本發(fā)明屬于高壓大功率電力電子技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種高壓大功率風力發(fā)電系統(tǒng)及其控制方法。

背景技術(shù)：

自第二次工業(yè)革命以來，電能在全世界得到了廣泛的應(yīng)用，成為人們生產(chǎn)生活必須的二次能源，目前，電能的獲得主要來自一次能源的轉(zhuǎn)換，包括水能(水力發(fā)電)、熱能(火力發(fā)電)、原子能(核電)、風能(風力發(fā)電)及光能(太陽能發(fā)電)等，一次能源的釋放使原動機拖動發(fā)電機旋轉(zhuǎn)，從而發(fā)出交流電，電能經(jīng)過長距離輸電線路輸送到用戶端。為減少輸電線路的損耗，提高輸電線路的傳輸效率，需要抬升線路的電壓等級，通常是發(fā)電機與輸電線路的首端之間加升壓變壓器，由于升壓變壓器的存在使得這種傳統(tǒng)的發(fā)電系統(tǒng)體積龐大，成本高昂，為此，本文提出了一種多相大功率風力發(fā)電系統(tǒng)。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明所解決的技術(shù)問題是，針對現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供一種高壓大功率風力發(fā)電系統(tǒng)及其控制方法，不僅省去了發(fā)電機與高壓傳輸線之間的升壓變，節(jié)約了系統(tǒng)空間，減少了系統(tǒng)的制造成本；同時實現(xiàn)了電機發(fā)出低壓電到高壓大功率傳輸線的直接高壓接入。

為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明所采用的優(yōu)化方案是：

一種高壓大功率風力發(fā)電系統(tǒng)，包括多相發(fā)電機、3n個三相全控整流橋、H橋級聯(lián)多電平逆變器；

所述多相發(fā)電機為多相永磁直驅(qū)風力發(fā)電機，其轉(zhuǎn)子與裝于風場的風力機同軸連接；多相發(fā)電機的定子有9n個繞組，n為正整數(shù)，每3個繞組構(gòu)成一套三相交流繞組，共構(gòu)成3n套三相交流繞組；每套繞組經(jīng)過一個三相全控整流橋換流后，連接至H橋級聯(lián)多電平逆變器每個子模塊的直流側(cè)，H橋級聯(lián)多電平逆變器的交流輸出端接入三相電網(wǎng)。

所述多相發(fā)電機的定子的9n個繞組依次標號為：A₁、B₁、C₁、A₂、B₂、C₂、A₃、B₃、C₃、…、A_3i+1、B_3i+1、C_3i+1、A_3i+2、B_3i+2、C_3i+2、A_3i+3、B_3i+3、C_3i+3、…、A_3n、B_3n、C_3n，下標i＝0、1、…、n-1；相鄰繞組輸出的交流電相位相差360°/(9n)；每3個繞組A_3i+1、B_3i+1和C_3i+1構(gòu)成一套三相交流繞組，即A_3i+1、B_3i+1、C_3i+1構(gòu)成多相發(fā)電機定子的第3i+1套三相交流繞組，多相發(fā)電機定子共有3n套三相交流繞組；

所述3n個三相全控整流橋分別命名為：R_u1、R_v1、R_w1、…、R_u(i+1)、R_v(i+1)、R_w(i+1)、…，R_un、R_vn、R_wn；下標i＝0、1、…、n-1；

R_u(i+1)的3個交流輸入端AC_a、AC_b、AC_c分別與多相發(fā)電機的定子的第3i+1套三相交流繞組A_3i+1、B_3i+1、C_3i+1相連；

R_v(i+1)的3個交流輸入端AC_a、AC_b、AC_c分別與多相發(fā)電機的定子的第3i+2套三相交流繞組A_3i+2、B_3i+2、C_3i+2相連；

R_w(i+1)的3個交流輸入端AC_a、AC_b、AC_c分別與多相發(fā)電機的定子的第3i+2套三相交流繞組A_3i+3、B_3i+3、C_3i+3相連；

每個三相全控整流橋由a、b、c三相橋臂構(gòu)成，每相橋臂由2個IGBT管T1_x、T2_x構(gòu)成，下標x取a、b、c，分別表示a、b、c三相；T1_a的發(fā)射極與T2_a的集電極相連并構(gòu)成a相橋臂的交流輸入端AC_a，T1_b的發(fā)射極與T2_b的集電極相連并構(gòu)成b相橋臂的交流輸入端AC_b，T1_c的發(fā)射極與T2_c的集電極相連并構(gòu)成c相橋臂的交流輸入端AC_c；T1_a、T1_b、T1_c的集電極相連并構(gòu)成該三相全控整流橋直流輸出側(cè)的正極，T2_a、T2_b、T2_c的發(fā)射極相連并構(gòu)成該三相全控整流橋直流輸出側(cè)的負極；

所述H橋級聯(lián)多電平逆變器由u、v、w三相橋臂構(gòu)成；每相橋臂由1個電感L_s和n個子模塊SM_y1，SM_y2，…，SM_yj，…，SM_yn依次串聯(lián)而成，下標y取u、v、w，表示u、v、w三相，下標j＝1，2，…，n；

每個子模塊SM_yj由4個IGBT管T1、T2、T3、T4和1個電容C構(gòu)成；T1的發(fā)射極與T2的集電極相連并構(gòu)成SM_yj的正端，T3的發(fā)射極與T4的集電極相連并構(gòu)成SM_yj的負端；T1的集電極與T3的集電極相連并構(gòu)成SM_yj的直流母線正極，T2的發(fā)射極與T4的發(fā)射極相連并構(gòu)成SM_yj的直流母線負極；電容C的正極、負極分別與SM_yj的直流母線正極、直流母線負極相連；

每相橋臂由1個電感L_s和n個子模塊SM_y1，SM_y2，…，SM_yj，…，SM_yn依次串聯(lián)而成，即電感L_s的一端構(gòu)成y相橋臂的輸出端，另一端與SM_y1的正端相連，處于中間的SM_yk的正端與SM_y(k-1)的負端相連，SM_yk的負端與SM_y(k+1)的正端相連，k＝2，3，…，n-1；

SM_un的負端與SM_vn、SM_wn的負端相連并構(gòu)成中性點N，中性點N接地；三相橋臂的輸出端分別與35kV高壓電網(wǎng)的a、b、c三相相連；

SM_u(i+1)的直流母線正極、直流母線負極分別與三相全控整流橋R_u(i+1)直流輸出側(cè)的正極、負極相連；

SM_v(i+1)的直流母線正極、直流母線負極分別與三相全控整流橋R_v(i+1)直流輸出側(cè)的正極、負極相連；

SM_w(i+1)的直流母線正極、直流母線負極分別與三相全控整流橋R_w(i+1)直流輸出側(cè)的正極、負極相連；

其中，n＝up(U_grid/U_sm)，函數(shù)up()表示向上取整，U_grid是所述35kV高壓電網(wǎng)相電壓峰值，U_sm取值為所述H橋級聯(lián)多電平逆變器子模塊中IGBT管額定電壓的1/2。

一種高壓大功率風力發(fā)電系統(tǒng)的控制方法，包括三相全控整流橋最大功率跟蹤控制和H橋級聯(lián)多電平逆變器并網(wǎng)控制兩部分；

所述的三相全控整流橋最大功率跟蹤控制為：針對每一個三相全控整流橋，分別進行以下控制，得到其IGBT脈沖控制信號：

(1)檢測多相發(fā)電機轉(zhuǎn)子的角速度ω_r，將ω_r與最佳角速度ω_ref進行比較，ω_ref由生產(chǎn)廠家提供，比較結(jié)果通過第一PI調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)，得到第一PI調(diào)節(jié)器的輸出結(jié)果I_qref：

I_qref＝(ω_ref-ω_r)×(K_p1+K_i1×(1/s))

其中，1/s是積分因子，K_p1和K_i1分別為第一PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；將I_qref除以3n，得到有功電流的參考值I_qref/3n；

(2)檢測與該三相全控整流橋相連的三相交流繞組的輸出電流i_A、i_B、i_C，通過abc/dq坐標變換得到有功電流分量i_q與無功電流分量i_d；

將i_q和i_d分別與I_qref/3n和0進行比較，比較結(jié)果分別采用第二、第三PI調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)，得到PI調(diào)節(jié)的輸出結(jié)果交軸電壓分量U_q和直軸電壓分量U_d：

U_q＝(I_qref/3n-i_q)×(K_p2+K_i2×(1/s))

U_d＝(0-i_d)×(K_p3+K_i3×(1/s))

其中，K_p2和K_i2分別為第二PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；K_p3和K_i3分別為第三PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；

(3)將U_q和U_d進行dq/αβ坐標變換獲得U_α和U_β；

(4)對U_α和U_β進行SVPWM空間矢量調(diào)制，得到該三相全控整流橋的IGBT脈沖控制信號；

所述H橋級聯(lián)多電平逆變器并網(wǎng)控制為：針對H橋級聯(lián)多電平逆變器的每一相橋臂，分別進行以下控制，得到其各子模塊的IGBT脈沖控制信號：

(1)檢測該相橋臂子模塊SM_yk的電容電壓U_{c_yk}，k＝1,2，…，n，對它們求和獲得U_{sm_total}；通過鎖相環(huán)PLL獲得與該相橋臂的輸出端相連的35kV高壓電網(wǎng)對應(yīng)相電壓的同步相位角θ；將U_{sm_total}與n×U_sm進行比較，通過第四PI調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)，將第四PI調(diào)節(jié)器的輸出與sinθ相乘，得到該相橋臂輸出電流的參考值I_yref；即：

I_yref＝(n×U_sm-U_{sm_total})×(K_p4+K_i4×(1/s))×sinθ

其中，K_p4和K_i4分別為第四PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；

(2)檢測該相橋臂的輸出電流i_y；將i_y與I_yref進行比較，其結(jié)果通過第五PI調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)；將第五PI調(diào)節(jié)器的輸出作為H橋級聯(lián)多電平逆變器該相橋臂的調(diào)制電壓u_ry；即：

u_ry＝(i_y-I_yref)×(K_p5+K_i5×(1/s))

其中，K_p5和K_i5分別為第五PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；

(3)將該相橋臂子模塊SM_yk的電容電壓U_{c_yk}與U_sm進行比較，其結(jié)果通過第六PI調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)，并將第六PI調(diào)節(jié)器的輸出與u_ry/n相乘，再將乘積與u_ry/n進行比較，得到H橋級聯(lián)多電平逆變器該相橋臂第k個子模塊SM_yk的調(diào)制電壓u_{r_smyk}；即：

u_{r_smyk}＝(u_ry/n)-(U_sm-U_{c_yk})×(K_p6+K_i6×(1/s))×(u_ry/n)

其中，K_p6和K_i6分別為第六PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；

(4)對u_{r_smyk}進行SPWM調(diào)制，得到H橋級聯(lián)多電平逆變器該相橋臂第k個子模塊SM_yk的IGBT脈沖控制信號。

K_p1＝1，K_i1＝200；K_p2＝2，K_i2＝195；K_p3＝1，K_i3＝210；K_p4＝0.5，K_i4＝180；K_p5＝1.2，K_i5＝170；K_p6＝2.1，K_i6＝230。

本發(fā)明的原理為：

首先，由風力機捕獲風能，提供源動力，將同軸連接的多相大功率永磁同步發(fā)電機拖動發(fā)電，發(fā)電機產(chǎn)生9n相交流電，每三相構(gòu)成一套繞組，共有3n組三相交流輸出，相鄰兩相交流電相位相差360°/(9n)，每組三相交流電輸出的有功功率相等,均為P/3n，P為通過風力機捕獲的有功功率；

然后，將發(fā)電機產(chǎn)生的每組三相交流電與采用全控型器件IGBT的三相全控整流橋的交流側(cè)輸入端相連，三相全控整流橋?qū)l(fā)電機的3n組交流電變換為3n組穩(wěn)定的直流輸出；

最后，將3n個三相全控整流橋的直流母線的正、負極分別與H橋級聯(lián)多電平逆變器的3n個子模塊的直流母線的正、負極相連，同時，將H橋級聯(lián)多電平逆變器三相交流輸出端并入35kV高壓電網(wǎng)，實現(xiàn)多相發(fā)電機低壓發(fā)電到高壓大功率傳輸線的直接高壓接入。

本發(fā)明的有益效果是：

1)多相大功率永磁直驅(qū)風力發(fā)電系統(tǒng)采用多相大功率永磁同步發(fā)電機作為激勵源，與傳統(tǒng)的永磁同步發(fā)電機相比，其在保證輸出功率不變的情況下通過一臺發(fā)電設(shè)備即可同時輸出多組三相交流電，降低了發(fā)電機輸出的各相交流電流，從而減小了電機的輸出線路的線徑，降低了發(fā)電機絕緣等級，降低制造成本。同時多組三相交流電的輸出，為H橋級聯(lián)多電平逆變器所需的多個獨立、有效直流電源的實現(xiàn)提供可行性，為該型逆變器實現(xiàn)換流提供了可靠的條件；

2)發(fā)電變流系統(tǒng)機側(cè)變流器采用三相全控整流橋，與傳統(tǒng)的橋式全控電路相比，其三相橋臂的六個開關(guān)器件全選用反并聯(lián)二極管的全控器件IGBT，既能用作整流，又能用作逆變，允許能量的雙向流動，可實現(xiàn)四象限運行。

3)發(fā)電變流系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)變流器采用H橋級聯(lián)多電平逆變器，與傳統(tǒng)的二極管鉗位型多電平逆變器及飛跨電容型多電平逆變器比較，它無需大量鉗位二極管和飛跨電容，其模塊化的設(shè)計易于擴展，也支持冗余操作，同時具備輸出電壓諧波含量少，直流側(cè)相互獨立，電壓均衡等優(yōu)點。增加了逆變器的輸出電平數(shù)，提高了母線電壓的等級，可實現(xiàn)電機低壓發(fā)電到大功率傳輸線路的高壓接入；

4)多相大功率永磁直驅(qū)風力發(fā)電系統(tǒng)是將多相發(fā)電機產(chǎn)生的交流電經(jīng)整流提供給H橋級聯(lián)多電平逆變器，逆變器交流輸出端直接并入高壓電網(wǎng)。隨著H橋級聯(lián)多電平逆變器子模塊數(shù)目的增加，電機產(chǎn)生的多組低電壓等級的交流電，經(jīng)過整流與逆變的轉(zhuǎn)換，可以實現(xiàn)電能從低壓到高壓大功率的轉(zhuǎn)變，從而實現(xiàn)高壓接入，即直接并入35kV高壓電網(wǎng)，無需中間升壓變壓器，節(jié)省了系統(tǒng)空間，降低了制造成本，同時，因為發(fā)電機各三相繞組輸出電壓等級低，其絕緣要求低，故而也降低了電機的成本。

附圖說明

圖1多相大功率永磁同步發(fā)電機拓撲結(jié)構(gòu)圖；

圖2三相全控整流橋拓撲結(jié)構(gòu)圖；

圖 3H橋級聯(lián)多電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)圖；

圖4高壓大功率風力發(fā)電系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)圖；

圖5三相全控整流橋控制框圖；

圖6 H橋級聯(lián)多電平逆變器控制框圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明專利進一步說明。

圖1是多相大功率永磁同步發(fā)電機拓撲結(jié)構(gòu)圖，多相發(fā)電機的轉(zhuǎn)子與風力機同軸連接，風力機將捕獲的風能轉(zhuǎn)化為機械能，拖動多相發(fā)電機發(fā)電；多相發(fā)電機的定子有9n相繞組，各相繞組依次標號為：A₁，B₁，C₁，A₂，B₂，C₂，A₃，B₃，C₃，…，A_3i+1，B_3i+1，C_3i+1，A_3i+2、B_3i+2，C_3i+2，A_3i+3，B_3i+3，C_3i+3，…，A_3n，B_3n,C_3n，i＝0，1，…，n-1；相鄰兩相繞組輸出的交流電相位相差360°/(9n)；每3相繞組A_3i+1、B_3i+1、C_3i+1構(gòu)成一套三相交流繞組，即A_3i+1、B_3i+1、C_3i+1構(gòu)成多相發(fā)電機定子的第3i+1套三相交流繞組，共有3n套三相交流繞組，每套三相交流繞組輸出的有功功率相等,均為P/3n，P為通過風力機捕獲的有功功率。

圖2是三相全控整流橋拓撲結(jié)構(gòu)圖，三相全控整流橋由a、b、c三相橋臂構(gòu)成；每相橋臂由2個反并聯(lián)二極管的IGBT管T1_x、T2_x構(gòu)成，x取a、b、c，表示a、b、c相橋臂；以a相橋臂為例，IGBT管T1_a的發(fā)射極與IGBT管T2_a的集電極相連并構(gòu)成a相橋臂的交流輸入端a，IGBT管T1_a的集電極與三相全控整流橋的直流母線的正極相連，IGBT管T2_a的發(fā)射極與三相全控整流橋的直流母線的負極相連，IGBT管T1_a、T2_a的門極均接收外部設(shè)備提供的脈沖控制信號；三相全控整流橋的b、c相橋臂結(jié)構(gòu)類似；多相大功率永磁直驅(qū)風力發(fā)電系統(tǒng)總共有3n個三相全控整流橋R_u1，R_v1，R_w1，…，R_u(i+1)、R_v(i+1)、R_w(i+1)，…，R_un，R_vn，R_wn；以三相全控整流橋R_u(i+1)為例，R_u(i+1)的3個交流輸入端a、b、c分別與多相發(fā)電機定子的第3i+1套三相交流繞組A_3i+1、B_3i+1、C_3i+1相連；三相全控整流橋R_v(i+1)、R_w(i+1)的結(jié)構(gòu)與R_u(i+1)的結(jié)構(gòu)類似；R_v(i+1)的3個交流輸入端a、b、c分別與多相發(fā)電機定子的第3i+2套三相交流繞組A_3i+2、B_3i+2、C_3i+2相連，R_w(i+1)的3個交流輸入端a、b、c分別與多相發(fā)電機定子的第3i+3套三相交流繞組A_3i+3、B_3i+3、C_3i+3相連，三相全控整流橋?qū)⒍嘞喟l(fā)電機的3n組交流電變換為3n組穩(wěn)定的直流輸出。

圖3是H橋級聯(lián)多電平逆變器拓撲結(jié)構(gòu)圖，H橋級聯(lián)多電平逆變器由u、v、w三相橋臂構(gòu)成；每相橋臂由n個子模塊SM_y1，SM_y2，…，SM_yj，…，SM_yn和1個電感L_s構(gòu)成，y取u、v、w，表示u、v、w相橋臂，j＝1，2，…，n；每個子模塊SM_yj由4個反并聯(lián)二極管的IGBT管T1～T4和1個電容C構(gòu)成；SM_yj的IGBT管T1的發(fā)射極與IGBT管T2的集電極相連并構(gòu)成SM_yj的正端，IGBT管T1的集電極與SM_yj的直流母線的正極相連，IGBT管T2的發(fā)射極與SM_yj的直流母線的負極相連，SM_yj的IGBT管T3的發(fā)射極與IGBT管T4的集電極相連并構(gòu)成SM_yj的負端，IGBT管T3的集電極與SM_yj的直流母線的正極相連，IGBT管T4的發(fā)射極與SM_yj的直流母線的負極相連，IGBT管T1～T4的門極均接收外部設(shè)備提供的脈沖控制信號，電容C的正、負極分別與SM_yj的直流母線的正、負極并聯(lián)；每相橋臂由電感L_s和n個子模塊SM_y1，SM_y2，…，SM_yn依次串聯(lián)而成；以u相橋臂為例，電感L_s的一端與SM_u1的正端相連，另一端構(gòu)成H橋級聯(lián)多電平逆變器的u相交流輸出端，處于中間的SM_uk的正端與SM_u(k-1)的負端相連，SM_uk的負端與SM_u(k+1)的正端相連，k＝2，3，…，n-1，SM_un的負端與中性點N相連；SM_u(i+1)的直流母線的正、負極分別與三相全控整流橋R_u(i+1)的直流母線的正、負極相連；v、w相橋臂的結(jié)構(gòu)類似；H橋級聯(lián)多電平逆變器的中性點N接地，它的u、v、w三相交流輸出端分別與35kV高壓電網(wǎng)的a、b、c相相連。

n＝up(U_grid/U_sm)，其中，函數(shù)up()表示向上取整，U_grid是所述35kV高壓電網(wǎng)相電壓峰值，U_sm取值為所述H橋級聯(lián)多電平逆變器子模塊中IGBT管額定電壓的1/2。

圖4是高壓大功率風力發(fā)電系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)圖，其由上述多相發(fā)電機、三相全控整流橋及H橋級聯(lián)多電平逆變器組成，多相發(fā)電機由風力機拖動發(fā)電，其輸出3n組三相交流電流經(jīng)三相全控整流橋、H橋級聯(lián)多電平逆變器最終送至電網(wǎng)，實現(xiàn)了低壓發(fā)電到高壓大功率送電的變換。

圖5是三相全控整流橋控制框圖，以三相全控整流橋R_u(i+1)為例，i＝0，1，2，…，n-1，控制步驟如下：

(1)檢測多相發(fā)電機轉(zhuǎn)子的角速度ω_r，將ω_r與最佳角速度ω_ref進行比較，ω_ref由生產(chǎn)廠家提供，通過第1個PI調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)，PI調(diào)節(jié)的輸出為I_qref：

I_qref＝(ω_ref-ω_r)*(K_p1+K_i1*(1/s))

其中1/s是積分因子，K_p1＝1，K_i1＝200；

將I_qref除以3n得到多相發(fā)電機每套三相交流繞組有功電流的參考值I_qref/3n；

(2)檢測多相發(fā)電機第3i+1套三相輸出電流i_A(3i+1)、i_B(3i+1)、i_C(3i+1)，通過abc/dq坐標變換得到有功電流分量i_{q_u(i+1)}與無功電流分量i_{d_u(i+1)}，將i_{q_u(i+1)}、i_{d_u(i+1)}分別與I_qref/3n、0進行比較，采用第2、3個PI調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)，PI調(diào)節(jié)的輸出分別為交軸電壓分量U_{q_u(i+1)}與直軸電壓分量U_{d_u(i+1)}：

U_{q_u(i+1)}＝(I_qref/3n-i_{q_u(i+1)})*(K_p2+K_i2*(1/s))

U_{d_u(i+1)}＝(0-i_{d_u(i+1)})*(K_p3+K_i3*(1/s))

其中K_p2＝2，K_i2＝195，K_p3＝1，K_i3＝210；

(3)將U_{q_u(i+1)}、U_{d_u(i+1)}進行dq/αβ坐標變換獲得U_{α_u(i+1)}、U_{β_u(i+1)}，對U_{α_u(i+1)}、U_{β_u(i+1)}進行SVPWM空間矢量調(diào)制，得到三相全控整流橋R_ui+1的IGBT脈沖控制信號；

(4)其它三相全控整流橋的控制方法類似；

圖6是H橋級聯(lián)多電平逆變器控制框圖，對于逆變器的控制主要是穩(wěn)定各子模塊電容上的電壓，同時使逆變器單位功率因數(shù)輸出，以逆變器u相為例，控制步驟如下：

(1)檢測H橋級聯(lián)多電平逆變器u相橋臂子模塊SM_uk的電容電壓U_{c_uk}，k＝1,2，…，n，對它們求和獲得U_{sm_total}；通過鎖相環(huán)PLL獲得35kV高壓電網(wǎng)a相電壓u_a的同步相位角θ；將U_{sm_total}與n倍的子模塊額定電壓n*U_sm進行比較，通過第4個PI調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)，PI調(diào)節(jié)器的輸出與sinθ相乘，得到H橋級聯(lián)多電平逆變器u相橋臂輸出電流的參考值I_uref：

I_uref＝(n*U_sm-U_{sm_total})*(K_p4+K_i4*(1/s))*sinθ

其中K_p4＝0.5，K_i4＝180；

(2)檢測H橋級聯(lián)多電平逆變器u相橋臂的輸出電流i_u，將i_u與I_uref進行比較，通過第5個PI調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)，PI調(diào)節(jié)器的輸出為逆變器u相橋臂的調(diào)制電壓u_ru；

u_ru＝(i_u-I_uref)*(K_p5+K_i5*(1/s))

其中K_p5＝1.2，K_i5＝170；

(3)將H橋級聯(lián)多電平逆變器u相橋臂子模塊SM_uk的電容電壓U_{c_uk}與子模塊額定電壓U_sm進行比較，通過第6個PI調(diào)節(jié)器進行調(diào)節(jié)，PI調(diào)節(jié)器的輸出與u_ru/n相乘，再將乘積與u_ru/n進行比較，得到逆變器u相橋臂第k個子模塊SM_uk的調(diào)制電壓u_{r_smuk}；

u_{r_smuk}＝(u_ru/n)-(U_sm-U_{c_uk})*(K_p6+K_i6*(1/s))*(u_ru/n)

其中K_p6＝2.1，K_i6＝230；

(4)對u_{r_smuk}進行SPWM調(diào)制，得到H橋級聯(lián)多電平逆變器u相橋臂第k個子模塊SM_uk的IGBT脈沖控制信號；

(5)H橋級聯(lián)多電平逆變器v、w相橋臂子模塊的控制方法類似。