本發(fā)明涉及力圖使為了抑制流入功率轉換器的母線電流的變動、實現(xiàn)穩(wěn)定的直流電流而設置的電容器的波紋電流進一步降低的功率轉換裝置。

背景技術：

以往的功率轉換裝置中，提出了抑制電容器的波紋電流的方法(例如參照專利文獻1)。專利文獻1所記載的現(xiàn)有技術中，具體公開了如下技術。

即，多個逆變器部中，利用設定了規(guī)定的相位差的開關基準信號，對與各相對應的低電位側開關元件以及高電位側開關元件進行切換控制。此外，在多個逆變器部中的至少一個，根據(jù)相位差對施加在旋轉電機的繞組各相的電壓的平均值即中性點電壓進行操作，使得低電位側開關元件以及高電位側開關元件的一方全部導通、另一方全部斷開的時刻即零電壓矢量發(fā)生區(qū)間的中心偏離于其它的逆變器部中的零電壓矢量產生區(qū)間。通過進行這樣的操作，從而降低電容器的波紋電流。

接著，在由控制部計算出的占空比在第1規(guī)定值以下時，通過進行操作使中性點電壓成為施加至電容器的電容器電壓的一半，從而降低振動和噪聲。

現(xiàn)有技術文獻

專利文獻

專利文獻1：日本專利特許第5354369號公報

技術實現(xiàn)要素：

發(fā)明所要解決的技術問題

本發(fā)明人針對新關注的現(xiàn)有技術的問題，在用于實施發(fā)明的實施方式中進行了詳細敘述，其概要如下文所述。

即，專利文獻1所記載的現(xiàn)有技術中，在將兩個逆變器部的開關基準信號的相位差設定為180度的基礎上，進行操作使中性點電壓成為電容器電壓的一半，在該情況下，重復如下兩個狀態(tài)：即，兩個逆變器部輸出的電壓矢量同時成為有效矢量的狀態(tài)、及兩個逆變器部輸出的電壓矢量同時成為零矢量的狀態(tài)。

像這樣，重復兩個逆變器部輸出的電壓矢量同時成為有效矢量的狀態(tài)和兩個逆變器部輸出的電壓矢量同時成為零矢量的狀態(tài)，結果產生電容器的波紋電流過大的問題。

本發(fā)明是為了解決上述問題而完成的，其目的在于獲得一種維持降低振動和噪聲的效果，并且能進一步使電容器的波紋電流降低的功率裝換裝置。

解決技術問題的技術方案

本發(fā)明的功率轉換裝置中，輸出直流電壓的直流電源和具有第1三相繞組與第2三相繞組的交流旋轉電機連接，該功率轉換裝置包括：第1功率轉換器，該第1功率轉換器具有第1高電位側開關元件以及第1低電位側開關元件，將從直流電源提供的直流電壓轉換為交流電壓，將轉換后的第1交流電壓施加至第1三相繞組；第2功率轉換器，該第2功率轉換器具有第2高電位側開關元件以及第2低電位側開關元件，將從直流電源提供的直流電壓轉換為交流電壓，將轉換后的第2交流電壓施加至第2三相繞組；以及控制部，該控制部分別對第1高電位側開關元件以及第1低電位側開關元件、和第2高電位側開關元件以及第2低電位側開關元件進行控制，控制部具有：電壓指令運算器，該電壓指令運算器基于對交流旋轉電機的控制指令，運算對第1三相繞組的第1三相電壓指令、和對第2三相繞組的第2三相電壓指令，輸出運算出的第1三相電壓指令和第2三相電壓指令；偏置運算器，該偏置運算器通過將直流電壓以下的值的第1偏置電壓加至由電壓指令運算器輸入的第1三相電壓指令的各電壓指令，從而運算施加至第1三相繞組的第1三相施加電壓，輸出運算出的第1三相施加電壓，并且通過將直流電壓以下的值的第2偏置電壓加至由電壓指令運算器輸入的第2三相電壓指令的各電壓指令，從而運算施加至第2三相繞組的第2三相施加電壓，輸出運算出的第2三相施加電壓；以及開關信號發(fā)生器，該開關信號發(fā)生器將由偏置運算器輸入的第1三相施加電壓與第1載波信號進行比較，從而向第1高電位側開關元件以及第1低電位側開關元件輸出第1開關信號，并且將由偏置運算器輸入的第2三相施加電壓與第2載波信號進行比較，從而向第2高電位側開關元件以及第2低電位側開關元件輸出第2開關信號，該第2載波信號與第1載波信號具有相同載波周期且與第1載波信號具有180度相位差，第1功率轉換器依照由開關信號發(fā)生器輸入的第1開關信號，控制第1高電位側開關元件以及第1低電位側開關元件，從而向第1三相繞組施加轉換后的第1交流電壓，第2功率轉換器依照由開關信號發(fā)生器輸入的第2開關信號，控制第2高電位側開關元件以及第2低電位側開關元件，從而向第2三相繞組施加轉換后的第2交流電壓，在將由第1功率轉換器輸出轉換后的第1交流電壓時的各相的輸出電壓構成的矢量設為第1電壓矢量，將流入第1功率轉換器的第1母線電流成為0時的第1電壓矢量設為零矢量，將流入第1功率轉換器的第1母線電流不為0時的第1電壓矢量設為有效矢量，將由第2功率轉換器輸出轉換后的第2交流電壓時的各相的輸出電壓構成的矢量設為第2電壓矢量，將流入第2功率轉換器的第2母線電流成為0時的第2電壓矢量設為零矢量，將流入第2功率轉換器的第2母線電流不為0時的第2電壓矢量設為有效矢量時，設定第1偏置電壓和第2偏置電壓，使第1功率轉換器以及第2功率轉換器的一方輸出有效矢量，另一方輸出零矢量的期間在第1載波信號和第2載波信號的載波周期中產生。

發(fā)明效果

根據(jù)本發(fā)明，設定第1偏置電壓和第2偏置電壓，使第1功率轉換器以及第2功率轉換器的一方輸出有效矢量、另一方輸出零矢量的期間，在第1載波信號和第2載波信號的載波周期中產生。從而，能獲得如下功率裝換裝置，該功率裝換裝置能維持降低振動和噪聲的效果，并且能進一步使電容器的波紋電流降低。

附圖說明

圖1是表示本發(fā)明的實施方式1的功率轉換裝置的整體的結構圖。

圖2是表示本發(fā)明的實施方式1的電壓指令運算器輸出的第1三相電壓指令以及第2三相電壓指令的說明圖。

圖3是表示本發(fā)明的實施方式1的偏置運算器輸出的第1三相施加電壓以及第2三相施加電壓的說明圖。

圖4是表示本發(fā)明的實施方式1的開關信號發(fā)生器輸出的第1開關信號的說明圖。

圖5是表示本發(fā)明的實施方式1的開關信號發(fā)生器輸出的第2開關信號的說明圖。

圖6是用于說明本發(fā)明的實施方式1中第1開關信號、第1電壓矢量、以及第1母線電流的關系的說明圖。

圖7是用于說明本發(fā)明的實施方式1中第2開關信號、第2電壓矢量、以及第2母線電流的關系的說明圖。

圖8是表示本發(fā)明的實施方式1中，第1載波信號、第2載波信號、第1三相施加電壓、第2三相施加電壓、第1母線電流、第2母線電流、以及母線電流和的關系的說明圖。

圖9是用于與圖8進行比較的說明圖。

圖10是表示本發(fā)明的實施方式1中，直流電源的輸出電流即直流電流、平滑電容器的輸出電流即波紋電流、以及母線電流和的關系的說明圖。

圖11是用于與圖10進行比較的說明圖。

圖12是表示本發(fā)明的實施方式2的偏置運算器輸出的第1三相施加電壓以及第2三相施加電壓的說明圖。

圖13是表示本發(fā)明的實施方式2中，第1載波信號、第2載波信號、第1三相施加電壓、第2三相施加電壓、第1母線電流、第2母線電流、以及母線電流和的關系的說明圖。

圖14是表示本發(fā)明的實施方式2中，平滑電容器的波紋電流相對于第1偏置電壓以及第2偏置電壓的變化的說明圖。

圖15是表示本發(fā)明的實施方式3的偏置運算器輸出的第1三相施加電壓以及第2三相施加電壓的說明圖。

圖16是表示本發(fā)明的實施方式4的電壓指令運算器輸出的第1三相電壓指令和偏置運算器輸出的第1三相施加電壓的說明圖。

圖17是表示本發(fā)明的實施方式5的功率轉換裝置的整體的結構圖。

圖18是表示本發(fā)明的實施方式5中，通過第1電流測器檢測出的第1三相電流、偏置運算器輸出的第1三相施加電壓的說明圖。

圖19是表示本發(fā)明的實施方式5中，通過第1電流測器檢測出的第1三相電流、偏置運算器輸出的第2三相施加電壓的說明圖。

圖20是表示本發(fā)明的實施方式6的功率轉換裝置的整體的結構圖。

圖21是用于說明本發(fā)明的實施方式6中，偏置運算器變更第1偏置電壓以及第2偏置電壓的情況的說明圖。

具體實施方式

以下，利用附圖對本發(fā)明的功率轉換裝置的優(yōu)選實施方式進行說明。在附圖的說明中，對相同部分或相當部分標注相同的標號，并省略重復說明。

實施方式1

圖1是表示本發(fā)明的實施方式1的功率轉換裝置的整體的結構圖。圖1中也一并圖示了與本實施方式1的功率轉換裝置相連接的、交流旋轉電機1以及直流電源2。

如圖1所示，本實施方式1的功率轉換裝置包括平滑電容器3、第1功率轉換器4a、第2功率轉換器4b、以及控制部5。

交流旋轉電機1是三相交流旋轉電機，具有由u相繞組u1、v相繞組v1以及w相繞組w1構成的第1三相繞組，以及由u相繞組u2、v相繞組v2以及w相繞組w2構成的第2三相繞組。此外，交流旋轉電機1中，第1三相繞組以及第2三相繞組不進行電連接而收納至定子中。

此外，作為交流旋轉電機1的具體例，例舉了永磁體同步旋轉電機、感應式旋轉電機或同步磁阻旋轉電機等。并且，只要是具有兩個三相繞組的交流旋轉電機，則對任何種類的交流旋轉電機均可適用本發(fā)明。

直流電源2向第1功率轉換器4a以及第2功率轉換器4b輸出直流電壓vdc。此外，直流電源2包含例如電池、dc-dc轉換器、二極管整流器以及pwm整流器等輸出直流電壓的全部設備。

為了抑制母線電流的變動，實現(xiàn)穩(wěn)定的直流電流，平滑電容器3以與直流電源2并聯(lián)連接的狀態(tài)設置。此外，對于平滑電容器3，圖1中未詳細圖示，但除了真正的電容容量c以外存在等效串聯(lián)電阻rc和引線電感l(wèi)c。

第1功率轉換器4a具有反向轉換電路(即逆變器)。具體而言，第1功率轉換器4a具有由開關元件sup1、svp1以及swp1構成的第1高電位側開關元件、以及由開關元件sun1、svn1以及swn1構成的第1低電位側開關元件。

此外，作為第1高電位側開關元件以及第1低電位側開關元件的具體例，例舉有將igbt、雙極晶體管或mos雙極晶體管等半導體開關與二極管反向并聯(lián)連接的元件。

第1功率轉換器4a依據(jù)由控制部5輸入的第1開關信號，將第1高電位側開關元件以及第1低電位側開關元件切換控制為導通或斷開，從而將由直流電源2輸入的直流電壓vdc轉換至交流電壓。此外，第1功率轉換器4a通過將轉換后的電壓施加至第1三相繞組，從而使第1三相電流流過第1三相繞組。此外，第1三相電流由u相電流iu1、v相電流iv1以及w相電流iw1構成。

這里，第1開關信號由開關信號qup1～qwn1(即開關信號qup1、qun1、qvp1、qvn1、qwp1以及qwn1)構成。開關信號qup1、qvp1以及qwp1是用于將開關元件sup1、svp1以及swp1分別切換為導通或斷開的開關信號。開關信號qun1、qvn1以及qwn1是用于將開關元件sun1、svn1以及swn1分別切換為導通或斷開的開關信號。

之后，開關信號qup1～qwn1在值為“1”的情況下，輸出用于使對應的開關元件導通的信號，在值為“0”的情況下輸出用于使對應的開關元件斷開的信號。

第2功率轉換器4b具有反向轉換電路(即逆變器)。具體而言，第2功率轉換器4b具有由開關元件sup2、svp2以及swp2構成的第2高電位側開關元件、以及由開關元件sun2、svn2以及swn2構成的第2低電位側開關元件。

此外，作為第2高電位側開關元件以及第2低電位側開關元件的具體例，例舉有將igbt、雙極晶體管或mos雙極晶體管等半導體開關與二極管反向并聯(lián)連接的元件。

第2功率轉換器4b依據(jù)由控制部5輸入的第2開關信號，將第2高電位側開關元件以及第2低電位側開關元件切換控制為導通或斷開，從而將由直流電源2輸入的直流電壓vdc轉換至交流電壓。此外，第2功率轉換器4b通過將轉換后的電壓施加至第2三相繞組，從而使第2三相電流流過第2三相繞組。此外，第2三相電流由u相電流iu2、v相電流iv2以及w相電流iw2構成。

這里，第2開關信號由開關信號qup2～qwn2(即開關信號qup2、qun2、qvp2、qvn2、qwp2以及qwn2)構成。開關信號qup2、qvp2以及qwp2是用于將開關元件sup2、svp2以及swp2分別切換為導通或斷開的開關信號。開關信號qun2、qvn2以及qwn2是用于將開關元件sun2、svn2以及swn2分別切換為導通或斷開的開關信號。

之后，開關信號qup2～qwn2在值為“1”的情況下，輸出用于使對應的開關元件導通的信號，在值為“0”的情況下輸出用于使對應的開關元件斷開的信號。

接著，除了圖1之外，還參照圖2～圖5對控制部5進行說明。圖2是表示本發(fā)明的實施方式1的電壓指令運算器6輸出的第1三相電壓指令以及第2三相電壓指令的說明圖。圖3是表示本發(fā)明的實施方式1的偏置運算器7輸出的第1三相施加電壓以及第2三相施加電壓的說明圖。圖4是表示本發(fā)明的實施方式1的開關信號發(fā)生器8輸出的第1開關信號的說明圖。圖5是表示本發(fā)明的實施方式1的開關信號發(fā)生器8輸出的第2開關信號的說明圖。

如圖1所示，控制部5具有電壓指令運算器6、包含第1偏置運算器7a和第2偏置運算器7b的偏置運算器7、以及開關信號發(fā)生器8。

電壓指令運算器6基于所輸入的對交流旋轉電機1的控制指令運算對第1三相繞組的第1三相電壓指令和對第2三相繞組的第2三相電壓指令，以作為為了驅動交流旋轉電機1而用于向第1三相繞組以及第2三相繞組施加電壓的電壓指令。此外，電壓指令運算器6向第1偏置運算器7a輸出運算出的第1三相電壓指令，向第2偏置運算器7b輸出運算出的第2三相電壓指令。

此外，第1三相電壓指令由u相電壓指令vu1、v相電壓指令vv1以及w相電壓指令vw1構成。此外，第2三相電壓指令由u相電壓指令vu2、v相電壓指令vv2以及w相電壓指令vw2構成。

這里，作為電壓指令運算器6所進行的第1三相電壓指令以及第2三相電壓指令的具體的運算方法是公知常識，因此省略詳細說明，例如例舉有如下例子。

作為一個例子，例舉如下方法：在設定了交流旋轉電機1的頻率指令f的基礎上，決定第1三相電壓指令以及第2三相電壓指令的振幅來作為輸入至電壓指令運算器6的對交流旋轉電機1的控制指令。即，電壓指令運算器6利用v/f控制運算第1三相電壓指令以及第2三相電壓指令。

此外，v/f控制是前饋控制。由此，在電壓指令運算器6利用v/f控制運算第1三相電壓指令以及第2三相電壓指令的情況下，不需要與第1三相電流以及第2三相電流相關的信息。由此，該情況下，不需要將與第1三相電流和第2三相電流相關的信息輸入電壓指令運算器6。

作為另一例，設置有檢測第1三相電流以及第2三相電流的電流檢測器，設定對交流旋轉電機1的電流指令來作為輸入至電壓指令運算器6的對交流旋轉電機1的控制指令。該情況下，電壓指令運算器6通過比例積分控制運算第1三相電壓指令，使設定的電流指令和通過電流檢測器檢測到的第1三相電流的偏差為零。電壓指令運算器6通過比例積分控制運算第2三相電壓指令，使設定的電流指令和通過電流檢測器檢測到的第2三相電流的偏差為零。即，電壓指令運算器6利用電流反饋控制運算第1三相電壓指令以及第2三相電壓指令。

圖2的上部示出了第1三相電壓指令的各電壓指令的波形，圖2的下部示出了第2三相電壓指令的各電壓指令的波形。圖2中，橫軸表示電壓相位θv[deg]，縱軸表示以直流電壓vdc的倍數(shù)來表示的電壓值。圖2中，第1三相電壓指令以及第2三相電壓指令是平衡三相交流電壓。

如圖2所示，第1三相電壓指令的各電壓指令和第2三相電壓指令的各電壓指令是以0為基準的正弦波波形。第1三相電壓指令的各電壓指令的平均值即電壓指令平均vave1和第2三相電壓指令的各電壓指令的平均值即電壓指令平均vave2均為0。

電壓指令平均vave1和電壓指令平均vave2通過下式來表示。

vave1＝(vu1+vv1+vw1)/3

vave2＝(vu2+vv2+vw2)/3

第1偏置運算器7a通過對由電壓指令運算器6輸入的第1三相電壓指令的各電壓指令均等地加上第1偏置電壓voffset1，從而運算施加至第1三相繞組的第1三相施加電壓。進而，第1偏置運算器7a向開關信號發(fā)生器8輸出運算出的第1三相施加電壓。此外，第1三相施加電壓由u相施加電壓vu1’、v相施加電壓vv1’以及w相施加電壓vw1’構成。

第2偏置運算器7b通過對由電壓指令運算器6輸入的第2三相電壓指令的各電壓指令均等地加上第2偏置電壓voffset2，從而運算施加至第2三相繞組的第2三相施加電壓。進而，第2偏置運算器7b向開關信號發(fā)生器8輸出運算出的第2三相施加電壓。此外，第2三相施加電壓由u相施加電壓vu2’、v相施加電壓vv2’以及w相施加電壓vw2’構成。

圖3的上部示出了第1三相施加電壓的各施加電壓的波形，圖3的下部示出了第2三相施加電壓的各施加電壓的波形。圖3中，橫軸表示電壓相位θv[deg]，縱軸表示以直流電壓vdc的倍數(shù)來表示的電壓值。

如圖3所示，第1三相施加電壓的各施加電壓的平均值即施加電壓平均vave1’等于第1偏置電壓offset1。同樣地，第2三相施加電壓的各施加電壓的平均值即施加電壓平均vave2’等于第2偏置電壓offset2。

第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2用下式來表示。

voffset1

＝vave1’＝(vu1’+vv1’+vw1’)/3

voffset2

＝vave2’＝(vu2’+vv2’+vw2’)/3

如圖3所示，第1偏置電壓voffset1被設定為至少在電角度一周期中，達到小于直流電壓vdc的50％的值。這里，作為具體例，設第1偏置電壓voffset1為0.4vdc。

第2偏置電壓voffset2被設定為至少在電角度一周期中，達到直流電壓vdc的50％的值。即，如圖3所示，第2偏置電壓voffset2為0.5vdc。

如圖2所示，由于第1三相電壓指令以及第2三相電壓指令的變動范圍為-0.1vdc以上0.1vdc以下，因此由圖3可知，第1三相施加電壓的變動范圍為0.3vdc以上0.5vdc以下，第2三相施加電壓的變動范圍為0.4vdc以上0.6vdc以下。

開關信號發(fā)生器8通過對由第1偏置運算器7a輸入的第1三相施加電壓與第1載波信號c1進行比較，從而分別向第1高電位側開關元件以及第1低電位側開關元件輸出第1開關信號。即，開關信號發(fā)生器8依照第1三相施加電壓的各施加電壓，輸出開關信號qup1～qwn1。

開關信號發(fā)生器8通過對由第2偏置運算器7b輸入的第2三相施加電壓與第2載波信號c2進行比較，從而分別向第2高電位側開關元件以及第2低電位側開關元件輸出第2開關信號，所述第2載波信號c2相對于第1載波信號c1具有180°的相位差。即，開關信號發(fā)生器8依照第2三相施加電壓的各施加電壓，輸出開關信號qup2～qwn2。

此外，第1載波信號c1的最大值被設定為大于第1三相施加電壓的變動范圍內的值，第1載波信號的最小值被設定為小于第1三相施加電壓的變動范圍內的值。同樣地，第2載波信號c2的最大值被設定為大于第2三相施加電壓的變動范圍內的值，第2載波信號的最小值被設定為小于第2三相施加電壓的變動范圍內的值。

圖4中分別示出了第1載波信號c1、第1三相施加電壓、開關信號qup1～qwn1的波形。

如圖4所示，第1載波信號c1為載波周期tc的三角波，在時刻t1以及時刻t3，電壓值達到最小值(這里為0)，在位于時刻t1和時刻t3中間的時刻t2，電壓值達到最大值(這里為vdc)。

開關信號發(fā)生器8對第1三相施加電壓的各施加電壓與第1載波信號c1進行比較，根據(jù)比較結果，輸出開關信號qup1～qwn1。

具體而言，開關信號發(fā)生器8在u相施加電壓vu1’大于第1載波信號c1的范圍中，輸出“qup1＝1且qun1＝0”作為對u相施加電壓vu1’和第1載波信號c1進行比較后的結果，在u相施加電壓vu1’小于等于第1載波信號c1的范圍中，輸出“qup1＝0且qun1＝1”作為對u相施加電壓vu1’和第1載波信號c1進行比較后的結果。

同樣地，開關信號發(fā)生器8在v相施加電壓vv1’大于第1載波信號c1的范圍中，輸出“qvp1＝1且qvn1＝0”作為對v相施加電壓vv1’和第1載波信號c1進行比較后的結果，在v相施加電壓vv1’小于等于第1載波信號c1的范圍中，輸出“qvp1＝0且qvn1＝1”作為對v相施加電壓vv1’和第1載波信號c1進行比較后的結果。

同樣地，開關信號發(fā)生器8在w相施加電壓vw1’大于第1載波信號c1的范圍中，輸出“qwp1＝1且qwn1＝0”作為對w相施加電壓vw1’和第1載波信號c1進行比較后的結果，在w相施加電壓vw1’小于等于第1載波信號c1的范圍中，輸出“qwp1＝0且qwn1＝1”作為對w相施加電壓vw1’和第1載波信號c1進行比較后的結果。

圖5中分別示出了第2載波信號c2、第2三相施加電壓、開關信號qup2～qwn2的波形。

如圖5所示，第2載波信號c2為載波周期tc的三角波，在時刻t1以及時刻t3，電壓值達到最大值(這里為vdc)，在位于時刻t1和時刻t3中間的時刻t2，電壓值達到最小值(這里為0)。此外，在以360°表示載波周期tc的情況下，第2載波信號c2與第1載波信號c1具有180°的相位差。

開關信號發(fā)生器8對第2三相施加電壓的各施加電壓與第2載波信號c2進行比較，根據(jù)比較結果，輸出開關信號qup2～qwn2。

具體而言，開關信號發(fā)生器8在u相施加電壓vu2’大于第2載波信號c2的范圍中，輸出“qup2＝1且qun2＝0”作為對u相施加電壓vu2’和第2載波信號c2進行比較后的結果，在u相施加電壓vu2’小于等于第2載波信號c2的范圍中，輸出“qup2＝0且qun2＝1”作為對u相施加電壓vu2’和第2載波信號c2進行比較后的結果。同樣地，開關信號發(fā)生器8在v相施加電壓vv2’大于第2載波信號c2的范圍中，輸出“qvp2＝1且qvn2＝0”作為對v相施加電壓vv2’和第2載波信號c2進行比較后的結果，在v相施加電壓vv2’小于等于第2載波信號c2的范圍中，輸出“qvp2＝0且qvn2＝1”作為對v相施加電壓vv2’和第2載波信號c2進行比較后的結果。

同樣地，開關信號發(fā)生器8在w相施加電壓vw2’大于第2載波信號c2的范圍中，輸出“qwp2＝1且qwn2＝0”作為對w相施加電壓vw2’和第2載波信號c2進行比較后的結果，在w相施加電壓vw2’小于等于第2載波信號c2的范圍中，輸出“qwp2＝0且qwn2＝1”作為對w相施加電壓vw2’和第2載波信號c2進行比較后的結果。

接著，參照圖6對開關信號qup1～qwn1、第1功率轉換器4a輸出的第1電壓矢量、以及流入第1功率轉換器4a的第1母線電流iinv1(圖1中圖示)的關系進行說明。圖6是用于說明本發(fā)明的實施方式1中第1開關信號、第1電壓矢量、以及第1母線電流iinv1的關系的說明圖。

此外，該圖6所示的關系是公知的，因此在這里省略詳細的說明。第1電壓矢量的角標(1)是為了表示第1電壓矢量而記載的，為了區(qū)別于后述的第2電壓矢量而記載。

圖6中，在依照開關信號qup1～qwn1的各值使第1電壓矢量成為v0(1)以及v7(1)的情況下，第1母線電流iinv1成為0。這里，將v0(1)以及v7(1)這樣的使第1母線電流iinv1成為0的電壓矢量稱為“零矢量”。像這樣，在第1電壓矢量成為零矢量的情況下，第1母線電流iinv1成為0。

圖6中，在第1電壓矢量成為零矢量即v0(1)以及v7(1)以外的v1(1)～v6(1)的情況下，第1母線電流iinv1不為0。這里，將v1(1)～v6(1)這樣的使第1母線電流iinv1不為0的電壓矢量稱為“有效矢量”。像這樣，在第1電壓矢量成為有效矢量的情況下，第1母線電流iinv1不為0。

如圖6所示，在第1電壓矢量成為有效矢量的情況下，第1母線電流iinv1成為與第1三相電流的各電流中的一個電流相等的值，或成為將其中一個電流的符號反轉后的值。該情況下，只要該一個電流不為0，則第1母線電流iinv1不為0。

像這樣，將第1功率轉換器4a輸出轉換后的交流電壓時的由各相的輸出電壓構成的矢量設為第1電壓矢量，將流入第1功率轉換器4a的第1母線電流成為0時的第1電壓矢量設為零矢量，將流入第1功率轉換器的第1母線電流不為0時的第1電壓矢量設為有效矢量。

接著，參照圖7對開關信號qup2～qwn2、第2功率轉換器4b輸出的第2電壓矢量、以及流入第2功率轉換器4b的第2母線電流iinv2(之前的圖1中圖示)的關系進行說明。圖7是用于說明本發(fā)明的實施方式1中第2開關信號、第2電壓矢量、以及第2母線電流iinv2的關系的說明圖。

此外，該圖7所示的關系是公知的，因此在這里省略詳細的說明。第2電壓矢量的角標(2)是為了表示第2電壓矢量而記載的，為了區(qū)別于第1電壓矢量而記載。

圖7中，在依照開關信號qup2～qwn2的各值使第2電壓矢量成為v0(2)以及v7(2)的情況下，第2母線電流iinv2成為0。這里，也將v0(2)以及v7(2)這樣的使第2母線電流iinv2成為0的電壓矢量與上述同樣地稱為“零矢量”。像這樣，在第2電壓矢量成為零矢量的情況下，第2母線電流iinv2成為0。

圖7中，在第2電壓矢量成為零矢量即v0(2)以及v7(2)以外的v1(2)～v6(2)的情況下，第2母線電流iinv2不為0。這里，也將v1(2)～v6(2)這樣的使第2母線電流iinv2不為0的電壓矢量與上述同樣地稱為“有效矢量”。像這樣，在第2電壓矢量成為有效矢量的情況下，第2母線電流iinv2不為0。

如圖7所示，在第2電壓矢量成為有效矢量的情況下，第2母線電流iinv2成為與第2三相電流的各電流中的一個電流相等的值，或成為將其中一個電流的符號反轉后的值。該情況下，只要該一個電流不為0，則第2母線電流iinv2不為0。

像這樣，將第2功率轉換器4b輸出轉換后的交流電壓時的由各相的輸出電壓構成的矢量設為第2電壓矢量，將流入第2功率轉換器的第2母線電流成為0時的第2電壓矢量設為零矢量，將流入第2功率轉換器的第2母線電流不為0時的第2電壓矢量設為有效矢量。

接著，參照圖8以及圖9對第1載波信號c1、第2載波信號c2、第1三相施加電壓、第2三相施加電壓、第1母線電流iinv1、第2母線電流iinv2、以及作為第1母線電流iinv1與第2母線電流iinv2的和的母線電流和iinv_sum的關系進行說明。

圖8是表示本發(fā)明的實施方式1中，第1載波信號c1、第2載波信號c2、第1三相施加電壓、第2三相施加電壓、第1母線電流iinv1、第2母線電流iinv2、以及母線電流和iinv_sum的關系的說明圖。圖9是用于與圖8進行比較的說明圖。

此外，圖8以及圖9中圖示出了之前的圖3中以[1]表示的瞬間的各參數(shù)的關系。

圖9中作為比較例，圖示出了將第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2一并設定為0.5vdc的情況下的各參數(shù)的關系。此外，“將第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2一并設定為0.5vdc”與專利文獻1中的“進行操作使中性點電壓成為施加至電容器的電容器電壓的一半”等效。

此外，在載波周期tc中，圖8中vv1’＝0.5vdc、vu1’＝vw1’＝0.35vdc，vv2’＝0.6vdc、vu2’＝vw2’＝0.45vdc。

另一方面，在載波周期tc中，圖9中vv1’＝0.6vdc、vu1’＝vw1’＝0.45vdc，同樣地vv2’＝0.6vdc、vu2’＝vw2’＝0.45vdc。

這里，在說明圖8以及圖9時，為了區(qū)別第1功率轉換器4a輸出的第1電壓矢量的種類和第2功率轉換器4b輸出的第2電壓矢量的種類的組合，定義為下述模式＜1＞～＜4＞。

＜1＞：

第1功率轉換器4a以及第2功率轉換器4b均輸出零矢量。

＜2＞：

第1功率轉換器4a輸出有效矢量，第2功率轉換器4b輸出零矢量。

＜3＞：

第1功率轉換器4a輸出零矢量，第2功率轉換器4b輸出有效矢量。

＜4＞：

第1功率轉換器4a以及第2功率轉換器4b均輸出有效矢量。

接著，比較圖8和圖9對實施方式1的功率轉換裝置的效果進行說明。此外，圖中被圓圈包圍的數(shù)字1～4與模式＜1＞～＜4＞對應。

圖9中，通過設定為voffset1＝voffset2＝0.5vdc，從而第1三相施加電壓、第2三相施加電壓在各相中一致。即，vu1’＝vu2’、vv1’＝vv2’、vw1’＝vw2’。由此，如圖9所示，重復母線電流和iinv＿sum成為0的＜1＞模式、和母線電流和iinv＿sum成為iv1+iv2的＜4＞模式。

與此相對，圖8中設定為voffset1＝0.4vdc、voffset2＝0.5vdc。通過像這樣進行設定，如圖8所示，與第2功率轉換器4b輸出有效矢量的期間相比，第1功率轉換器4a輸出有效矢量的期間在時刻t1到時刻t2的期間中，向時刻t1側偏移，在時刻t2到時刻t3的期間中，向時刻t3側偏移。

從而，如圖9所示，在載波周期tc的期間，母線電流和iinv＿sum成為(iv1+iv2)/2的＜2＞模式、和母線電流和iinv＿sum成為(iv1+iv2)/2的＜3＞模式分別發(fā)生兩次，結果減少了成為＜4＞模式的期間。

接著，參照圖10以及圖11，對直流電源2的直流電流ib、平滑電容器3的波紋電流ic、以及母線電流和iinv＿sum的關系進行說明。圖10是表示本發(fā)明的實施方式1中，直流電源2的輸出電流即直流電流ib、平滑電容器3的輸出電流即波紋電流ic、以及母線電流和iinv＿sum的關系的說明圖。圖11是用于與圖10進行比較的說明圖。

此外，圖10中圖示出了圖8所示的母線電流和iinv＿sum，圖11中圖示出了圖9所示的母線電流和iinv＿sum。

這里，由之前的圖1可知，直流電源ib、波紋電流ic、以及母線電流和iinv＿sum的關系由下式來表示。

iinv_sum＝iinv1+iinv2＝ib+ic

此外，若將直流電流ib設為固定值idc，則通過將上式進行變形，使波紋電流ic由下式來表示。

ic＝iinv1+iinv2-idc

相對于圖11，圖10中成為＜4＞模式的期間有所減少，因此輸出波紋電流ic的峰值(即iv1+iv2-idc)的期間有所減少。此外，圖10中，伴隨著存在有成為＜2＞模式以及＜3＞模式的期間，成為＜4＞模式的期間有所減少，進一步地，成為＜1＞模式的期間也一并有所減少。由此，能進一步降低平滑電容器3的波紋電流ic。

像這樣，本實施方式1中，在載波周期tc中，設定第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2，使得產生成為＜2＞模式以及＜3＞模式的期間，從而減少成為＜4＞模式的期間。

具體而言，本實施方式1中，第1偏置電壓voffset1被設定為小于0.5vdc，第2偏置電壓voffset2被設定為0.5vdc。由此，第1功率轉換器4a以及第2功率轉換器4b的一個輸出有效矢量，另一個輸出零矢量的期間發(fā)生在載波周期tc。

本實施方式1中，在第1偏置電壓voffset1被設定為大于0.5vdc，第2偏置電壓voffset2被設定為0.5vdc的情況下也能獲得相同的效果。

本實施方式1中，在第1偏置電壓voffset1被設定為0.5vdc，第2偏置電壓voffset2被設定為大于0.5vdc、或小于0.5vdc的情況下也能獲得相同的效果。

進而，本實施方式1中對第1偏置電壓voffset1被設定為0.4vdc的情況進行了說明，但將第1偏置電壓voffset1設定為小于0.4vdc的值，從而能進一步降低成為＜4＞模式的期間，若到達某值，則成為＜4＞模式的期間不在載波周期tc發(fā)生。

像這樣，通過設定第一偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2，使第1功率轉換器4a以及第2功率轉換器4a均輸出有效矢量的期間不在載波周期tc發(fā)生，從而能進一步降低波紋電流ic。

根據(jù)本實施方式1，設定第1偏置電壓和第2偏置電壓，使第1功率轉換器以及第2功率轉換器的一方輸出有效矢量、且另一方輸出零矢量的期間在第1載波信號和第2載波信號的載波周期中產生。

具體而言，設定為使第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2的一方成為直流電壓的50％的值，另一方成為大于直流電壓的50％的值或小于直流電壓的50％的值。

由此，能維持降低振動和噪聲的效果，并且使第一功率轉換器以及第2功率轉換器的一方輸出有效矢量，另一方輸出零矢量，從而能進一步降低平滑電容器的波紋電流。

實施方式2.

之前的實施方式1中，對設定為使第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2的一方成為0.5vdc，另一方為大于0.5vdc的值或小于0.5vdc的值的情況進行了說明。相對于此，本發(fā)明的實施方式2中，對設定為使第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2均為大于0.5vdc的值或均為小于0.5vdc的值的情況進行了說明。

本實施方式2中，省略了與之前的實施方式1的相同點的說明，以與之前的實施方式1的不同點為中心進行說明。

這里，例示出第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2分別被設定為小于0.5vdc的值，且彼此相等的情況。作為具體例，將第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2分別設為0.45vdc。

接著，參照圖12對設定為使第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2分別為0.45vdc的情況下，偏置運算器7輸出的第1三相施加電壓以及第2三相施加電壓進行說明。圖12是表示本發(fā)明的實施方式2的偏置運算器7輸出的第1三相施加電壓以及第2三相施加電壓的說明圖。

圖12的上部示出了第1三相施加電壓的各施加電壓的波形。圖12的下部示出了第2三相施加電壓的各施加電壓的波形。第1三相電壓指令以及第2三相電壓指令與之前的實施方式1相同。

由于第1三相電壓指令以及第2三相電壓指令的變動范圍為-0.1vdc以上0.1vdc以下，因此由圖12可知，第1三相施加電壓的變動范圍為0.35vdc以上0.55vdc以下，第2三相施加電壓的變動范圍為0.35vdc以上0.55vdc以下。

接著，參照圖13對第1載波信號c1、第2載波信號c2、第1三相施加電壓、第2三相施加電壓、第1母線電流iinv1、第2母線電流iinv2、以及母線電流和iinv＿sum的關系進行說明。圖13是表示本發(fā)明的實施方式2中，第1載波信號c1、第2載波信號c2、第1三相施加電壓、第2三相施加電壓、第1母線電流流iinv1、第2母線電流iinv2、以及母線電流和iinv_sum的關系的說明圖。此外，圖13中圖示出了之前的圖12中以[1]表示的瞬間的、各參數(shù)的關系。

由圖13可知，與之前的圖8同樣地，與第2功率轉換器4b輸出有效矢量的期間相比，第1功率轉換器4a輸出有效矢量的期間在時刻t1到時刻t2的期間中，向時刻t1側偏移，在時刻t2到時刻t3的期間中，向時刻t3側偏移。

因此，如圖13所示，在載波周期tc的期間，母線電流和iinv＿sum成為(iv1+iv2)/2的＜2＞模式、和母線電流和iinv＿sum成為(iv1+iv2)/2的＜3＞模式分別發(fā)生兩次。結果，成為＜1＞模式的期間和成為＜4＞模式的期間有所減少，因此與之前的實施方式1同樣地，能降低平滑電容器3的波紋電流ic。

此外，設定為使第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2互不相等，均為小于直流電壓vdc的50％的值的情況下也可獲得相同的效果。此外，設定為使第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2均為大于直流電壓vdc的50％的值的情況下也可獲得相同的效果。

接著邊與之前的實施方式1進行比較，邊參照圖14對本實施方式2所獲得的進一步的效果進行說明。圖14是表示本發(fā)明的實施方式2中，平滑電容器3的波紋電流ic相對于第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2的變化的說明圖。

此外，圖14中，示出了設定為使voffset1＝0.5vdc+δv，voffset2＝0.5vdc的情況下，相對于δv的波紋電流ic，作為與之前的實施方式1對應的情況1。

示出了設定為使voffset1＝0.5vdc+δv，voffset2＝0.5vdc+δv的情況下，相對于δv的波紋電流ic，作為與本實施方式2對應的情況2。

進而，針對相對于δv的各波紋電流ic，將δv＝0的情況下的波紋電流ic作為基準的100％，用相對值來表示。

由圖14可知，對于除去0以外的相同的δv，與情況1相比，情況2更能降低平滑電容器3的波紋電流ic。換言之，在情況1和情況2中使波紋電流ic減少為相同值的情況下，與情況1相比，情況2能使δv更小。

例如，在情況1和情況2中，使波紋電流ic減少到72％的情況下，由圖14可知，情況1中需要使δv＝±0.2vdc。與此相對，情況2中使δv＝±0.1vdc即可，因此在使波紋電流ic減少為相同值的情況下，與情況1相比，情況2能使δv更小。

這里，通過使δv向正方向或負方向增大，從降低波紋電流ic的觀點來看是有利的。然而，使δv向正方向或負方向增大，從而施加電壓平均vave1’以及施加電壓平均vave2’在正方向或負方向上偏離于0.5vdc。結果，對于第1功率轉換器4a以及第2功率轉換器4b分別在高電位側開關元件和低電位側開關元件之間產生不平衡這一點是不利的。

例如在情況1中，若δv向正方向增大，則第1偏置電壓voffset1變得大于0.5vdc。結果，第1三相施加電壓的各施加電壓向正方向偏移，因此施加電壓平均vave1’沿正方向偏離0.5vdc。

因此，第1功率轉換器4a中，第1高電位側開關元件的通電時間變得比第1低電位側開關元件的通電時間長，結果，第1高電位側開關元件的發(fā)熱變得比第1低電位側開關元件的發(fā)熱要大。該情況下，為了保護第1高電位側開關元件，例如需要限制電壓或電流等這樣對某一部分進行限制，因此交流旋轉電機1的轉矩或速度等被限制。

從而，若考慮第1高電位側開關元件的通電時間和第1低電位側開關元件的通電時間之間的平衡，則期望使δv盡可能接近0。若考慮該觀點，則情況2與情況1相比，在δv更接近0的狀態(tài)下，能降低波紋電流ic，因此是有利的。

如上文所述，根據(jù)本實施方式2，相對于之前的實施方式1，第1偏置電壓以及第2偏置電壓被設定為均大于直流電壓的50％的值，或均小于直流電壓的50％的值。

從而，能獲得與之前的實施方式1相同的效果，進而，分別在第1功率轉換器與第2功率轉換器中，改善高電位側開關元件的通電時間和低電位側開關元件的通電時間之間的不平衡，并且能降低平滑電容器的波紋電流。

實施方式3.

之前的實施方式1、2中，對第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2分別為固定值的情況進行了說明。與此相對，本發(fā)明的實施方式3中，對第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2分別切換為不同值的情況進行說明。

本實施方式3中，省略了與之前的實施方式1、2的相同點的說明，以與之前的實施方式1、2的不同點為中心進行說明。

這里，將設定為使第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2小于0.5vdc的狀態(tài)稱為第1設定狀態(tài)，將設定為使第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2大于0.5vdc的狀態(tài)稱為第2設定狀態(tài)。

此外，這里作為具體例，例示了如下情況：在第1設定狀態(tài)下，設定為使第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2為0.3vdc，在第2設定狀態(tài)下，設定為使第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2為0.7vdc。

此外，優(yōu)選地設定為使第1設定狀態(tài)中的第1偏置電壓voffset1與第2設定狀態(tài)中的第1偏置電壓voffset1的平均值為0.5vdc。同樣地，優(yōu)選地設定為使第1設定狀態(tài)中的第2偏置電壓voffset2與第2設定狀態(tài)中的第2偏置電壓voffset2的平均值為0.5vdc。

本實施方式3中，第一偏置運算器7a交替選擇第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)，利用選擇后的設定狀態(tài)下的第1偏置電壓voffset1，運算第1三相施加電壓。同樣地，第二偏置運算器7b交替選擇第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)，利用選擇后的設定狀態(tài)中的第2偏置電壓voffset2，運算第2三相施加電壓。

接著，參照圖15對第1偏置運算器7a以及第2偏置運算器7b分別交替選擇第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)的動作進行說明。圖15是表示本發(fā)明的實施方式3的偏置運算器7輸出的第1三相施加電壓以及第2三相施加電壓的說明圖。

圖15上部示出了第1三相施加電壓的各施加電壓的波形。圖15的下部示出了第2三相施加電壓的各施加電壓的波形。第1三相電壓指令以及第2三相電壓指令與之前的實施方式1相同。

如圖15所示，在期間t1中，第1設定狀態(tài)持續(xù)之后，從第1設定狀態(tài)切換為第2設定狀態(tài)，在期間t2，第2設定狀態(tài)持續(xù)之后，從第2設定狀態(tài)切換為第1設定狀態(tài)。

像這樣，第1偏置運算器7a和第2偏置運算器7b分別在預先設定的設定時刻交替選擇第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。此外，期間t1和期間t2優(yōu)選地設定為同一值，在這樣進行設定的情況下，每隔一定時間切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。

這里，例如在不從第1設定狀態(tài)切換至第2設定狀態(tài)，第1設定狀態(tài)持續(xù)的情況下，第1功率轉換器4a和第2功率轉換器4b中，高電位側開關元件的通電時間變得比低電位側開關元件的通電時間短，無法取得發(fā)熱的平衡。同樣地，例如在不從第1設定狀態(tài)切換至第2設定狀態(tài)，第2設定狀態(tài)持續(xù)的情況下，第1功率轉換器4a和第2功率轉換器4b中，高電位側開關元件的通電時間變得比低電位側開關元件的通電時間長，無法取得發(fā)熱的平衡。

然而。如圖15所示，通過交替進行第1設定狀態(tài)以及第2設定狀態(tài)的切換，從而在第1功率轉換器4a以及第2功率轉換器4b中，能改善高電位側開關元件和低電位側開關元件之間的發(fā)熱平衡。

對于期間t1以及期間t2，如下文所述，分別基于第1高電位側開關元件、第1低電位側開關元件、第2高電位側開關元件、第2低電位側開關元件的熱時間常數(shù)進行設定即可。

即，通過作為高電位側開關元件以及低電位側開關元件使用的開關元件的通電電流，來估計開關元件中的損耗(例如導通損耗、開關損耗等)。接著，能根據(jù)估計的損耗、熱阻來估計開關元件的上升溫度，因此基于該上升溫度設定期間t1以及期間t2即可。

如上文所述，根據(jù)本實施方式3，偏置運算器交替選擇第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)，利用選擇后的設定狀態(tài)中的第1偏置電壓和第2偏置電壓，運算第1三相施加電壓和第2三相施加電壓，所述第1設定狀態(tài)設定為使第1偏置電壓以及第2偏置電壓成為小于直流電壓的50％的值，所述第2設定狀態(tài)設定為使第1偏置電壓以及第2偏置電壓成為大于直流電壓的50％的值。

由此，能獲得與之前的實施方式1、2相同的效果，進而，分別在第1功率轉換器以及第2功率轉換器中能改善高電位側開關元件和低電位側開關元件之間的發(fā)熱平衡。

實施方式4.

之前的實施方式3中，對在預先設定的設定時刻、交替選擇第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)的情況進行了說明。與此相對，本發(fā)明的實施方式4中，對基于第1三相電壓指令或第2三相電壓指令來交替選擇第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)的情況進行說明。

本實施方式4中，省略了與之前的實施方式1～3的相同點的說明，以與之前的實施方式1～3的不同點為中心進行說明。

這里，按照從大到小的順序，將由電壓指令運算器6輸入至第1偏置運算器7a的第1三相電壓指令的各電壓指令設為第1最大相電壓指令vmax1、第1中間相電壓指令vmid1、第1最小相電壓指令vmin1。此外，按照從大到小的順序，將由電壓指令運算器6輸入第2偏置運算器7b的第2三相電壓指令的各電壓指令設為第2最大相電壓指令vmax2、第2中間相電壓指令vmid2、第2最小相電壓指令vmin2。

接著，參照圖16對第1偏置運算器7a以及第2偏置運算器7b分別基于第1三相電壓指令或第2三相電壓指令來交替選擇第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)的動作進行說明。圖16是表示本發(fā)明的實施方式4的電壓指令運算器6輸出的第1三相電壓指令和偏置運算器7輸出的第1三相施加電壓的說明圖。本實施方式4中，由于第1偏置運算器7a以及第2偏置運算器7b進行同樣的動作，因此省略第2偏置運算器7b的說明，對第1偏置運算器7a進行說明。

圖16的上部示出了第1三相電壓指令的各電壓指令的波形。圖16的下部示出了第1三相施加電壓的各施加電壓的波形。

此外，第2三相電壓指令的各電壓指令的波形與圖16的上部相同，第2三相施加電壓的各施加電壓的波形與圖16的下部相同。

第1偏置運算器7a將第1最大相電壓指令vmax1的絕對值和第1最小相電壓指令vmin1的絕對值進行比較，在第1最大相電壓指令vmax1的絕對值較大的情況下，選擇第1設定狀態(tài)，在第1最大相電壓指令vmax1的絕對值并非較大的情況下，選擇第2設定狀態(tài)。

如圖16所示，在電壓相位θv為0deg到30deg的范圍中，由于第1最大相電壓指令vmax1(＝vu1)的絕對值大于第1最小相電壓指令vmin1(＝vw1)的絕對值，因此選擇第1設定狀態(tài)。此外，在電壓相位θv為30deg到60deg的范圍中，由于第1最大相電壓指令vmax1(＝vu1)的絕對值不大于第1最小相電壓指令vmin1(＝vw1)的絕對值，因此選擇第2設定狀態(tài)。

像這樣，第1偏置運算器7a將第1最大相電壓指令vmax1的絕對值和第1最小相電壓指令vmin1的絕對值進行比較，依照比較結果，交替選擇第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。

這里，切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)的目的如之前的實施方式3所說明的那樣，分別在第1功率轉換器4a以及第2功率轉換器4b中，改善高電位側開關元件和低電位側開關元件之間的發(fā)熱平衡。像這樣的發(fā)熱平衡的問題，尤其在交流旋轉電機1接近零轉速的轉速下進行動作時產生。

在該情況下，由與交流旋轉電機1的速度成正比的感應電壓以及電樞反作用產生的電壓降幾乎為零，施加至第1三相繞組的電壓與第1三相繞組的繞組電阻中的電壓降幾乎相等。由此，流過第1三相繞組的第1三相電流與第1三相電壓指令成正比關系，流過第2三相繞組的第2三相電流與第2三相電壓指令成正比關系。

第1功率轉換器4a中，第1高電位側開關元件以及第1低電位側開關元件中發(fā)熱量最大的開關元件是與第1三相電流的各電流中絕對值最大的電流的相對應的開關元件。此外，絕對值最大的電流的相能利用第1三相電壓指令作為第1最大相電壓指令vmax1的絕對值和第1最小相電壓指令vmin1的絕對值中較大的一方的相來進行確定。

由此，在第1最大相電壓指令vmax1的絕對值大于第1最小相電壓指令vmin1的絕對值的情況下，通過選擇第1設定狀態(tài)，從而改善第1最大相電壓指令vmax1的相中，第1高電位側開關元件和第1低電位側開關元件之間的發(fā)熱平衡。

另一方面，在第1最大相電壓指令vmax1的絕對值不大于第1最小相電壓指令vmin1的絕對值的情況下，通過選擇第2設定狀態(tài)，從而改善第1最小相電壓指令vmin1的相中，第1高電位側開關元件和第1低電位側開關元件之間的發(fā)熱平衡。

此外，本實施方式4中，例示了基于第1最大相電壓指令vmax1的絕對值和第1最小相電壓指令vmin1的絕對值的大小關系，切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)的情況。然而，也可以基于第1最大相電壓指令vmax1和第1最小相電壓指令vmin1的和的符號，來切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。

該情況下，在第1最大相電壓指令vmax1和第1最小相電壓指令vmin1的和為正的情況下，選擇第1設定狀態(tài)，在該和不為正的情況下，選擇第2設定狀態(tài)。

在比較了第1最大相電壓指令vmax1的絕對值和第1最小相電壓指令vmin1的絕對值的情況下，第1最大相電壓指令vmax1的絕對值較大時，第1中間相電壓指令vmid1的符號為負，第1最大相電壓指令vmax1的絕對值不大時，第1中間相電壓指令vmid1的符號非負。

由此，也可以利用這樣的特性，基于第1中間相電壓指令vmid1的符號，切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。該情況下，在第1中間相電壓指令vmid1為負時，選擇第1設定狀態(tài)，在第1中間相電壓指令vmid1非負時，選擇第2設定狀態(tài)。

此外，與上文同樣地，也可以基于第2最大相電壓指令vmax2的絕對值和第2最小相電壓指令vmin1的絕對值的大小關系，切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。

也可以基于第2最大相電壓指令vmax2和第2最小相電壓指令vmin2的和的符號，來切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。

進而，也可以基于第2中間相電壓指令vmid2的符號，切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。

以上，根據(jù)本實施方式4，偏置運算器在第1最大相電壓指令的絕對值大于第1最小相電壓指令的絕對值的情況、在第2最大相電壓指令的絕對值大于第2最小相電壓指令的絕對值的情況、第1中間相電壓指令的符號為負的情況、或第2中間相電壓指令的符號為負的情況下，選擇第1設定狀態(tài)。此外，偏置運算器在第1最大相電壓指令的絕對值不大于第1最小相電壓指令的絕對值的情況、在第2最大相電壓指令的絕對值不大于第2最小相電壓指令的絕對值的情況、第1中間相電壓指令的符號非負的情況、或第2中間相電壓指令的符號非負的情況下，選擇第2設定狀態(tài)。由此，也能夠得到與之前的實施方式3相同的效果。

實施方式5.

之前的實施方式4中，對基于第1三相電壓指令或第2三相電壓指令，交替選擇第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)的情況進行了說明。與此相對，本發(fā)明的實施方式5中，對基于作為電流檢測值的第1三相電流或第2三相電流，交替選擇第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)的情況進行說明。

本實施方式5中，省略了與之前的實施方式1～4的相同點的說明，以與之前的實施方式1～4的不同點為中心進行說明。

圖17是表示本發(fā)明的實施方式5的功率轉換裝置的整體的結構圖。如圖17所示，本實施方式5的功率轉換裝置包括平滑電容器3、第1功率轉換器4a、第2功率轉換器4b、控制部5、第1電流檢測器9a以及第2電流檢測器9b。

第1電流檢測器9a檢測流過第1三相繞組的第1三相電流的各電流。此外，作為第1電流檢測器9a的具體的結構，將分流電阻或電流互感器(即ct)等電流傳感器與第1低電位側開關元件的各開關元件串聯(lián)連接。

第2電流檢測器9b檢測流過第2三相繞組的第2三相電流的各電流。此外，作為第2電流檢測器9b的具體的結構，將分流電阻或電流互感器(即ct)等電流傳感器與第2低電位側開關元件的各開關元件串聯(lián)連接。

偏置運算器7輸入由第1電流檢測器9a檢測到的第1三相電流、和由第1電流檢測器9b檢測到的第2三相電流。

這里，按照從大到小的順序，將由第1電流檢測器9a檢測到的第1三相電流的各電流設為第1最大電流imax1、第1中間電流imid1、第1最小電流imin1。按照從大到小的順序，將由第2電流檢測器9b檢測到的第2三相電流的各電流設為第2最大電流imax2、第2中間電流imid2、第2最小電流imin2。

接著，參照圖18以及圖19對第1偏置運算器7a以及第2偏置運算器7b分別基于第1三相電流或第2三相電流來交替選擇第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)的動作進行說明。圖18是表示本發(fā)明的實施方式5中，通過第1電流測器9a檢測出的第1三相電流與偏置運算器7輸出的第1三相施加電壓的說明圖。圖19是表示本發(fā)明的實施方式5中，通過第1電流測器9a檢測出的第1三相電流與偏置運算器7輸出的第2三相施加電壓的說明圖。

圖18的上部示出了由第1電流檢測器9a檢測到的第1三相電流的各電流的波形。圖18的下部示出了第1三相施加電壓的各施加電壓的波形。

第1偏置運算器7a將第1最大電流imax1的絕對值和第1最小電流imin1的絕對值進行比較，在第1最大電流imax1的絕對值較大的情況下，選擇第1設定狀態(tài)，在第1最大電流imax1的絕對值并不較大的情況下，選擇第2設定狀態(tài)。

如圖18所示，在電壓相位θv為0deg到30deg的范圍中，由于第1最大電流imax1(＝iu1)的絕對值大于第1最小電流imin1(＝iw1)的絕對值，因此選擇第1設定狀態(tài)。此外，在電壓相位θv為30deg到60deg的范圍中，由于第1最大電流imax1(＝iu1)的絕對值不大于第1最小電流imin1(＝iw1)的絕對值，因此選擇第2設定狀態(tài)。

像這樣，第1偏置運算器7a將第1最大電流imax1的絕對值和第1最小電流imin1的絕對值進行比較，依照比較結果，交替選擇第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。

圖19的上部示出了由第1電流檢測器9a檢測到的第1三相電流的各電流的波形。圖19的下部示出了第2三相施加電壓的各施加電壓的波形。

第2偏置運算器7b將第1最大電流imax1的絕對值和第1最小電流imin1的絕對值進行比較，在第1最大電流imax1的絕對值較大的情況下，選擇第1設定狀態(tài)，在第1最大電流imax1的絕對值并不較大的情況下，選擇第2設定狀態(tài)。

如圖19所示，在電壓相位θv為0deg到30deg的范圍中，由于第1最大電流imax1(＝iu1)的絕對值大于第1最小電流imin1(＝iw1)的絕對值，因此選擇第1設定狀態(tài)。此外，在電壓相位θv為30deg到60deg的范圍中，由于第1最大電流imax1(＝iu1)的絕對值不大于第1最小電流imin1(＝iw1)的絕對值，因此選擇第2設定狀態(tài)。

像這樣，第2偏置運算器7b與第1偏置運算器7a同樣地，將第1最大電流imax1的絕對值和第1最小電流imin1的絕對值進行比較，依照比較結果，交替選擇第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。

此外，例示了基于第1最大電流imax1的絕對值和第1最小電流imin1的絕對值的大小關系，切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)的情況。然而，也可以基于第2最大電流imax2的絕對值和第2最小電流imin2的絕對值的大小關系，切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。

該情況下，第1偏置運算器7a和第2偏置運算器7b分別將第2最大電流imax2的絕對值和第2最小電流imin2的絕對值進行比較，在第2最大電流imax2的絕對值較大的情況下，選擇第1設定狀態(tài)，在第2最大電流imax2的絕對值并不較大的情況下，選擇第2設定狀態(tài)。

在比較了第1最大電流imax1的絕對值和第1最小電流imin1的絕對值的情況下，第1最大電流imax1的絕對值較大時，第1中間電流imid1的符號為負，第1最大電流imax1的絕對值并不較大時，第1中間電流imid1的符號非負。

由此，也可以利用這樣的特性，基于第1中間電流imid1的符號，切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。該情況下，在第1中間電流imid1為負時，選擇第1設定狀態(tài)，在第1中間電流imid1非負時，選擇第2設定狀態(tài)。

在比較了第2最大電流imax2的絕對值和第2最小電流imin2的絕對值的情況下，第2最大電流imax2的絕對值較大時，第2中間電流imid2的符號為負，第2最大電流imax2的絕對值不大時，第2中間電流imid2的符號非負。

由此，也可以利用這樣的特性，基于第2中間電流imid2的符號，切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。該情況下，在第2中間電流imid2為負時，選擇第1設定狀態(tài)，在第2中間電流imid2非負時，選擇第2設定狀態(tài)。

以上，根據(jù)本實施方式5，偏置運算器在第1最大電流的絕對值大于第1最小電流的絕對值的情況、在第2最大電流的絕對值大于第2最小電流的絕對值的情況、第1中間電流的符號為負的情況、或第2中間電流的符號為負的情況下，選擇第1設定狀態(tài)。此外，偏置運算器在第1最大電流的絕對值不大于第1最小電流的絕對值的情況、在第2最大電流的絕對值不大于第2最小電流的絕對值的情況、第1中間電流的符號非負的情況、或第2中間電流的符號非負的情況下，選擇第2設定狀態(tài)。由此，也能夠得到與之前的實施方式3、4相同的效果。

此外，本實施方式5中，例示了基于第1最大電流imax1的絕對值和第1最小電流imin1的絕對值的大小關系來切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)的情況。然而，也可以基于第1最大電流imax1和第1最小電流imin1的和的符號來切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。該情況下，在第1最大電流imax1和第1最小電流imin1的和為正的情況下，選擇第1設定狀態(tài)，在該和不為正的情況下，選擇第2設定狀態(tài)。

此外，也可以基于第2最大電流imax2和第2最小電流imin2的和的符號，來切換第1設定狀態(tài)和第2設定狀態(tài)。該情況下，在第2最大電流imax2和第2最小電流imin2的和為正的情況下，選擇第1設定狀態(tài)，在該和不為正的情況下，選擇第2設定狀態(tài)。

本實施方式5中，在輸入至電流指令運算器6的控制指令是由對交流旋轉電機1的u相電流指令iuref、v相電流指令ivref以及w相電流指令iwref構成的三相電流指令的情況下，也可以如下方式構成。其中，按照從大到小的順序，將三相電流指令的各電流指令設為最大電流指令imaxref、中間電流指令imidref、最小電流指令iminref。

該情況下，偏置運算器7將最大電流指令imaxref的絕對值和最小電流指令iminref的絕對值進行比較，在最大電流指令imaxref的絕對值較大的情況下，選擇第1設定狀態(tài)，在最小電流指令iminref的絕對值不大的情況下，選擇第2設定狀態(tài)。

也可以根據(jù)最大電流指令imaxref和最小電流指令iminref的和的符號，在該和為正的情況下，選擇第1設定狀態(tài)，在該和為負的狀態(tài)下，選擇第2設定狀態(tài)。

在比較了最大電流指令imaxref的絕對值和最小電流指令iminref的絕對值的情況下，最大電流指令imaxref的絕對值較大時，中間電流指令imidref的符號為負，最大電流指令imaxref的絕對值并不較大時，中間電流指令imidref的符號非負。

由此，也可以利用這樣的特性，在中間電流指令imidref為負的情況下，選擇第1設定狀態(tài)，在中間電流指令imidref非負的情況下，選擇第2設定狀態(tài)。

實施方式6.

之前的實施方式1～5中，未考慮到第1功率轉換器4a和第2功率轉換器4b的故障檢測。相對于此，本發(fā)明的實施方式6中，對考慮到第1功率轉換器4a和第2功率轉換器4b的故障檢測的情況進行說明。

本實施方式6中，省略了與之前的實施方式1～5的相同點的說明，以與之前的實施方式1～5的不同點為中心進行說明。

圖20是表示本發(fā)明的實施方式6的功率轉換裝置的整體的結構圖。如圖20所示，本實施方式6的功率轉換裝置包括平滑電容器3、第1功率轉換器4a、第2功率轉換器4b、控制部5、第1輸出電壓監(jiān)控電路10a以及第2輸出電壓監(jiān)控電路10b。

此外，控制部5具有電壓指令運算器6、包含第1偏置運算器7a和第2偏置運算器7b的偏置運算器7、開關信號發(fā)生器8以及故障檢測器11。

第1輸出電壓監(jiān)控電路10a對將第1功率轉換器4a輸出至交流旋轉電機1的各個第1輸出電壓相加而得到的第1電壓相加值vm1進行檢測。具體而言，基于第1三相繞組的u相繞組u1、v相繞組v1以及w相繞組w1的各端子電壓vur1、vvr1、vwr1，運算第1電壓相加值vm1，將運算結果輸出至控制部5。

第2輸出電壓監(jiān)控電路10b對將第2功率轉換器4b輸出至交流旋轉電機1的各個第2輸出電壓相加而得到的第2電壓相加值vm2進行檢測。具體而言，第2輸出電壓監(jiān)控電路10b基于第2三相繞組的u相繞組u2、v相繞組v2以及w相繞組w2的各端子電壓vur2、vvr2、vwr2，運算第2電壓相加值vm2，將運算結果輸出至控制部5。

故障檢測器11基于第1偏置電壓voffset1、第2偏置電壓voffset2、第1電壓相加值vm1以及第2電壓相加值vm2，檢測第1功率轉換器4a以及第2功率轉換器4b的故障，將檢測結果輸出至開關信號發(fā)生器8。

開關信號發(fā)生器8在由故障檢測器11判定為第1功率轉換器4a故障的情況下，使開關信號qup1～qwn1全部設為“0”。該情況下，停止從第1功率轉換器4a向交流旋轉電機1供電。

開關信號發(fā)生器8在由故障檢測器11判定為第2功率轉換器4b故障的情況下，使開關信號qup2～qwn2全部設為“0”。該情況下，停止從第2功率轉換器4b向交流旋轉電機1供電。

接著，對第1輸出電壓監(jiān)控電路10a進行詳細說明。從第1三相繞組的各繞組經過了電阻r的點的第1電壓相加值vm1由式(1)來提供。即，第1電壓相加值vm1是將第1三相繞組的各繞組的各端子電壓vur1、vvr1、vwr1相加而得到的值。

vm1＝(vur1+vvr1+vwr1)/3(1)

此外，由于偏置運算器7a輸出的第1三相施加電壓的各施加電壓對第1偏置電壓voffset1加上各相的相位差為2π/3的交流分量，因此以下式(2)～(4)來表示。其中，vamp1是電壓指令運算器6輸出的第1三相電壓指令的振幅。

vu1’

＝vamp1·cos(θv)+voffset1(2)

vv1’

＝vamp1·cos(θv-π/3)+voffset1(3)

vw1’

＝vamp1·cos(θv+2π/3)+voffset1(4)

這里，在第1功率轉換器4a的開關元件sup1～swn1正常動作的情況下，第1三相施加電壓、第1三相繞組的端子電壓幾乎相等。即，vu1’≒vur1、vv1’≒vvr1、vw1’≒vwr1。于是，依據(jù)這樣的關系，對式(2)～式(4)進行變形，則下式(5)～式(7)成立。

vur1

＝vamp1·cos(θv)+voffset1(5)

vvr1

＝vamp1·cos(θv-π/3)+voffset1(6)

vwr1

＝vamp1·cos(θv+2π/3)+voffset1(7)

將式(5)～式(7)代入式(1)，則下式(8)成立。

vm1＝voffset1/2(8)

由此，在第1功率轉換器4a正常動作的情況下，由式(8)可知，第1電壓相加值vm1成為第1偏置電壓voffset1一半的值。

接著，考慮了第1三相繞組發(fā)生接地故障的情況。這里，接地故障表示三相繞組中的至少一相的端子電壓在直流電源2的負極側電位處為恒定。接地故障是由于第1功率轉換器4a的開關元件sun1、svn1、swn1中的至少一個不受分別與之對應的開關信號qun1、qvn1、qwn1的狀態(tài)所影響，始終處于導通狀態(tài)而產生的。

作為一例，示出了開關元件sun1不受與之對應的開關信號qun1的狀態(tài)所影響，始終呈導通的情況。該情況下，若第1三相電壓指令由式(2)～(4)提供，則第1三相繞組的各端子電壓vur1～vwr1如式(9)～式(11)所示。

vur1＝0(9)

vvr1

＝vamp1·cos(θv-π/3)+voffset1(10)

vwr1

＝vamp1·cos(θv+2π/3)+voffset1(11)

像這樣，端子電壓vur1為0v，為恒定，將式(9)～式(11)代入式(1)而求出的第1電壓相加值vm1變得比式(8)所示的值要小。此外，不限于端子電壓vur1，即使其它的端子電壓vvr1以及vwr1為0v，為恒定，此時的第1電壓相加值vm1也變得比式(8)所示的值要小。即，在第1三相繞組的任一相發(fā)生接地故障的情況下，第1電壓相加值vm1均發(fā)生變化，成為比式(8)所示的值要小的值。

由上文可知，若第1三相繞組中產生接地故障，則至少一相的端子電壓在直流電源2的負極側電位處成為恒定，因此第1電壓相加值vm1與未發(fā)生接地故障的情況相比，成為較小的值。

接著，考慮第1三相繞組發(fā)生電源故障的情況。這里，電源故障表示三相繞組中的至少一相的端子電壓在直流電源2的正極側電位(即直流電壓vdc)處為恒定的故障。電源故障是由于第1功率轉換器4a的開關元件sup1、svp1、swp1中的至少一個不受分別與之對應的開關信號qup1、qvp1、qwp1的狀態(tài)所影響，始終處于導通狀態(tài)而產生的。

作為一例，示出了開關元件sup1不受與之對應的開關信號qup1狀態(tài)所影響，始終呈導通的情況。該情況下，若第1三相施加電壓由式(2)～(4)提供，則第1三相繞組的各端子電壓vur1～vwr1如式(12)～式(14)所示。

vur1＝vdc(12)

vvr1

＝vamp1·cos(θv-π/3)+voffset1(13)

vwr1

＝vamp1·cos(θv+2π/3)+voffset1(14)

像這樣，端子電壓vur1恒定為vdc，將式(12)～式(14)代入式(1)而求出的第1電壓相加值vm1變得比式(8)所示的值要大。此外，不限于端子電壓vur1，即使其它的端子電壓vvr1以及vwr1為vdc，為恒定，此時的第1電壓相加值vm1也變得比式(8)所示的值要大。即，在第1三相繞組的任一相發(fā)生電源故障的情況下，第1電壓加算值vm1均發(fā)生變化，成為比式(8)所示的值要大的值。

由上文可知，若第1三相繞組中產生電源故障，則至少一相的端子電壓在直流電源2的正極側電位處成為恒定，因此第1電壓相加值vm1與未發(fā)生電源故障的情況相比，成為較大的值。

第2輸出電壓監(jiān)控電路10b可以說也與第1輸出電壓監(jiān)控電路10a相同。即，針對通過將第2三相繞組的各繞組的各端子電壓vur2、vvr2、vwr2相加而得到的第2電壓相加值vm2，與第2三相繞組正常時相比，在電源故障時該相加值變大，在接地故障時該相加值變小，只要利用這一情況，則能檢測電源故障和接地故障。

本實施方式6中，利用如下情況：第1電壓相加值vm1和第2電壓相加值vm2與無故障時的值相比，在電源故障時有所增大，在接地故障時有所減少。即，利用了第1電壓相加值vm1和第2電壓相加值vm2根據(jù)有無故障而發(fā)生變化的特性。

故障檢測器11在第1電壓相加值vm1偏離出根據(jù)第1偏置電壓voffset1而預先設定的第1基準容許范圍的情況下，判定為第1功率轉換器4a的故障。故障檢測器11在第2電壓相加值vm2偏離出根據(jù)第2偏置電壓voffset2而預先設定的第2基準容許范圍的情況下，判定為第2功率轉換器4b的故障。

更具體而言，故障檢測器11在第1電壓相加值vm1成為比基于第1偏置電壓voffset1所決定的第1基準容許范圍的值要低的值的情況下，作為第1功率轉換器4a的故障判定，判定為接地故障，在該第1電壓相加值vm1成為比該第1基準容許范圍的值要高的值的情況下，作為第1功率轉換器4a的故障判定，判定為電源故障。故障檢測器11在第2電壓相加值vm2成為比基于第2偏置電壓voffset2所決定的第2基準容許范圍的值要低的值的情況下，作為第2功率轉換器4b的故障判定,判定為接地故障，在該第2電壓相加值vm2成為比該第2基準容許范圍的值要高的值的情況下，作為第2功率轉換器4b的故障判定,判定為電源故障。

像這樣，本實施方式6中能進行第1功率轉換器4a和第2功率轉換器4b的故障檢測。

如上文所述，根據(jù)本實施方式6，相對于之前的實施方式1～5，還包括第1輸出電壓監(jiān)控電路，該第1輸出電壓監(jiān)控電路對將第1功率轉換器輸出至交流旋轉電機的各個第1輸出電壓相加而得到的第1電壓相加值進行檢測；以及第2輸出電壓監(jiān)控電路，該第2輸出電壓監(jiān)控電路對將第2功率轉換器輸出至交流旋轉電機的各個第2輸出電壓相加而得到的第2電壓相加值進行檢測。此外，控制部還具有故障檢測器，該故障檢測器在第1電壓相加值偏離于根據(jù)第1偏置電壓而預先設定的第1基準容許范圍的情況下，判定為第1功率轉換器故障，并且在第2電壓相加值偏離于根據(jù)第2偏置電壓而預先設定的第2基準容許范圍的情況下，判定為第2功率轉換器故障。

由此，除了之前的實施方式1～5的效果之外，還得到了能檢測第1功率轉換器和第2功率轉換器的故障這樣的效果。

這里，本實施方式1～5中，考慮到第1三相電壓指令的振幅增大的情況。依照從大到小的順序將第1三相施加電壓的各施加電壓設為第1最大施加電壓、第1中間施加電壓、第1最小施加電壓。進而，該情況下，第1最小施加電壓小于第1載波信號c2的最小值，或第1最大施加電壓大于第1載波信號c1的最大值，從而發(fā)生電壓飽和。

于是，如圖21所示，偏置運算器7變更第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2。圖21是用于說明本發(fā)明的實施方式6中，偏置運算器7變更第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2的情況的說明圖。

這里，將第1偏置運算器7a輸出的第1三相施加電壓中最小的第1三相施加電壓設為第1最小施加電壓，將第2偏置運算器7b輸出的第2三相施加電壓中最小的第2三相施加電壓設為第2最小施加電壓。

在交流旋轉電機1的轉速為預先設定的轉速閾值以上的情況、在對交流旋轉電機1的電流指令為預先設定的電流指令閾值以上的情況、或在第1三相電壓指令的振幅為預先設定的振幅閾值以上的情況下，偏置運算器7進行如下動作。

即，如圖21所示，偏置運算器7變更第1偏置電壓voffset1和第2偏置電壓voffset2，使第1最小施加電壓與第1載波信號c1的最小值即0相等，且使第2最小施加電壓與第2載波信號c2的最小值即0相等。接著，偏置運算器7利用變更后的第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2，運算第1三相施加電壓以及第2三相施加電壓。

像這樣，偏置運算器7根據(jù)第1三相電壓指令的振幅，變更第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2，從而能避免電壓飽和。即，偏置運算器7根據(jù)第1三相電壓指令的振幅，切換至變更第1偏置電壓voffset1以及第2偏置電壓voffset2的第3設定狀態(tài)，從而能避免電壓飽和。

也可以基于與第1三相電壓指令成正比的交流旋轉電機1的轉速切換至第3設定狀態(tài)。該情況下，偏置運算器7在交流旋轉電機1的轉速大于轉速閾值的情況下，切換至第3設定狀態(tài)。

此外，第1三相施加電壓和第2三相施加電壓中，即使在由于產生之前的實施方式1～5中說明的＜4＞模式，從而使平滑電容器3的波紋電流ic超過了容許值的情況下，也能通過切換至第3設定狀態(tài)，降低波紋電流ic。

即，對交流旋轉電機1的電流指令被設定作為輸入至電壓指令運算器6的控制指令，在對交流旋轉電機1的電流指令為電流閾值以上的情況下，偏置運算器7切換至第3設定狀態(tài)。由此，能降低平滑電容器3的波紋電流ic。