shù)電阻；R₈—除法器電路的系數(shù)電阻；R₉—差分放大電路的系數(shù)電阻；R₁₀—差分放大電路的系數(shù)電阻；K_in—輸入電壓采樣電路分壓系數(shù)；K_o—輸出電壓采樣電路分壓系數(shù)；K_M—乘法器的乘法系數(shù)；T_{on_error}—誤差導(dǎo)通時間；T_{on_vary}—變量導(dǎo)通時間；T_on—開關(guān)管導(dǎo)通時間；du_saw/dt—鋸齒波上升斜率。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖和實施例具體介紹本發(fā)明的優(yōu)化控制方法及原理。

實施例一：

本發(fā)明CRM升壓型PFC變換器變化導(dǎo)通時間的優(yōu)化控制，在CRM升壓型PFC變換器工作范圍內(nèi)的任意條件下，開關(guān)管的導(dǎo)通時間T_on(t)的運算過程都是一致的。通過該優(yōu)化控制，可以在降低CRM升壓型PFC變換器輸入電流THD的基礎(chǔ)上降低整個控制系統(tǒng)的復(fù)雜度，從而減少系統(tǒng)成本。所采用的優(yōu)化控制是基于CRM升壓型PFC變換器中電感的平均電流與正弦參考電流相等的原理，而由于電感電流在一個開關(guān)周期內(nèi)除了極短的諧振時間都是線性變化的，因此可以將電感電流波形近似處理為三角形(見圖2)以簡化電感平均電流的計算。

本發(fā)明的CRM升壓型PFC變換器變化導(dǎo)通時間的優(yōu)化控制，在變換器工作范圍內(nèi)的任意條件下，開關(guān)管的導(dǎo)通時間T_on(t)的運算過程都是一致的，包括如下所述步驟：

1)對導(dǎo)通時間T_on(t)的常數(shù)部分T_{on_error}進(jìn)行計算，該部分由電壓PI環(huán)進(jìn)行調(diào)節(jié)，用于控制變換器的輸出功率與輸出電壓；

2)對導(dǎo)通時間T_on(t)的變量部分T_{on_vary}(t)進(jìn)行計算，該部分用于在變換器輸入電壓過零附近額外增加開關(guān)管的導(dǎo)通時間以改善輸入電流畸變，其定量關(guān)系如下：

其中，Z_r是特征阻抗，L是CRM升壓型PFC變換器主電路中的升壓電感值，C_oss是開關(guān)管的輸出結(jié)電容值，C_dp是二極管的寄生電容值，v_in是輸入電壓瞬時值，V_o是輸出電壓瞬時值，輸入電壓v_in大于或小于輸出電壓V_o/2；

3)將誤差導(dǎo)通時間T_{on_error}與實時變量導(dǎo)通時間T_{on_vary}(t)相加，得到當(dāng)前工作條件下對應(yīng)的導(dǎo)通時間T_on(t)，如下式所示：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (2)

4)將對應(yīng)的導(dǎo)通時間T_on(t)轉(zhuǎn)換為驅(qū)動信號，實現(xiàn)對CRM升壓型PFC變換器的變化導(dǎo)通時間控制。

本發(fā)明的進(jìn)一步設(shè)計在于統(tǒng)一的開關(guān)管導(dǎo)通時間T_on的計算表達(dá)式，該表達(dá)式通過以下步驟得到：

1)計算當(dāng)前工作條件下的正弦參考電流I_ref(t)：

其中，f_l是線路頻率；

2)忽略開關(guān)周期內(nèi)極短的諧振過程帶來的非線性段，可以將電感電流波形近似處理成三角形，因此電感電流的峰值I_peak和谷值I_valley可以分別由表達(dá)式(4)和表達(dá)式(5)計算而得：

因此可以通過如下表達(dá)式計算得到電感電流的平均值I_avg：

3)根據(jù)CRM升壓型PFC變換器中電感的平均電流I_avg與正弦參考電流I_ref相等的原理，可以得到優(yōu)化處理后統(tǒng)一的導(dǎo)通時間T_on(t)；

其中，誤差導(dǎo)通時間T_{on_error}對應(yīng)優(yōu)化統(tǒng)一的導(dǎo)通時間T_on(t)中的常數(shù)部分，實時變量導(dǎo)通時間T_{on_vary}(t)對應(yīng)優(yōu)化統(tǒng)一的導(dǎo)通時間T_on(t)中的變量部分，即有：

因此對于CRM升壓型PFC變換器工作范圍內(nèi)的任意條件下，優(yōu)化后的導(dǎo)通時間T_on(t)的表達(dá)式都是統(tǒng)一的。

該CRM升壓型PFC變換器變化導(dǎo)通時間的優(yōu)化控制，如采用數(shù)字控制器可通過以下步驟進(jìn)行實施：

1)數(shù)字控制器的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換單元采樣變換器整流橋后側(cè)的輸入電容C_in兩端的輸入電壓v_in和輸出負(fù)載R_load兩端的輸出電壓V_o，得到對應(yīng)的采樣數(shù)值v_in/K_in與V_o/K_o，K_in是輸入電壓采樣電路的分壓系數(shù)，K_o是輸出電壓采樣電路的分壓系數(shù)；

2)輸出電壓采樣值V_o/K_o與基準(zhǔn)電壓V_ref在中斷系統(tǒng)中進(jìn)行比較，其誤差值△V經(jīng)過電壓PI環(huán)運算后生成誤差導(dǎo)通時間T_{on_error}。其中，基準(zhǔn)電壓V_ref為輸出電壓的控制目標(biāo)值除以輸出電壓分壓系數(shù)，一般取1～3V；

3)數(shù)字控制器的運算處理單元根據(jù)如下公式對T_{on_vary}(t)進(jìn)行實時計算：

其中，Z_r是特征阻抗：L是CRM升壓型PFC變換器主電路中的升壓電感值，C_oss是開關(guān)管的輸出結(jié)電容值，C_dp是二極管的寄生電容值；

4)將誤差導(dǎo)通時間T_{on_error}與實時變量導(dǎo)通時間T_{on_vary}(t)相加，得到當(dāng)前工作條件下對應(yīng)的導(dǎo)通時間T_on(t)，如下式所示：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (10)

5)數(shù)字控制器eCAP模塊捕獲電感電流過零檢測器輸出的方波信號的上升沿信號，確定CRM升壓型PFC變換器主電路中的開關(guān)管的開通時刻；

6)數(shù)字控制器ePWM模塊將對應(yīng)的導(dǎo)通時間T_on(t)轉(zhuǎn)換為PWM波信號輸出至驅(qū)動電路，產(chǎn)生變化導(dǎo)通時間控制所需的驅(qū)動信號。

該CRM升壓型PFC變換器變化導(dǎo)通時間的優(yōu)化控制，如采用模擬控制電路可通過以下方式進(jìn)行：

1)輸入輸出電壓采樣電路將采樣值V_o/K_o和v_in/K_in分別送至PI調(diào)節(jié)器和除法器電路中，K_in是輸入電壓采樣電路的分壓系數(shù)，K_o是輸出電壓采樣電路的分壓系數(shù)；

2)PI調(diào)節(jié)器電路將輸出電壓采樣值V_o/K_o與基準(zhǔn)電壓值V_ref相比較得到電壓誤差值，并通過模擬PI運算輸出對應(yīng)誤差導(dǎo)通時間T_{on_error}的電壓信號V_error，對應(yīng)關(guān)系如下所示：

其中，通過調(diào)整電阻R₅、R₆和電容C₁可以改變PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；

3)除法器電路實時計算變量導(dǎo)通時間，并輸出對應(yīng)實時變量導(dǎo)通時間T_{on_vary}(t)的電壓信號V_add，該電壓信號的表達(dá)式如下所示：

電路中的電阻阻值根據(jù)如下等式確定：

則電壓信號V_add對應(yīng)實時變量導(dǎo)通時間T_{on_vary}(t)的對應(yīng)關(guān)系如下所示：

其中，K_M是乘法器的增益系數(shù)，du_saw/dt是鋸齒波電壓信號的斜率，Z_r是特征阻抗：L是CRM升壓型PFC變換器主電路中的升壓電感值，C_oss是開關(guān)管的輸出結(jié)電容值，C_dp是二極管的寄生電容值；

4)通過差分放大電路，將電壓信號V_error和V_add轉(zhuǎn)換為調(diào)制波信號所需的比較電壓值V_compare，即有：

該比較電壓值V_compare與導(dǎo)通時間T_on(t)的對應(yīng)關(guān)系如下所示：

5)RS觸發(fā)器檢測電感電流過零檢測電路輸出的方波信號的上升沿信號確認(rèn)開關(guān)管導(dǎo)通時刻。調(diào)制波信號比較器正負(fù)端的比較電壓值V_compare與鋸齒波電壓信號交截確定開關(guān)管關(guān)斷時刻。開關(guān)管開通后，鋸齒波信號從零開始線性增加直至與V_compare相等的時候輸出開關(guān)管關(guān)斷信號，完成CRM升壓型PFC變換器的變化導(dǎo)通時間控制。

對于CRM升壓型PFC變換器的變化導(dǎo)通時間控制，本發(fā)明采用的導(dǎo)通時間T_on(t)的運算過程是統(tǒng)一的，避免了傳統(tǒng)控制方式中需要根據(jù)輸入電壓低于或者高于1/2輸出電壓進(jìn)行分段控制以及采用不同的硬件模擬電路予以實現(xiàn)，可顯著降低系統(tǒng)成本度與控制難度，在保證較低輸入電流THD的同時滿足CRM升壓型PFC變換器對控制電路簡單、可靠與低成本的發(fā)展需求。

實施例二：基于TMS320F28335數(shù)字控制器實現(xiàn)CRM Boost PFC變換器變導(dǎo)通時間控制的導(dǎo)通時間運算優(yōu)化統(tǒng)一的數(shù)字控制方法

圖1為CRM升壓型PFC變換器的主電路，包括EMI濾波器、整流橋、輸入電容、升壓電感、開關(guān)管、二極管、輸出電容以及負(fù)載。實例中所用的CRM升壓型PFC變換器的電路參數(shù)為：升壓電感值L＝230uH，功率器件的寄生電容容值C_oss+C_dp＝80pF。測試條件為：線路頻率50Hz，交流輸入電壓110V和220V，輸出母線電壓400V，滿載輸出功率200W。本實例分別在20％、40％、50％、60％、80％和100％負(fù)載的情況下對比恒定導(dǎo)通時間控制對輸入電流THD進(jìn)行測試。

圖3為實現(xiàn)優(yōu)化統(tǒng)一控制的數(shù)字控制電路圖，除主電路增加了電壓采樣電路、電感電流過零檢測電路、驅(qū)動電路以及調(diào)制波信號產(chǎn)生電路。

本發(fā)明基于TMS320F28335數(shù)字控制器的控制過程如圖4的控制流程圖所示：

1)數(shù)字控制器的ADC模塊、ePWM模塊、eCAP模塊和電壓PI環(huán)進(jìn)行初始化，取輸入電壓采樣系數(shù)K_in為125，輸出電壓采樣系數(shù)K_o為160，基準(zhǔn)電壓V_ref為輸出電壓的控制目標(biāo)值除以輸出電壓采樣系數(shù)，即V_ref為2.5V，常數(shù)升壓電感值L為230μH，特征阻抗

2)數(shù)字控制器響應(yīng)ADC中斷程序，對輸出電壓V_o和輸入電壓v_in進(jìn)行采樣，得到分壓后的實際采樣值V_o/K_o和v_in/K_in；

3)調(diào)用電壓環(huán)比例-積分補償程序計算誤差導(dǎo)通時間T_{on_error}：

T_{on_error}＝T'_{on_error}+K_p×(ΔV-ΔV')+K_i×ΔV (17)

其中，K_p是電壓PI環(huán)的比例系數(shù)，K_i是電壓PI環(huán)的積分系數(shù)，ΔV是本周期輸出電壓采樣值V_o/K_o與基準(zhǔn)電壓V_ref的誤差值，ΔV'是上一個周期輸出電壓采樣值V_o/K_o與基準(zhǔn)電壓V_ref的誤差值，T_{on_error}是本周期電壓PI環(huán)的計算結(jié)果，T’_{on_error}是上個周期電壓PI環(huán)的計算結(jié)果；

4)實時計算變量導(dǎo)通時間T_{on_vary}(t)：

5)將誤差導(dǎo)通時間T_{on_error}與實時變量導(dǎo)通時間T_{on_vary}(t)相加，得到當(dāng)前工作條件下對應(yīng)的導(dǎo)通時間T_on(t)：

T_on(t)＝T_{on_error}+T_{on_vary}(t) (19)

6)數(shù)字控制器eCAP模塊捕獲電感電流過零檢測電路輸出的方波信號的上升沿信號，確定CRM升壓型PFC變換器主電路中的開關(guān)管的開通時刻；

7)數(shù)字控制器ePWM模塊將對應(yīng)的導(dǎo)通時間T_on(t)轉(zhuǎn)換為PWM波信號輸出至驅(qū)動電路，產(chǎn)生變化導(dǎo)通時間控制所需的驅(qū)動信號；

8)重復(fù)步驟2)～7)。

圖6是CRM升壓型PFC變換器分別采用恒定導(dǎo)通時間控制和本發(fā)明的變化導(dǎo)通時間控制在110V和220V交流輸入電壓情況下的輸入電流THD隨輸出功率變化的對比圖。

從對比圖中可以看出，本發(fā)明所提出的變化導(dǎo)通時間的優(yōu)化控制，在20％負(fù)載的時候，CRM升壓型PFC變換器輸入電流的THD可以從18.38％降至2.64％，顯著改善了輸入電流畸變的情況。

該仿真結(jié)果表明：本發(fā)明所提出的CRM升壓型PFC變換器變導(dǎo)通時間的優(yōu)化控制在顯著降低了輸入電流THD的同時避免了傳統(tǒng)控制方法中需對v_in大于或小于V_o/2兩種不同情況進(jìn)行分類控制的復(fù)雜性問題，從而滿足CRM升壓型PFC變換器對控制電路簡單、可靠與低成本的發(fā)展需求。

實施例三：通過模擬電路控制實現(xiàn)CRM升壓型PFC變換器變導(dǎo)通時間控制的導(dǎo)通時間運算的優(yōu)化統(tǒng)一

圖1為CRM升壓型PFC變換器的主電路，包括EMI濾波器、整流橋、輸入電容、升壓電感、開關(guān)管、二極管、輸出電容以及負(fù)載。實例中所用的CRM升壓型PFC變換器的電路參數(shù)為：升壓電感值L＝230μH，功率器件的寄生電容容值C_oss+C_dp＝80pF，乘法器的增益系數(shù)K_M為0.1/V。測試條件為：線路頻率50Hz，交流輸入電壓110V和220V，輸出母線電壓400V，滿載輸出功率200W。

圖5采用模擬控制方法實現(xiàn)CRM升壓型PFC變換器變導(dǎo)通時間控制的導(dǎo)通時間運算的優(yōu)化統(tǒng)一的原理圖，包括電壓采樣電路、電感電流過零檢測電路、驅(qū)動電路、PI調(diào)節(jié)器電路、除法器電路和差分放大電路。

本發(fā)明模擬控制過程如下：

1)輸入輸出電壓采樣電路將采樣值V_o/K_o和v_in/K_in分別送至PI調(diào)節(jié)器和除法器電路中，其中，輸入電壓采樣電路的分壓系數(shù)K_in為30，輸出電壓采樣電路的分壓系數(shù)K_o為200，基準(zhǔn)電壓值V_ref＝400/200＝2V；

2)PI調(diào)節(jié)器電路將輸出電壓采樣值V_o/K_o與基準(zhǔn)電壓值V_ref相比較得到電壓誤差值，并通過模擬PI運算輸出對應(yīng)誤差導(dǎo)通時間T_{on_error}的電壓信號V_error。其中，通過調(diào)整電阻R₅、R₆和電容C₁可以改變PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；

3)除法器電路實時計算變量導(dǎo)通時間，并輸出對應(yīng)實時變量導(dǎo)通時間T_{on_vary}(t)的電壓信號V_add，該電壓信號滿足如下表達(dá)式：

其中，乘法器的增益系數(shù)K_M為0.1/V；

4)通過差分放大電路，將電壓信號V_error和V_add轉(zhuǎn)換為調(diào)制波信號所需的比較電壓值V_compare，即有：

該比較電壓值V_compare對應(yīng)的導(dǎo)通時間T_on的表達(dá)式如下所示：

其中，鋸齒波電壓信號的斜率du_saw/dt為1V/μs，可取R₉＝10kΩ，R₁₀＝1kΩ，并可以通過如下等式確定除法器電路中的電阻R₇和R₈：

則可取電阻R₇＝11kΩ，R₈＝10kΩ；

5)RS觸發(fā)器檢測電感電流過零檢測電路輸出的方波信號的上升沿信號確認(rèn)開關(guān)管導(dǎo)通時刻。調(diào)制波信號比較器正負(fù)端的比較電壓值V_compare與鋸齒波電壓信號交截確定開關(guān)管關(guān)斷時刻。開關(guān)管開通后，鋸齒波信號從零開始線性增加直至與V_compare相等的時候輸出開關(guān)管關(guān)斷信號，完成CRM升壓型PFC變換器變導(dǎo)通時間控制的導(dǎo)通時間運算的優(yōu)化統(tǒng)一。

本發(fā)明方法不需要進(jìn)行功率檢測和輸入電壓有效值的測量，在CRM升壓型PFC變換器工作范圍內(nèi)的任意條件下，開關(guān)管導(dǎo)通時間T_on(t)的運算過程都是一致的，從而降低了運算復(fù)雜度和系統(tǒng)成本。