本發(fā)明屬于電力電子變換
技術(shù)領(lǐng)域：
，具體涉及一種可控多電平Buck變換器及其控制方法。
背景技術(shù)：
：當(dāng)前，在多電、全電飛機(jī)等新型航空航天器供配電系統(tǒng)以及太陽能、風(fēng)能、生物能等新能源發(fā)電系統(tǒng)中，通常需要將不同范圍電壓以及高低壓跳變的電壓通過直流變換器轉(zhuǎn)換成所需求的直流電壓給負(fù)載或后級裝置供電。因此，要求直流變換具有高效率、高功率密度、低電磁干擾、體積小、便于維護(hù)的特點(diǎn)。在多種變換器中，目前普遍采用的是傳統(tǒng)的開關(guān)型電源變換器Buck、Boost單級或以二者為基礎(chǔ)的多級串并聯(lián)以及相互之間組合的形式來完成不同的輸入電壓及負(fù)載輸出功率等需求。但在一些比較特殊的大功率場合，現(xiàn)有的電力電子器件并不能滿足實(shí)際要求。這些形式的變換器會(huì)造成系統(tǒng)繁重、重復(fù)性設(shè)計(jì)、難于維護(hù)以及效率低下。傳統(tǒng)開關(guān)型電源變換器面對輸入輸出電壓差較大這一特點(diǎn)時(shí)，單級變換對壓差都有一定的限制，經(jīng)驗(yàn)為輸出電壓不超過輸入電壓3倍。過大的輸入輸出壓差在單級變換中會(huì)造成變換器效率的大幅下降，并且增大了開關(guān)管的耐壓值與工作時(shí)的電壓應(yīng)力，使得選擇具有合適耐壓值的功率開關(guān)器件比較困難，嚴(yán)重時(shí)會(huì)導(dǎo)致變換器無法工作。隨著多電平技術(shù)的發(fā)展，具有多電平的直流變換器得到了廣泛應(yīng)用，其中以三電平居多。多電平變換器利用了飛跨電容使輸入電壓在串聯(lián)的各開關(guān)管之間均分降低開關(guān)管的電壓應(yīng)力，疊加原理形成的較高開關(guān)頻率減小濾波器體積，電磁干擾的減小增強(qiáng)了系統(tǒng)的電磁兼容性等。這些優(yōu)點(diǎn)使多電平變換器適合于高壓大功率場合。但是，多電平變換器仍存在以下問題：在電壓變化范圍較大/高低壓跳變的場合，例如太陽能、風(fēng)能發(fā)電系統(tǒng)中，固定電平的變換器并不能一直處于理想的高效率輸出狀態(tài)。根據(jù)此問題，本發(fā)明在傳統(tǒng)的固定電平基礎(chǔ)上，提出可控多電平思想：“可控電平”、“可控頻率”和“可控相角”，即根據(jù)輸入電壓的不同等級來改變電平數(shù)量，電平數(shù)量不再固定，通過可控電平模式適應(yīng)各種高低壓跳變的電壓輸入環(huán)境，使變換器在全電壓范圍內(nèi)高效率輸出。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：解決的技術(shù)問題為了克服現(xiàn)有技術(shù)的不足之處，本發(fā)明提出一種可控多電平Buck變換器及其控制方法，解決了高壓差下系統(tǒng)效率低下的問題，同時(shí)模塊化的設(shè)計(jì)提高了系統(tǒng)的可靠性。本發(fā)明的基本思想在于：針對電壓變化范圍大/高低壓跳變的場合，采用可控多電平思想，根據(jù)輸入電壓的不同等級改變電平數(shù)量，改進(jìn)了傳統(tǒng)的多電平中因電平數(shù)量固定而造成的無法實(shí)現(xiàn)全電壓范圍內(nèi)高效率輸出的工作特性。技術(shù)方案一種可控多電平Buck變換器，其特征在于：由功率部分和控制部分構(gòu)成，功率部分由輸入電源、p個(gè)單體模塊、濾波部分及負(fù)載構(gòu)成，控制部分由檢測調(diào)理模塊和FPGA控制器模塊構(gòu)成，p為整數(shù)且p≥1；其中，每個(gè)單體模塊都是一個(gè)Buck單體單元，包括功率MOSFET開關(guān)管、功率快恢復(fù)二級管和飛跨電容，功率MOSFET開關(guān)管的漏極與飛跨電容的正極相連，飛跨電容的負(fù)極與功率快恢復(fù)二級管的陽極相連；濾波部分包括濾波電感L和濾波電容C；輸入電源的正極與單體模塊p中功率MOSFET開關(guān)管Qp的漏極相連，輸入電源的負(fù)極與單體模塊p中功率快恢復(fù)二極管Dp的陽極相連，同時(shí)與負(fù)載R的負(fù)極相連；單體模塊1中功率MOSFET開關(guān)管Q1的源極與濾波電感L的正極相連，功率快恢復(fù)二級管D1的陰極同時(shí)也與濾波電感L的正極相連；單體模塊k中功率MOSFET開關(guān)管Qk的源極與單體模塊k-1中功率MOSFET開關(guān)管Qk-1的漏極以及飛跨電容Ck-1的正極相連，單體模塊k中功率快恢復(fù)二極管Dk的陰極與單體模塊k-1中功率快恢復(fù)二極管Dk-1的陽極以及飛跨電容Ck-1的負(fù)極相連；每個(gè)單體模塊之間的連接關(guān)系與單體模塊k和單體模塊k-1的連接關(guān)系相同，k為整數(shù)且1<k<p；濾波電感L的負(fù)極與濾波電容C的正極以及負(fù)載R的正極相連，濾波電容C的負(fù)極與負(fù)載R的負(fù)極相連；控制部分的檢測調(diào)理模塊為利用電壓傳感器分別檢測輸入電壓Vin、輸出電壓Vo和p-1個(gè)飛跨電容電壓Vc1…Vcp-1，將電壓傳感器采集到的各個(gè)電壓信號分別經(jīng)過各個(gè)調(diào)理電路后輸入到各自的A/D采樣芯片中，將模擬量轉(zhuǎn)變成數(shù)字量后輸入到FPGA控制器模塊；FPGA控制器進(jìn)行算法控制，輸出p路PWM信號，各路PWM信號分別經(jīng)過各自的驅(qū)動(dòng)電路后控制各個(gè)功率MOSFET開關(guān)管的開通與關(guān)斷。一種用于上述可控多電平Buck變換器的控制方法，其步驟如下：步驟1：信號采集：FPGA控制器上電自檢測成功后，啟動(dòng)A/D采樣芯片檢測系統(tǒng)，將檢測的輸入電壓Vin、輸出電壓Vo以及各飛跨電容電壓Vck轉(zhuǎn)換數(shù)字量輸送給FPGA控制器的I/O口；步驟2：配置工作模式：FPGA根據(jù)采集到的輸入電壓Vin與輸出電壓Vo之間的關(guān)系控制變換器的主電路工作在不同模式，具體為：模式1：輸入電壓Vin為輸出電壓Vo的3-5倍時(shí)，配置功率部分的工作電路為四電平狀態(tài)，即FPGA控制器輸出的三路PWM驅(qū)動(dòng)信號分別控制三個(gè)單體模塊中的功率MOSFET開關(guān)管導(dǎo)通與關(guān)斷，使其正常工作；FPGA控制器輸出的其它p-3路PWM驅(qū)動(dòng)信號一直是高電平使得其它單體模塊中的功率MOSFET開關(guān)管處于一直導(dǎo)通狀態(tài)；此時(shí)，四個(gè)電平分別為VAB＝0、Vin/3、2Vin/3、Vin；模式2：輸入電壓Vin為輸出電壓Vo的2-3倍時(shí)，配置功率部分的工作電路為三電平狀態(tài)，即FPGA控制器輸出的二路PWM驅(qū)動(dòng)信號分別控制二個(gè)單體模塊中的功率MOSFET開關(guān)管導(dǎo)通與關(guān)斷，使其正常工作；FPGA控制器輸出的其它p-2路PWM驅(qū)動(dòng)信號一直是高電平使得其它單體模塊中的功率MOSFET開關(guān)管處于一直導(dǎo)通狀態(tài)；此時(shí)，三個(gè)電平分別為VAB＝0、Vin/2、Vin；模式3：輸入電壓Vin為輸出電壓Vo的1-2倍時(shí)，配置功率部分的工作電路為二電平狀態(tài)，即FPGA控制器輸出的一路PWM驅(qū)動(dòng)信號控制一個(gè)單體模塊中的功率MOSFET開關(guān)管導(dǎo)通與關(guān)斷，使其正常工作；FPGA控制器輸出的其它p-1路PWM驅(qū)動(dòng)信號一直是高電平使得其它單體模塊中的功率MOSFET開關(guān)管處于一直導(dǎo)通狀態(tài)；此時(shí)，兩個(gè)電平分別為VAB＝0、Vin；模式4：當(dāng)輸入電壓Vin不足輸出電壓Vo的1倍時(shí)，F(xiàn)PGA控制器輸出的PWM驅(qū)動(dòng)信號一直為高電平使得所有單體模塊的功率MOSFET開關(guān)管處于一直導(dǎo)通狀態(tài)；其他模式：當(dāng)輸入電壓Vin為輸出電壓Vo的5-7倍時(shí)，配置功率部分的工作電路為五電平狀態(tài)；當(dāng)輸入電壓Vin為輸出電壓Vo的7-9倍時(shí)，配置功率部分的工作電路為六電平狀態(tài)；當(dāng)輸入電壓Vin為輸出電壓Vo的9-11倍時(shí)，配置功率部分的工作電路為七電平狀態(tài)；步驟3：計(jì)算占空比：對不同模式下正常工作的n個(gè)模塊中的飛跨電容電壓Vck與飛跨電容電壓給定值Vck*作差運(yùn)算，然后進(jìn)行解耦控制得到微調(diào)占空比△dk；輸出電壓Vo和輸出電壓給定值Vo*作差運(yùn)算，然后進(jìn)行PID閉環(huán)控制后得到占空比d?！鱠k與d相加得到各個(gè)功率MOSFET開關(guān)管的占空比Dk＝d+Δdk，k＝1,2,…,n，n為整數(shù)且1≤n≤p；步驟4：生成數(shù)字PWM波：利用數(shù)字比較器將步驟3得到的各個(gè)功率MOSFET開關(guān)管的占空比Dk與其對應(yīng)的開關(guān)頻率fY相比較來控制高低電平持續(xù)時(shí)間，即PWM波的工作頻率，并由高低電平存儲(chǔ)器保存電平的狀態(tài)；所述的各個(gè)功率MOSFET開關(guān)管工作頻率按進(jìn)行計(jì)算，確?？傒敵鲱l率固定不變，其中，px為電平變化前正常工作的單體模塊數(shù)量，py為電平變化后正常工作的單體模塊數(shù)量，fx為電平變化前正常導(dǎo)通與關(guān)斷的單個(gè)功率MOSFET開關(guān)管的工作頻率，fy為電平變化后正常導(dǎo)通與關(guān)斷的單個(gè)功率MOSFET開關(guān)管的工作頻率；步驟5：PWM波移向：PWM波按照相位差2π/py進(jìn)行移相。有益效果本發(fā)明提出了一種可控多電平Buck變換器及其控制方法，可以根據(jù)電平數(shù)量的增加從而合成無窮多個(gè)不同電平臺(tái)階，并且可以通過可控電平模式適應(yīng)各種高低壓跳變的電壓輸入環(huán)境。可控多電平的實(shí)現(xiàn)有助于系統(tǒng)工作效率的提升，在小幅度增加控制系統(tǒng)復(fù)雜度的情況下，可控多電平具有較大的實(shí)際應(yīng)用價(jià)值。模塊化的設(shè)計(jì)提高了系統(tǒng)的可靠性并便于后期維護(hù)。可控多電平變換器自身優(yōu)點(diǎn)尤其適合新能源領(lǐng)域的風(fēng)力、太陽能發(fā)電等隨環(huán)境變化輸出功率波動(dòng)較大的應(yīng)用場合，較高的功率密度與效率在航空、航天、航海等大功率獨(dú)立電源供配電系統(tǒng)中也具有一定的優(yōu)勢。附圖說明圖1是本發(fā)明可控多電平Buck變換器的功率部分電路圖；圖2是本發(fā)明可控多電平Buck變換器的控制部分系統(tǒng)框圖；圖3是本發(fā)明可控多電平Buck變換器的輸入輸出壓差與工作效率關(guān)系圖；圖4是本發(fā)明可控多電平Buck變換器中FPGA控制器的控制算法具體實(shí)現(xiàn)流程圖；圖5是本發(fā)明可控多電平Buck變換器在四電平工作狀態(tài)下的等效電路圖；圖6是本發(fā)明可控多電平Buck變換器在三電平工作狀態(tài)下的等效電路圖；圖7是本發(fā)明可控多電平Buck變換器在二電平工作狀態(tài)下的等效電路圖；圖8為本發(fā)明可控多電平Buck變換器工作狀態(tài)從二電平到三電平到四電平變化時(shí)頻率與相角波形圖。圖中，Vin是輸入電壓，Vo是輸出電壓，Vo*是輸出電壓給定值，Vc1,…,Vck,…,Vcp-1是飛跨電容電壓，Vck*是飛跨電容電壓給定值，IL是濾波電感電流，Q1,Q2,Q3,…,Qk-1,Qk,Qk+1,…,Qp-1,Qp是功率MOSFET開關(guān)管，D1,D2,D3,…,Dk-1,Dk,Dk+1,…,Dp-1,Dp是功率快恢復(fù)二極管，C1,C2,…,Ck-1,Ck,Ck+1,…,Cp-1飛跨電容，L是濾波電感，C是濾波電容，R是負(fù)載，PWM1,PWM2,…,PWMk,…PWMp是輸出PWM信號，d是輸出電壓在PID閉環(huán)控制后得到的占空比，△dk是飛跨容電壓進(jìn)行解耦控制得到的微調(diào)占空比，Dk是每個(gè)正常工作模塊的功率MOSFET開關(guān)管的占空比。具體實(shí)施方式下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對本發(fā)明進(jìn)一步說明：本發(fā)明提供的一種可控多電平Buck變換器，由功率部分和控制部分構(gòu)成，通過檢測輸入電壓值來控制電平數(shù)量的增減。參照圖1，本發(fā)明中可控多電平Buck變換器的功率電路主要包括：1個(gè)輸入電源、p個(gè)N溝道功率MOSFET開關(guān)管(Q1,Q2…Qk…Qp)、p個(gè)功率快恢復(fù)二極管(D1,D2…Dk…Dp)、p-1個(gè)飛跨電容(C1,C2…Ck…Cp-1)(p為整數(shù)且p≥1，k為整數(shù)且1<k<p)、濾波電感L、濾波電容C以及負(fù)載R。單體模塊k由一個(gè)功率MOSFET開關(guān)管Qk、一個(gè)功率快恢復(fù)二級管Dk和一個(gè)飛跨電容構(gòu)成Ck構(gòu)成，其中，功率MOSFET開關(guān)管Qk的漏極與飛跨電容Ck的正極相連，飛跨電容Ck的負(fù)極與功率快恢復(fù)二級管Dk的陽極相連。輸入電源的正極與模塊p中功率MOSFET開關(guān)管Qp的漏極相連，輸入電源的負(fù)極與模塊p中功率快恢復(fù)二極管Dp的陽極相連，同時(shí)與負(fù)載R的負(fù)極相連。模塊1中功率MOSFET開關(guān)管Q1的源極與濾波電感L的正極相連，功率快恢復(fù)二級管D1的陰極同時(shí)也與濾波電感L的正極相連。模塊k中功率MOSFET開關(guān)管Qk的源極與模塊k-1中功率MOSFET開關(guān)管Qk-1的漏極以及飛跨電容Ck-1的正極相連，模塊k中功率快恢復(fù)二極管Dk的陰極與模塊k-1中功率快恢復(fù)二極管Dk-1的陽極以及飛跨電容Ck-1的負(fù)極相連。每個(gè)模塊之間的連接關(guān)系與k和k-1的相同。濾波電感L的負(fù)極與濾波電容C的正極以及負(fù)載R的正極相連，濾波電容C的負(fù)極與負(fù)載R的負(fù)極相連。參照圖2，本發(fā)明中可控多電平Buck變換器的控制部分由檢測調(diào)理模塊和FPGA控制器模塊構(gòu)成，其中檢測調(diào)理模塊為使用多個(gè)電壓傳感器分別檢測輸入電壓Vin，輸出電壓Vo，每個(gè)飛跨電容電壓(Vc1,…,Vcp-1)，將傳感器采集到的各個(gè)電壓信號分別經(jīng)過各個(gè)調(diào)理電路后輸入到各自A/D采樣芯片中，經(jīng)過模擬量轉(zhuǎn)變成數(shù)字量后送到FPGA控制器中進(jìn)行算法控制。FPGA控制器輸出多路PWM信號PWM1,…,PWMp，分別經(jīng)過各自的驅(qū)動(dòng)電路后控制各個(gè)功率MOSFET開關(guān)管的開通與關(guān)斷。PWM1控制功率MOSFET開關(guān)管Q1，PWM2控制功率MOSFET開關(guān)管Q2，依次類推。參照圖3，Buck電路的輸入輸出壓差與工作效率關(guān)系是變換電壓3倍以內(nèi)效率比較高，且壓差越大，效率越低。實(shí)際上由于儲(chǔ)能濾波電感等設(shè)計(jì)最佳工作點(diǎn)并非在滿占空比處，所以在輸入電壓接近輸出電壓階段效率實(shí)際上是有所下降的。為實(shí)現(xiàn)可控電平、可控頻率和可控相角，本發(fā)明用于上述Buck變換器的控制方法的核心思想是根據(jù)輸入輸出壓差來決定工作電平數(shù)，大壓差時(shí)增加參與工作電平數(shù)量，小壓差時(shí)減少參與工作電平數(shù)量來避免由于壓差過大引起的效率低的問題。參照圖4，在FPGA控制器中按照算法的流程圖，實(shí)現(xiàn)控制方案，最后得到對每個(gè)Buck基本模塊中MOSFET開關(guān)管的控制信號。具體如下：步驟1：信號采集：FPGA控制器上電自檢測成功后，啟動(dòng)A/D采樣芯片檢測系統(tǒng)，將檢測的輸入電壓Vin、輸出電壓Vo以及各飛跨電容電壓轉(zhuǎn)換數(shù)字量輸送給FPGA控制器的I/O口；步驟2：配置工作模式：FPGA控制器根據(jù)采集到的輸入電壓Vin與輸出電壓Vo之間的關(guān)系控制變換器的主電路工作在不同模式。本實(shí)施例中，電平數(shù)量只在二、三和四電平之間變換，所以本實(shí)施例中p＝3，即有3個(gè)單體模塊，有四種工作模式。具體為：模式1：輸入電壓Vin為輸出電壓Vo的3-5倍時(shí)，配置功率部分的工作電路為四電平狀態(tài)，即PWM1，PWM2與PWM3均正常工作。此時(shí)，模塊1、模塊2與模塊3均參與工作，即Q1、Q2和Q3在PWM1、PWM2及PWM3驅(qū)動(dòng)下電平為高時(shí)導(dǎo)通，電平為低時(shí)關(guān)斷，功率部分等效電路參照圖5。此時(shí)，四個(gè)電平分別為VAB＝0、Vin/3、2Vin/3、Vin；模式2：輸入電壓Vin為輸出電壓Vo的2-3倍時(shí)，配置功率部分的工作電路為三電平狀態(tài)，PWM1與PWM2正常工作，PWM3一直為高電平。此時(shí)，模塊1、模塊2參與工作，即Q1、Q2在PWM1和PWM2的驅(qū)動(dòng)下電平為高時(shí)導(dǎo)通，電平為低時(shí)關(guān)斷。而PWM3電平一直為高使Q3一直處于導(dǎo)通狀態(tài)，相當(dāng)于一根導(dǎo)線。電平數(shù)量為三時(shí)，只有兩個(gè)模塊正常參與工作，功率部分等效電路參照圖6。此時(shí)，三個(gè)電平分別為VAB＝0、Vin/2、Vin；模式3：輸入電壓Vin為輸出電壓Vo的1-2倍時(shí)，配置功率部分的工作電路為二電平狀態(tài)，PWM1正常工作，PWM2和PWM3一直為高電平。此時(shí)，模塊1參與工作，即Q1在PWM1的驅(qū)動(dòng)下電平為高時(shí)導(dǎo)通，電平為低時(shí)關(guān)斷。而PWM2和PWM3電平一直為高使Q2、Q3一直處于導(dǎo)通狀態(tài)，相當(dāng)于一根導(dǎo)線。電平數(shù)量為二時(shí)，只有一個(gè)模塊正常參與工作，功率部分等效電路參照圖7。此時(shí)，兩個(gè)電平分別為VAB＝0、Vin；模式4：當(dāng)輸入電壓Vin不足輸出電壓Vo的1倍時(shí)，F(xiàn)PGA控制器輸出的PWM驅(qū)動(dòng)信號一直為高電平使得所有單體模塊的功率MOSFET開關(guān)管處于一直導(dǎo)通狀態(tài)。除以上4種模式，本發(fā)明還可工作在其他模式：當(dāng)輸入電壓Vin為輸出電壓Vo的5-7倍時(shí)，配置功率部分的工作電路為五電平狀態(tài)；當(dāng)輸入電壓Vin為輸出電壓Vo的7-9倍時(shí)，配置功率部分的工作電路為六電平狀態(tài)；當(dāng)輸入電壓Vin為輸出電壓Vo的9-11倍時(shí)，配置功率部分的工作電路為七電平狀態(tài)；以此類推。步驟3：計(jì)算占空比：對不同模式下正常工作的n個(gè)模塊中的飛跨電容電壓Vck與飛跨電容電壓給定值Vck*作差運(yùn)算，然后進(jìn)行解耦控制得到微調(diào)占空比△dk；輸出電壓Vo和輸出電壓給定值Vo*作差運(yùn)算，然后進(jìn)行PID閉環(huán)控制后得到的占空比d。△dk與d相加得到各個(gè)功率MOSFET開關(guān)管的占空比Dk＝d+Δdk，k＝1,2,…,n，n為整數(shù)且1≤n≤p；步驟4：生成數(shù)字PWM波：利用數(shù)字比較器將步驟3得到的每個(gè)功率MOSFET開關(guān)管的占空比Dk與其對應(yīng)的開關(guān)頻率fY相比較來控制高低電平持續(xù)時(shí)間，即PWM波的工作頻率，并由高低電平存儲(chǔ)器保存電平的狀態(tài)。可控電平的引入需要一定約束，不能影響系統(tǒng)的傳遞函數(shù)與輸入輸出特性。飛跨電容電壓與解耦控制量之間關(guān)系是：輸出阻抗是：飛跨電容阻抗是：其中：G是飛跨電容與解耦控制量之間的傳遞函數(shù)，Zout是輸出阻抗，ZC是飛跨電容阻抗，VCk是飛跨電容電壓，是解耦向量，Vo是輸出電壓，io是輸出電流，C是濾波電容，L是濾波電感，R是負(fù)載電阻，ω是頻率，RC是濾波電容電阻，RL是濾波電感電阻。系統(tǒng)輸入輸出傳遞函數(shù)、輸出阻抗和飛跨電容阻抗均與變換器頻率ω有關(guān)，因所以也與fo有關(guān)。其中，T是開關(guān)周期，fo是總輸出頻率?？煽仉娖揭ＷC變換器傳遞函數(shù)與輸入輸出特性不變，需要保證變電平工作不會(huì)影響到總的輸出頻率fo，而fo是由正常工作的各個(gè)模塊內(nèi)功率MOSFET開關(guān)管工作頻率f1,f2,…fn疊加而來，即：fo＝f1+f2+…+fn。在每一種工作模式中正常工作模塊中各個(gè)功率MOSFET開關(guān)管的工作頻率是相同的，設(shè)電平變化前正常導(dǎo)通與關(guān)斷的各個(gè)功率MOSFET開關(guān)管工作頻率為fX，即fX＝f1＝f2＝…＝fn，則f0＝pXfX，px為電平變化前正常工作的單體模塊數(shù)量。電平改變后，通過微調(diào)各個(gè)功率MOSFET開關(guān)管工作頻率，從而確?？偟妮敵鲱l率固定不變，而且也能使輸出濾波器高效率的工作。設(shè)py為電平變化后正常工作的單體模塊數(shù)量，電平變化后正常導(dǎo)通與關(guān)斷的各個(gè)功率MOSFET開關(guān)管工作頻率f1′,f2′,…,fn′為fY，即fY＝f1′＝f2′＝…＝fn′，則此時(shí)總的輸出功率f0′＝pYfY。令電平變化工作前后系統(tǒng)總的輸出頻率相等即fo＝fo′，則可以得到pYfY＝pXfX，從而得到因此，在多電平中，工作電平數(shù)量確定，單個(gè)功率MOSFET開關(guān)管工作頻率確定，則電平變化后通過公式可以求得各個(gè)正常與導(dǎo)通的功率MOSFET開關(guān)管的工作頻率。步驟5：PWM波移向：電平的改變必然要伴隨相角的改變，因此，若有py個(gè)功率MOSFET開關(guān)管工作，則每個(gè)功率MOSFET開關(guān)管相角為2π/py，即PWM波按照相位差2π/py進(jìn)行移相。具體為：模式1：三路PWM信號的相角分別是0、2π/3、4π/3；模式2：二路PWM信號的相角分別是0、π；模式3：PWM信號的相角是0。最終即可實(shí)現(xiàn)“可控電平”、“可控頻率”和“可控相角”。為驗(yàn)證本發(fā)明方法，搭建實(shí)際硬件平臺(tái)進(jìn)行相關(guān)的驗(yàn)證。所選變換器技術(shù)指標(biāo)為：輸入直流電壓范圍：40V-150V，輸出電壓：28V，輸出最大功率：3.5kW。本實(shí)施例中變換器參數(shù)見表1：表1C(uF)L(uH)Ck(uF)fo(kHz)100048.868060表中，C是濾波電感，L是濾波電感，Ck是飛跨電容，fo是變換器系統(tǒng)總輸出頻率。本實(shí)施例中可控多電平Buck變換器的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如下：參照圖8，可控多電平Buck變換器從二電平到三電平到四電平變化時(shí)頻率與相角變化波形。波形1是濾波電感電流波形，波形2、3、4是三個(gè)功率MOSFET開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號。工作電平增加時(shí)每個(gè)功率MOSFET開關(guān)管的頻率降低。二電平工作模式時(shí)功率MOSFET開關(guān)管Q1的開關(guān)頻率是60kHz，電感脈動(dòng)頻率60kHz；當(dāng)工作模式從二電平上升到三電平時(shí)，Q1開關(guān)頻率和Q2的開關(guān)頻率均為30kHz，電感脈動(dòng)頻率60kHz不變；當(dāng)工作模式從三電平上升到四電平時(shí)，Q1、Q2、Q3的開關(guān)頻率均為20kHz，電感脈動(dòng)頻率60kHz不變。當(dāng)工作電平穩(wěn)定時(shí)，功率MOSFET開關(guān)管之間的相位差保持在2π/py不變，只有在電平變化的瞬間相角會(huì)變化。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表示本發(fā)明可控多電平Buck變換器實(shí)現(xiàn)了“可控電平”、“可控頻率”和“可控相角”。可控多電平以最小的電容數(shù)量傳遞能量，盡可能將能量直接通過功率MOSFET開關(guān)管傳遞，進(jìn)一步提高了系統(tǒng)的工作效率以及降低干擾。當(dāng)前第1頁1 2 3