本發(fā)明涉及開關電源技術領域，特別是涉及一種開關電源的同步整流控制電路及方法。

背景技術：

反激式開關電源廣泛應用于小功率電源系統(tǒng)中，由于采用二極管整流，在低壓大電流電源系統(tǒng)中，二極管的損耗非常大。為了提高電源系統(tǒng)的效率，可以通過選用低導通壓降的肖特基二極管來緩解這個問題，但低導通壓降的肖特基二極管的反向耐壓一般較低，難以滿足要求。因此，將二極管或低導通壓降的肖特基二極管替換為低導通內阻的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金屬-氧化層-半導體-場效晶體管MOSFET)進行整流，MOSFET兩端壓降較小，損耗降低，極大地提升電源系統(tǒng)的效率。在整流過程中，MOSFET的柵極控制信號需要和被整流電流相位同步，即同步整流。同步整流按照工作方式可以分為外驅型和自驅型。自驅驅動方式雖然結構簡單，但是存在主開關管和同步整流管共通問題。外驅動方式多采用增加控制電路的方式實現(xiàn)。

圖1為一典型的應用于反激式開關電源的同步整流控制電路。其中包含輸入電源VIN1、匝比為N1的變壓器T11、變壓器T11的原邊繞組P11、變壓器T11的副邊繞組S11、原邊控制電路1、功率管M11、功率管M11的寄生二極管D11和寄生電阻R11、采樣電阻R1cs、第一電源地GND1、外置同步整流管M12、外置同步整流管M12的寄生二極管D12和寄生電阻R12、輸出電容C11、負載電阻RL1、電阻RTOFF、電阻RTON1、輸出電壓VO1、第二電源地VSS1、同步整流控制電路1。

同步整流控制電路1包括：內部電源產生電路1、TOFF產生電路、同步整流管開啟電路1、同步整流管關斷電路1、同步整流邏輯1、二輸入與門、同步整流驅動電路1、VDS1引腳、GATE引腳、TOFF引腳、TON1引腳、VDD1引腳、VEE1引腳。

內部電源產生電路1通過VDD1引腳連接至輸出電壓VO1，產生電壓源VCC1，其中VCC1給同步整流控制電路1中各模塊供電，同步整流控制電路1的參考地為第二電源地VSS1。

TOFF產生電路在接收到同步整流邏輯1的輸出信號后產生電平為第二電源地VSS1且持續(xù)時間為toff的脈沖，通過二輸入與門屏蔽同步整流邏輯1的輸出信號，確保在外置同步整流管M12關斷后的整流和整流結束后的諧振時間內不會再次開啟外置同步整流管M12。TOFF產生電路的一個輸入端通過TOFF引腳連接至電阻RTOFF的一端，電阻RTOFF的另一端連接至第二電源地VSS1，調整電阻RTOFF可調節(jié)toff。

同步整流管開啟電路1設置的開啟閾值電壓為Vton1，并將檢測的VDS1引腳的電壓與開啟閾值電壓Vton1比較后，產生開啟外置同步整流管M12的信號，該信號持續(xù)時間為ton1，在該時間段內，確保外置同步整流管M12持續(xù)開啟。同步整流管開啟電路1的一個輸入端通過TON1引腳連接至電阻RTON1的一端，RTON1的另一端連接至第二電源地VSS1，調整電阻RTON1可調節(jié)ton1。

同步整流管關斷電路1設置的關斷閾值電壓為Vtoff1，并將檢測的VDS1引腳的電壓與設置的關斷閾值電壓Vtoff1比較后，產生關斷外置同步整流管M12的信號。

同步整流邏輯1處理同步整流管開啟電路1與同步整流管關斷電路1輸入的信號。同時一路輸出連接至TOFF產生電路模塊產生信號toff，另一路輸出連接至第一二輸入與非門的一個輸入端。

同步整流驅動電路1驅動外置同步整流管M12。

同步整流管開啟電路1的一個輸入端、同步整流管關斷電路1的輸入端通過VDS1引腳連接至外置同步整流管M12的漏極，同步整流管開啟電路1的另一個輸入端通過TON1引腳連接至電阻RTON1的一端，電阻RTON1的另一端連接至第二電源地VSS1，同步整流管開啟電路1的輸出連接至同步整流邏輯1的一個輸入端，同步整流邏輯1另外一個輸入端連接至同步整流管關斷電路1的輸出端，同步整流邏輯1的一個輸出端連接至TOFF產生電路的一個輸入端，TOFF產生電路的另一個輸入端通過TOFF引腳連接至電阻RTOFF的一端，電阻RTOFF的另一端連接至第二電源地VSS1，同步整流邏輯1的另一個輸出端連接至第一二輸入與門的一個輸入端，第一二輸入與門的另一個輸入端連接至TOFF產生電路的另一個輸出端，第一二輸入與門的輸出端連接至同步整流驅動電路1的輸入端，同步整流驅動電路1的輸出端通過GATE引腳連接至外置同步整流管M12的柵極。

VIN1為輸入電源，連接至變壓器T11原邊繞組P11的一端，原邊繞組P11的另一端連接至功率管M11的漏極和功率管M11的寄生電阻R11的一端，功率管M11的寄生電阻R11的另一端連接至功率管M11的寄生二極管D11的陰極，功率管M11的源極連接至電流檢測電阻R1cs的一端、原邊控制電路1的一端、功率管M11的襯底、功率管M11的寄生二極管D11的陽極，原邊控制電路1的輸出連接至功率管M11的柵極，電流檢測電阻R1cs的另一端連接至第一電源地GND1。

變壓器T11副邊繞組S11的一端連接至輸出電容C11的一端、負載電阻RL1的一端、輸出電壓VO1和同步整流控制電路1的VDD1引腳，輸出電容C11、負載電阻RL1的另一端連接至第二電源地VSS1，變壓器T11副邊繞組S11的另一端連接至同步整流控制電路1的VDS1引腳、外置同步整流管M12的漏端、外置同步整流管M12的寄生電阻R12的一端，外置同步整流管M12的寄生電阻R12的另一端連接至外置同步整流管M12的寄生二極管D12的陰極，外置同步整流管M12的襯底、源極、外置同步整流管M12的寄生二極管D12的陽極、電阻RTOFF的一端、電阻RTON1的一端均連接至第二電源地VSS1，電阻RTON1的另一端連接至同步整流控制電路1的RTON1引腳，電阻RTOFF的另一端連接至同步整流控制電路1的TOFF引腳，外置同步整流管M12的柵極連接至同步整流控制電路1的GATE引腳。

在圖1中，當原邊控制電路1驅動功率管M11導通時，變壓器T11開始存儲能量，采樣電阻R1cs與功率管M11源端相連的一端電壓開始上升，副邊外置同步整流管M12處于關斷狀態(tài)，由輸出電容C11為負載電阻RL1供電。當采樣電阻R1cs與功率管M11源端相連的一端電壓超過原邊控制電路1中的設定閾值后，原邊控制電路1驅動功率管M11關斷，外置整流管M12的漏極電壓VDS1低于同步整流管開啟電路1的開啟閾值電壓Vton1，產生開啟同步整流管的信號，通過同步整流驅動電路1驅動外置整流管M12導通，變壓器T11中存儲的能量由外置整流管M12傳遞至輸出電容C11和負載電阻RL1上。

如圖2所示，在周期t11內，外置同步整流管M12的漏極電壓波形為VDS1引腳波形，當VDS1引腳電壓低于同步整流管開啟電路1的開啟閾值電壓Vton1后，產生持續(xù)時間為ton1的信號，該信號的電壓由第二電源地VSS1跳變至VCC1，經過同步整流邏輯1、二輸入與門、同步整流驅動電路1的驅動延時t_DON1后，GATE引腳電壓上升，開啟外置同步整流管M12。

由于電源系統(tǒng)中各種寄生電阻、寄生電容、寄生電感的存在，導致VDS1的電壓在外置同步整流管M12開啟后產生振蕩，VDS1的電壓可能會觸發(fā)同步整流管關斷電路1的關斷閾值電壓Vtoff1而產生同步整流管關斷信號，通過同步整流邏輯1、二輸入與門、同步整流驅動電路1后使GATE引腳電壓下降至第二電源地VSS1而關閉外置同步整流管M12，為避免外置同步整流管M12開啟后由于VDS1的振蕩電壓而關斷，同步整流管開啟電路1產生持續(xù)時間為ton1的信號，在同步整流邏輯1中屏蔽同步整流管關斷電路1在外置同步整流管M12開啟后產生的關斷信號。因此，需根據不同電源系統(tǒng)調整ton1，確保外置同步整流管M12正常開啟。

外置同步整流管M12正常開啟后，VDS1的電壓開始上升，當VDS1的電壓達到同步整流管關斷電路1的關斷閾值電壓Vtoff1后，產生同步整流管關斷信號，通過同步整流邏輯1、二輸入與門、同步整流驅動電路1后使GATE引腳電壓下降至第二電源地VSS1而關閉外置同步整流管M12，此后，電源系統(tǒng)依靠外置同步整流管M12的寄生二極管D12繼續(xù)整流，VDS1的電壓立即下降，有可能再次低于同步整流管開啟電路1的開啟閾值電壓Vton1而產生開啟同步整流管的信號；此外，電源系統(tǒng)整流結束后，由于外置同步整流管M12漏端的寄生電容和副邊繞組S11的存在，VDS1的電壓開始振蕩，VDS1的電壓也有可能低于同步整流管開啟電路1的開啟閾值電壓Vton1而產生開啟外置同步整流管M12的信號。在上述兩種情況下，若外置同步整流管M12再次開啟，會導致電源系統(tǒng)輸出電壓VO1迅速下降，進而造成電源系統(tǒng)故障。為避免上述情況的發(fā)生，在同步整流邏輯1電路響應同步整流管關斷電路1的關斷信號后，同步整流邏輯1電路輸出信號至TOFF模塊產生toff信號，toff信號屏蔽同步整流邏輯1電路的輸出信號，確保外置同步整流管M12在關斷后的toff時間內不會再次開啟。需根據不同電源系統(tǒng)調整toff，直至VDS1在外置同步整流管M12后的電壓不會低于同步整流管開啟電路1的開啟閾值電壓Vton1。

然而，在變頻電源系統(tǒng)中，不同負載電阻RL1可能對應不同的工作頻率或周期。如圖2所示，為滿足在t11周期內外置同步整流管M12可靠地關斷，通過外接電阻RTOFF設定toff時間。若在t11周期結束后負載電阻RL1發(fā)生變化，導致周期t12和t13小于周期t1，在周期t12內產生的toff時間與周期t11產生的toff一致，由于toff時間設置過長，在t13周期開始的一段時間內，盡管已經產生同步整流管開啟信號，但由于toff的屏蔽作用，在驅動延時t_DON1后需再經過t_s的時間才能開啟同步整流管，影響了同步整流的效率，最終降低在該負載下電源系統(tǒng)的效率。

另由于同步整流管開啟電路1的開啟閾值電壓Vton1隨溫度變化很小，可忽略不計，而外置功率管M12的寄生體二極管D12導通壓降具有負溫度系數(shù)，即隨著溫度的上升，寄生體二極管D12的導通壓降會降低。在高溫情況下，外置功率管M12的漏端電壓VDS1可能高于同步整流管開啟電路1的閾值Vton1，同步整流管開啟電路1無法產生同步整流管開啟信號，不能實現(xiàn)同步整流，導致電源系統(tǒng)在高溫下效率大大降低。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的技術問題是：如何設計同步整流控制電路，來確保采用該解決方案時的電源系統(tǒng)在高溫下實現(xiàn)同步整流，提升高溫下電源系統(tǒng)效率。

與此相應，本發(fā)明要解決的另一個技術問題是，如何設計同步整流控制方法，來確保采用該解決方案時的電源系統(tǒng)在高溫下實現(xiàn)同步整流，提升高溫下電源系統(tǒng)效率。

為了解決上述技術問題，本發(fā)明提供具體發(fā)明內容如下：

一種同步整流控制電路，包括內部電源產生電路、開啟電路、關斷電路、邏輯處理電路和驅動電路，內部電源產生電路產生電壓源VCC2，以給同步整流控制電路中各模塊電路供電；開啟電路設置第一開啟閾值Vton1，并產生同步整流管的開啟時序信號輸出給邏輯處理電路；關斷電路設置關斷閾值，并產生同步整流管的關斷時序信號輸出給邏輯處理電路；邏輯處理電路接收開啟電路與關斷電路輸出的時序信號，并處理為控制信號輸出給驅動電路；驅動電路驅動同步整流管，同步整流控制電路所控制的同步整流管，內置于同步整流控制電路中；同步整流控制電路，還包括檢測管，同步整流管和檢測管為同一類型器件，具有相同的溫度特性；檢測管連接在同步整流管的漏極與開啟電路之間。即檢測管的漏極連接至同步整流管的漏極，檢測管的源極與開啟電路連接，檢測管的柵極引出以用于接電源地。

優(yōu)選的，所述同步整流管和檢測管均為集成芯片結構，制作在同一芯片上，同步整流管由若干個MOS管集成而成，同步整流管的若干個MOS管與檢測管的MOS管集成數(shù)量比例為N：1，流過同步整流管與檢測管的電流比例為N：1，則各個MOS管的寄生電阻的電阻值與檢測管的寄生電阻的電阻值比例為從而保證同步整流管的寄生電阻兩端壓降與檢測管的寄生電阻兩端壓降相等。

優(yōu)選的，所述同步整流管的數(shù)量N，設單個MOS管器件允許流過的最大電流為A毫安，而同步整流管在整流過程中需通過的工作電流為B安培，則N取值為1000B:A，即

優(yōu)選的，所述同步整流控制電路的開啟電路，通過檢測管的寄生二極管的開通閾值和寄生電阻兩端的壓降施加在開啟電路的前端，形成同步整流管的漏極電壓VDS2與開啟電路的第一開啟閾值Vton1的相對壓差，以提升開啟電路的第一開啟閾值Vton1的絕對值至第二開啟閾值Vton2，從而確保同步整流管不被誤觸發(fā)；即由檢測管與開啟電路組合設置開啟電路的第二開啟閾值Vton2。

優(yōu)選的，所述的同步整流控制電路的關斷電路，設置關斷閾值電壓Vtoff2，并將檢測的同步整流管的漏極電壓與關斷閾值電壓Vtoff2比較后，產生同步整流管的關斷信號。

優(yōu)選的，所述同步整流控制電路，具有五個引腳，第一引腳VDS2由同步整流管和檢測管的漏極引出，用以與變壓器副邊繞組連接；第二引腳VS由同步整流管的寄生二極管的陽極引出，用以與電源地連接；第三引腳VDD2由內部電源產生電路引出，用以外接輸出電壓VO2；第四引腳TON2由開啟電路引出，用以外接電阻RTON2；第五引腳VEE2由檢測管的柵極引出，用以與電源地連接。

本發(fā)明還提供一種同步整流控制方法，包括如下步驟，同步整流管和檢測管采用同一類型器件，具有相同的溫度特性；內部電源產生步驟，產生電壓源VCC2，以給同步整流控制電路中各模塊電路供電；開啟步驟，設置第一開啟閾值Vton1，并產生同步整流管的開啟時序信號輸出給邏輯處理電路；關斷步驟，設置關斷閾值，并產生同步整流管的關斷時序信號輸出給邏輯處理電路；邏輯處理步驟，接收開啟時序信號與關斷時序信號，并處理為控制信號輸出給驅動電路；驅動步驟，按照控制信號驅動同步整流管。

優(yōu)選的，所述的同步整流控制方法，同步整流管和檢測管制作在同一芯片上，同步整流管由若干個MOS管集成而成，同步整流管的若干個MOS管與檢測管的MOS管集成數(shù)量比例為N：1，流過同步整流管與檢測管的電流比例為N：1，則各個MOS管的寄生電阻的電阻值與檢測管的寄生電阻的電阻值比例為從而保證同步整流管的寄生電阻兩端壓降與檢測管的寄生電阻兩端壓降相等。

優(yōu)選的，所述同步整流管的數(shù)量N，設單個MOS管器件允許流過的最大電流為A毫安，而同步整流管在整流過程中需通過的工作電流為B安培，則N取值為1000B:A，即

優(yōu)選的，所述的同步整流控制方法的開啟步驟，通過檢測管的寄生二極管的開通閾值和寄生電阻兩端的壓降，形成同步整流管的漏極電壓VDS2與開啟電路的第一開啟閾值Vton1的相對壓差，施加在開啟電路的前端，以提升開啟電路的第一開啟閾值Vton1的絕對值至第二開啟閾值Vton2，從而確保同步整流管不被誤觸發(fā)；即由第一開啟閾值Vton1與檢測管的寄生二極管的開通閾值和寄生電阻兩端壓降之和生成可隨工作頻率等變化而自動調節(jié)的第二開啟閾值Vton2。

與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明具有以下有益效果：通過在同步整流控制電路2中內置同步整流管，同步整流管由若干個MOS管集成而成，內置同步整流管與檢測管是MOS管集成個數(shù)比例為N:1的同一類型器件，在芯片內部，同一類型器件的規(guī)格參數(shù)具有較高的一致性，因而，個數(shù)不同的同一類型器件具有高匹配性，即隨著環(huán)境、溫度等的改變，各個器件的參數(shù)變化一致。流過內置同步整流管M22的各個MOS管與檢測管M23的電流隨著環(huán)境、溫度等的變化一致，且維持電流比例為N:1；同步整流管的各個MOS管的寄生電阻的電阻值與檢測管的寄生電阻的電阻值隨著環(huán)境、溫度等的變化一致，維持阻值比例為故同步整流管的寄生電阻兩端電壓與檢測管的寄生電阻兩端電壓降不隨環(huán)境、溫度等的變化而變化，始終保持相等；內置同步整流管的寄生體二極管與檢測管的寄生體二極管的開通閾值隨環(huán)境、溫度變化一致。因此，檢測管與內置同步整流管的匹配程度較高。在高溫下，電源系統(tǒng)開始整流且內置同步整流管暫未開啟，電源系統(tǒng)通過內置同步整流管的寄生二極管整流，VDS2引腳電壓的絕對值為同步整流管的寄生二極管的開啟閾值與檢測管的寄生電阻兩端壓降之和，檢測管的寄生二極管的漏極連接至VDS2引腳，寄生二極管也導通，檢測管的寄生電阻兩端壓降與內置同步整流管的寄生電阻兩端電壓相等，VDS2引腳的電壓的絕對值達到同步整流管開啟電路設置的開啟閾值Vton2的絕對值，同步整流管開啟電路產生開啟內置同步整流管的信號，該信號輸入同步整流邏輯電路中進行處理，同步整流邏輯電路輸出開啟信號至驅動電路以驅動內置同步整流管開啟，電源系統(tǒng)在高溫下也能實現(xiàn)同步整流，提升電源系統(tǒng)效率，解決了圖1所示現(xiàn)有方案1中在高溫情況下，外置同步整流管M12無法開通以實現(xiàn)同步整流而導致電源系統(tǒng)效率大大降低的問題。

在內置同步整流管開啟后，由于VDS2引腳電壓高于同步整流管開啟電路的開啟閾值Vton2，檢測管的寄生二極管關閉，寄生電阻兩端無電壓降。檢測管只在VDS2引腳電壓低于同步整流管開啟電路的開啟閾值Vton2后開始工作，在內置同步整流管開啟后停止工作。即圖4中t_DON2時間段。

附圖說明

圖1為現(xiàn)有典型的應用于反激式開關電源的同步整流控制電路的電路原理框圖；

圖2為圖1所示現(xiàn)有同步整流控制電路的時序圖；

圖3為本發(fā)明同步整流控制電路應用于反激式開關電源的電路原理框圖；

圖4為本發(fā)明同步整流控制電路應用于反激式開關電源的時序圖。

具體實施方式

為了更好地理解本發(fā)明相對于現(xiàn)有技術所作出的改進，在對本發(fā)明的具體實施方式進行詳細說明之前，先對背景技術部分所提到的現(xiàn)有技術結合附圖加以說明，進而引出本案的發(fā)明構思。

圖2所示電路是現(xiàn)有技術的同步整流控制電路，在外置同步整流管M12關斷后的toff時間內必須屏蔽同步整流邏輯電路1的信號，避免外置同步整流管M12誤開啟。但toff的持續(xù)時間有一定限制，若toff時間設置過長，可能會影響變頻電源系統(tǒng)的同步整流效率。且如果toff信號采用獨立的toff產生電路，通過增設的外接電阻來調節(jié)設定的toff信號，則當負載、工作頻率變化時，已調節(jié)設定的toff信號，無法跟隨工作頻率的變化來自動調整toff信號的產生周期，則toff信號的屏蔽作用無法滿足設計需求。

鑒于現(xiàn)有同步整流控制電路的不足，本發(fā)明在發(fā)現(xiàn)溫度對電路控制所帶來的一系列不良影響后，嘗試打破常規(guī)的MOS管分立元器件的選型匹配的約束，將同步整流管放入控制電路中作為一個整體，以系統(tǒng)性優(yōu)化改進思路，巧妙地結合集成電路技術來實現(xiàn)整體的電路結構設計，從而根本性地解決了同步整流管的高溫工作不良問題。

在此總的發(fā)明構思基礎上，還進一步地作出一些優(yōu)化，如通過集成器件的數(shù)量匹配得以巧妙而簡單地實現(xiàn)整體電路的參數(shù)匹配設計。

更嘗試對toff信號的產生方式作出改進，以通過MOS管的閾值匹配而自動形成的相對電壓基準信號，來替代現(xiàn)有由電阻形成的固定的絕對電壓基準信號。即將同步整流管開啟電路1的開啟閾值電壓由Vton1調整至Vton2，同時確保外置同步整流管M12在未開啟時的漏端電壓VDS1低于同步整流管開啟電路1的閾值Vton2，外置同步整流管M12在關斷后漏端電壓VDS1均高于Vton2，這樣不會觸發(fā)同步整流管開啟電路1產生同步整流管開啟信號。因此，不再需要toff信號，同步整流控制電路1中可去除TOFF產生電路，在電源系統(tǒng)中無需采用RTOFF電阻，并能確保在不同負載、不同工作頻率下均能保持高效的同步整流。

通過這一系列的改進設計，確保了采用該改進方案時的電源系統(tǒng)在高溫下仍能可靠地實現(xiàn)同步整流，并能提升高溫下電源系統(tǒng)效率。

為了使本發(fā)明的目的、技術方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發(fā)明進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。

實施例一

如圖3所示，本實施例的基本工作原理：包含輸入電源VIN2、匝比為N2的變壓器T21、原邊繞組P21、副邊繞組S21、原邊控制電路2、功率管M21、功率管M21的寄生二極管D21和寄生電阻R21、采樣電阻R2cs、第三電源地GND2、輸出電容C21、負載電阻RL2、輸出電壓VO2、第四電源地VSS2、同步整流控制電路2。

同步整流控制電路2包括：內部電源產生電路2、同步整流管開啟電路2、同步整流管關斷電路2、同步整流邏輯2、同步整流驅動電路2、內置同步整流管M22和檢測管M23，同步整流控制電路還引出有VDS2引腳、VS引腳、TON2引腳、VDD2引腳和VEE2引腳。內置同步整流管M22具有寄生二極管D22和寄生電阻R22；檢測管M23具有寄生二極管D23和寄生電阻R23。

內部電源產生電路2通過VDD2引腳連接至輸出電壓VO2，產生電壓源VCC2，其中VCC2給同步整流控制電路2中各模塊供電，同步整流控制電路2的參考地即為第四電源地VSS2。

同步整流管開啟電路2設置的開啟閾值電壓為Vton2，Vton2的電壓絕對值為開啟電路2的開啟閾值電壓Vton1的絕對值加上檢測管M23寄生二極管D23的開通閾值和寄生電阻R23兩端壓降，檢測管M23將同步整流管開啟電路2的開啟閾值的絕對值由Vton1的絕對值提升至Vton2的絕對值。即檢測管M23的作用是：將開啟閾值由Vton1提升至Vton2，同時確保內置同步整流管M22在未開啟時的漏端電壓VDS2低于同步整流管開啟電路1的閾值Vton2，內置同步整流管M22在關斷后漏端電壓VDS2均高于Vton2，這樣不會觸發(fā)同步整流管開啟電路1產生同步整流管開啟信號。因此，不再需要toff信號，同步整流控制電路2中可去除TOFF產生電路，在電源系統(tǒng)中無需采用RTOFF電阻，確保在不同負載、不同工作頻率下均能保持高效的同步整流。同步整流管開啟電路2通過檢測VDS2引腳的電壓，與開啟閾值電壓Vton2比較后產生開啟內置同步整流管M22的信號，該信號的持續(xù)時間為ton2，在該時間段內，確保內置同步整流管M22持續(xù)開啟。同步整流管開啟電路2通過TON2引腳連接至電阻RTON2的一端，RTON2的另一端連接至第四電源地VSS2，調整電阻RTON2可調節(jié)ton2。

同步整流管關斷電路2，直接設置關斷閾值電壓為Vtoff2，并將檢測VDS2引腳的電壓，與關斷閾值電壓Vtoff2比較后產生關斷內置同步整流管M22的信號。VDS2引腳的電壓即內置同步整流管M22的漏極電壓。

同步整流邏輯2處理同步整流管開啟電路2與同步整流管關斷電路2輸入的信號。

同步整流驅動電路2驅動內置同步整流管M22。

由于芯片內部單個MOS管器件允許流過的最大電流均需遵循其特性參數(shù)的要求，假設單個MOS管器件允許流過的最大電流為A毫安，而內置同步整流管M22在整流過程中需通過的工作電流為B安培，故內置同步整流管M22需采用N個MOS管器件并聯(lián)的方式才能承受安培級的工作電流，內置同步整流管M22的個數(shù)N需要根據電源系統(tǒng)整流的峰值電流決定，N取值為1000B:A，即設檢測管M23的個數(shù)為1(若增加檢測管M23的個數(shù)，會增加芯片的功耗)，內置同步整流管M22與檢測管M23采用集成MOS管個數(shù)比為N:1的同一類型器件，流過內置同步整流管M22與檢測管M23的電流比例為N:1，則同步整流管M22中各個MOS管的寄生電阻的電阻值與檢測管M23的寄生電阻R23的電阻值比例為故同步整流管M22的寄生電阻R22兩端電壓與檢測管M23的寄生電阻R23兩端電壓降相等。在芯片內部，同一類型器件其規(guī)格參數(shù)的一致性較高，因此個數(shù)不同的同一類型器件具有高匹配性，即隨著環(huán)境、溫度等的改變，器件的各個參數(shù)變化一致。即流過內置同步整流管M22與檢測管M23的電流隨著環(huán)境、溫度等的變化一致，且維持電流比例為N:1；寄生電阻R22的電阻值和寄生電阻R23的電阻值隨著環(huán)境、溫度等的變化一致，維持比例為故寄生電阻R22兩端電壓與寄生電阻R23兩端電壓降不隨環(huán)境、溫度等的變化而變化，始終保持相等；內置同步整流管M22的寄生體二極管D22與檢測管M23的寄生體二極管D23的開通閾值隨環(huán)境、溫度變化一致。

因此，檢測管M23與內置同步整流管M22的匹配程度較高。在高溫下，電源系統(tǒng)開始整流且內置同步整流管M22暫未開啟，電源系統(tǒng)通過內置同步整流管M22的寄生二極管D22整流，VDS2引腳電壓的絕對值為同步整流管M22的寄生二極管D22的開啟閾值與寄生電阻R22兩端壓降之和，檢測管M23的寄生二極管D23的漏極連接至VDS2引腳，寄生二極管D23也導通，檢測管M23的寄生電阻R23兩端壓降與內置同步整流管M22的寄生電阻R22兩端電壓相等，VDS2引腳的電壓的絕對值達到同步整流管開啟電路2設置的開啟閾值Vton2的絕對值，同步整流管開啟電路2產生開啟內置同步整流管M22的信號，該信號輸入同步整流邏輯電路2中進行處理，同步整流邏輯電路2輸出開啟信號至驅動電路2以驅動內置同步整流管M22開啟，電源系統(tǒng)在高溫下也能實現(xiàn)同步整流，提升電源系統(tǒng)效率，解決了圖1所示現(xiàn)有方案1中在高溫情況下，外置同步整流管M12無法開通以實現(xiàn)同步整流而導致電源系統(tǒng)效率大大降低的問題。

在內置同步整流管M22開啟后，由于VDS2引腳電壓高于同步整流管開啟電路2的開啟閾值Vton2，檢測管M23的寄生二極管D23關閉，寄生電阻R23兩端無電壓降。檢測管M23只在VDS2引腳電壓低于同步整流管開啟電路2的開啟閾值Vton2后開始工作，在內置同步整流管M22開啟后停止工作。即圖4中t_DON2時間段。

同步整流管關斷電路2的輸入端、內置同步整流管M22的漏極、檢測管M23的漏極、內置同步整流管M22的寄生電阻R22的一端、檢測管M23的寄生電阻R23的一端均連接至VDS2引腳，同步整流管關斷電路2的輸出連接至同步整流邏輯2的一個輸入端，內置同步整流管M22的源極和襯底、內置同步整流管M22的寄生二極管D22的陽極通過VS引腳連接至第四電源地VSS2，內置同步整流管M22的寄生二極管D22的陰極連接至內置同步整流管M22的寄生電阻R22的另一端，檢測管M23的源極和襯底、檢測管M23的寄生二極管D23的陽極連接至同步整流管開啟電路2的一個輸入端，內置同步整流管M23的寄生二極管D23的陰極連接至內置同步整流管M22的寄生電阻R22的另一端，同步整流管開啟電路2的另一個輸入端通過TON2引腳連接至電阻RTON2的一端，電阻RTON2的另一端連接至第四電源地VSS2，同步整流管開啟電路2的輸出端連接至同步整流邏輯2的另一個輸入端，同步整流邏輯2的輸出端連接至同步整流驅動電路2的輸入端，同步整流驅動電路2的輸出端連接至內置同步整流管M22的柵極，內部電源產生電路2的輸入端通過VDD2引腳連接至輸出電壓VO2，檢測管M23的柵極通過VEE2引腳連接至第四電源地VSS2。

VIN2為輸入電源，連接至變壓器T21原邊繞組P21的一端，原邊繞組P21的另一端連接至功率管M21的漏極和功率管M21的寄生電阻R21的一端，功率管M21的寄生電阻R21的另一端連接至功率管M21的寄生二極管D21的陰極，功率管M21的源極連接至電流檢測電阻R2cs的一端、原邊控制電路2的一端、功率管M21的襯底、功率管M21的寄生二極管D21的陽極，原邊控制電路2的輸出連接至功率管M21的柵極，電流檢測電阻R2cs的另一端連接至第三電源地GND2。

變壓器T21副邊繞組S21的一端連接至輸出電容C21的一端、負載電阻RL2的一端、輸出電壓VO2和同步整流控制電路2的VDD2引腳，電阻RTON2的一端連接至同步整流控制電路2的RTON2引腳，電阻RTON2、輸出電容C21、負載電阻RL2的另一端均連接至第四電源地VSS2，變壓器T21的副邊繞組S21的另一端連接至同步整流控制電路2的VDS2引腳，VS引腳、VEE2引腳連接至第四電源地VSS2。

當原邊控制電路2驅動功率管M21導通時，變壓器T21開始存儲能量，采樣電阻R2cs與功率管M21源端相連的一端電壓開始上升，副邊外置同步整流管M22處于關斷狀態(tài)，由輸出電容C21為負載電阻RL2供電。當采樣電阻R2cs與功率管M21源端相連的一端電壓超過原邊控制電路2中的設定閾值后，原邊控制電路2驅動功率管M21關斷，內置整流管M22的漏極電壓VDS2低于同步整流管開啟電路2的開啟閾值電壓Vton2，產生開啟同步整流管的信號，通過同步整流驅動電路2驅動內置整流管M22導通，變壓器T21中存儲的能量由外置整流管M22傳遞至輸出電容C21和負載電阻RL2上。

如圖4所示，在周期t21內，內置同步整流管M22的漏極電壓波形為VDS2引腳波形。在開始整流前，檢測管M23的源極電位被同步整流管開啟電路2限制在第四電源地VSS2，檢測管M23的柵極電位也為第四電源地VSS2，內置同步整流管M22尚未開通，其源極電位、柵極電壓同樣為第四電源地VSS2。此時，內置同步整流管M22和檢測管M23工作狀態(tài)一致，均處于關斷狀態(tài)。電源系統(tǒng)開始整流后，內置同步整流管M22處于關閉狀態(tài)，由內置同步整流管M22的寄生體二極管D22進行整流，寄生體二極管D22存在導通壓降，電流經過寄生電阻R22也會產生壓降，內置同步整流管M22與檢測管M23是個數(shù)比例為N:1的同一類型器件，且此時內置同步整流管M22和檢測管M23的柵極與源極電位均為第四電源地VSS2，檢測管M23的寄生體二極管D23也導通，流過內置同步整流管M22的寄生二極管D22與檢測管M23的寄生二極管D23的電流比例為N:1，由于寄生電阻R22和寄生電阻R23的電阻值比例為故寄生電阻R22和寄生電阻R23兩端壓降相等。此時，VDS2引腳電壓低于同步整流管開啟電路2的開啟閾值電壓Vton2，觸發(fā)同步整流管開啟電路2，產生持續(xù)時間為ton2信號，ton2信號的電壓由第四電源地VSS2跳變至VCC2，經過同步整流邏輯2、同步整流驅動電路2的驅動延時t_DON2后，內置同步整流管M22柵極電壓上升，開啟內置同步整流管M22。

由于電源系統(tǒng)電路中各種寄生電阻、寄生電容、寄生電感的存在，導致VDS2的電壓在內置同步整流管M22開啟后產生振蕩，VDS2的電壓可能會觸發(fā)同步整流管關斷電路2的閾值電壓Vtoff2而產生同步整流管關斷信號，通過同步整流邏輯2、同步整流驅動電路2后使內置同步整流管M22柵極電壓下降至第四電源地VSS2而關閉內置同步整流管M22，為避免內置同步整流管M22開啟后由于VDS2的振蕩電壓而關斷，同步整流管開啟電路2設置持續(xù)時間為ton2的信號，在同步整流邏輯2中屏蔽同步整流管關斷電路2在內置同步整流管M22開啟后產生的關斷信號。因此，需根據不同電源系統(tǒng)調整ton2，確保內置同步整流管M22正常開啟。

同步整流管M22可靠開啟后，VDS2的電壓開始上升，當VDS2的電壓達到同步整流管關斷電路2的閾值電壓Vtoff2后，產生同步整流管關斷信號輸入同步整流邏輯2，同步整流邏輯2輸出同步整流管關斷信號至同步整流驅動電路2，使內置同步整流管M22的柵極電壓下降至第四電源地VSS2而關閉內置同步整流管M22，此后，電源系統(tǒng)依靠內置同步整流管M22的寄生二極管D22繼續(xù)整流，VDS2的電壓立即下降，該電壓仍高于同步整流管開啟電路2的閾值Vton2而不會產生開啟同步整流管的信號，因此，內置同步整流管M22不會再次被開啟。

此外，整流結束后，由于內置同步整流管M22漏端的寄生電容和副邊繞組S21的存在，VDS2的電壓開始振蕩，VDS2的電壓在諧振時間內均高于同步整流管開啟電路2的閾值Vton2而不會產生開啟同步整流管的信號，內置同步整流管M22繼續(xù)處于關斷狀態(tài)。在系統(tǒng)頻率提升后，由于沒有toff信號的存在，圖4中t22和t23周期內，同步整流仍然能正常工作。

內置同步整流管M22的寄生體二極管D22與檢測管M23的寄生體二極管D23的開通閾值隨溫度變化一致，內置同步整流管M22與檢測管M23的匹配，同步整流管開啟電路2與檢測管M23組合產生的同步整流管的開啟信號，確保了電源系統(tǒng)在全溫度范圍內均能實現(xiàn)同步整流，且提升電源系統(tǒng)效率。