用于檢測和補償開關電源的主動輸出濾波器的系統(tǒng)的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了用于檢測和補償開關模式電源的主動輸出濾波器的系統(tǒng)和方法。根據(jù)一個實施例的用于開關模式電源的控制器包括控制網(wǎng)絡和檢測網(wǎng)絡該開關模式電源將輸入電壓轉換成經(jīng)調節(jié)的輸出電壓?？刂凭W(wǎng)絡形成用于調節(jié)輸出電壓電平的脈沖寬度控制信號。檢測網(wǎng)絡檢測輸出電壓的相位延遲并且基于相位延遲調整控制網(wǎng)絡的操作。可從諸如輸出電壓或補償電壓之類的包括相移的任何參數(shù)確定相位延遲。公開了用于調整控制環(huán)路的各種可選方案，包括但不限于增加斜率補償、調整窗口電阻或窗口電流、增加將調整電流以調整波動電壓、調整波動跨導以及調整波動電容。公開了數(shù)字和模擬補償調整方案。
【專利說明】用于檢測和補償開關電源的主動輸出濾波器的系統(tǒng)
[0001]本申請是要求美國優(yōu)先權61/326，894、12/894，395、中國國家申請?zhí)?01110113727.7、題為“用于檢測和補償開關電源的主動輸出濾波器的系統(tǒng)和方法”的申請的分案申請。
[0002]相關申請的交叉引用
[0003]本申請要求2010年4月22日提交的美國臨時申請S/N 61/326，894的權益，該申請的全部內容出于所有意圖和目的通過引用結合于此。
[0004]附圖簡述
[0005]參考以下描述以及附圖將能更好地理解本發(fā)明的益處、特征以及優(yōu)點，在附圖中:
[0006]圖1是示出開關模式電源的輸出處的輸出電壓波動的部分示意圖；
[0007]圖2是描繪開關模式電源的輸出電壓的輸出電壓波動、同相電壓和90°相移電壓的圖示；
[0008]圖3是示出在由調節(jié)器生成且用于控制輸出電壓的電壓電平的脈寬調制(PWM)控制信號的有效邊緣處對輸出電壓進行采樣的圖示；
[0009]圖4是合成波動調節(jié)器的示意性框圖，其中利用數(shù)字補償調整實現(xiàn)方式來改變誤差放大器的增益以補償相位延遲；
[0010]圖5是示出響應于瞬態(tài)事件改變圖4的調節(jié)器中的誤差放大器的增益的效果的一系列模擬圖；
[0011]圖6是被修改以包含圖4的自動補償網(wǎng)絡的恒定導通時間調節(jié)器的簡化示意框圖；
[0012]圖7是利用跨導網(wǎng)絡的模擬補償網(wǎng)絡的示意框圖，該跨導網(wǎng)絡基于所采樣的電壓和輸出電壓之差產(chǎn)生調整電流；
[0013]圖8是在諸如圖4的調節(jié)器之類的合成波動調節(jié)器中使用的圖7的網(wǎng)絡的瞬態(tài)模擬“之前和之后”的圖；
[0014]圖9是在諸如圖4的調節(jié)器之類的合成波動調節(jié)器中使用的圖7所示實現(xiàn)的小信號AC模擬的圖；
[0015]圖10是基于補償電壓而非輸出電壓的相位延遲檢測的可選實施例的框圖；
[0016]圖11是示出用于響應于來自圖4的自動補償網(wǎng)絡的調整信號來調整窗口電壓而非誤差放大器增益的可選數(shù)字補償調整方案的示意圖；以及
[0017]圖12是示出用于響應于來自圖4的自動補償網(wǎng)絡的調整信號來調整合成波動調節(jié)器的波動電容而非誤差放大器增益的可選數(shù)字補償調整方案的示意圖。

【具體實施方式】
[0018]給出以下描述以使本領域技術人員能在特定應用及其需求的背景下作出和利用所提供的本發(fā)明。然而，優(yōu)選實施例的多種修改對本領域技術人員將會是明顯的，而且可將本文所限定的一般原理應用于其它實施例。因此，本發(fā)明不旨在受限于本文中示出和描述的特定實施例，而應給予與本文中披露的原理和新穎特征一致的最寬范圍。
[0019]已知用于開關模式電源的很多控制方案，包括例如滯后控制方案。滯后控制方案具有很多種類，包括例如各種合成波動模式、電壓模式、電流模式和恒定導通時間模式等等。滯后控制方案由于其便于使用和快速的瞬態(tài)響應而通常是有優(yōu)勢的。它們通常需要電源設計者進行極少的補償或不進行補償以實現(xiàn)穩(wěn)定系統(tǒng)。這對于寬范圍的輸出濾波器而言亦如此。然而，滯后控制方案由于主動輸出濾波器設計而具有因變于輸出電壓相移或相位延遲的固有穩(wěn)定性限制。主動濾波器一般的特征在于低輸出電感值和/或低輸出電容，且具有低輸出電容器等效串聯(lián)電阻(ESR)。相位延遲如果足夠大的話則可導致輸出電壓振蕩并產(chǎn)生雙脈動。在常規(guī)配置中，當打算使用非常主動的濾波器時，控制方案通常需要被增大以維持穩(wěn)定性。這種增大通常意味著電源在電路板層面上且通常是在硅層面上完全重新設計以適應可能范圍的輸出濾波器。關于這些常規(guī)方法的困難在于阻止穩(wěn)定元件的瞬態(tài)性能的引入，這是使用滯后控制的主要目標。
[0020]本公開內容描述一種用于檢測輸出濾波器是否太主動以及自動補償控制環(huán)路以維持穩(wěn)定性的系統(tǒng)和方法。本文描述的系統(tǒng)和方法檢測指示存在主動的不穩(wěn)定輸出濾波器的相移或相位延遲，并確定是否調整或修改控制環(huán)路補償。自動檢測可通過感測合并在諸如輸出電壓或補償電壓等系統(tǒng)內的任何電壓或電流內的相位延遲來執(zhí)行。自動補償可按照若干方式中的任一種來執(zhí)行，諸如通過調整控制環(huán)路特性、變量或參數(shù)、或者調整控制環(huán)路元件、在控制環(huán)路中增加穩(wěn)定元件或這些補償方案的任意組合。自動補償可利用如本文進一步描述的數(shù)字和/或模擬方法來執(zhí)行。自動檢測和補償允許不太主動的輸出濾波器在不必進行調整時或在不需要穩(wěn)定元件時維持最優(yōu)瞬態(tài)性能。相反，當需要穩(wěn)定化時，自動修改控制環(huán)路使得不需要由電源制造者或設計者進行重新設計。在沒有增加如本文所述的“自動調諧”或自動檢測和補償?shù)那闆r下，不太主動的輸出濾波器設計具有較差的瞬態(tài)響應以適應更主動的輸出濾波器選擇。在增加自動調諧的情況下，對主動濾波器的補償僅在需要時存在。
[0021]圖1是示出降壓型開關模式電源的輸出處的輸出電壓波動的部分示意圖。本發(fā)明示出使用降壓型調節(jié)器，其中將輸入電壓降低至較低電壓處的經(jīng)調節(jié)的輸出，然而可構想到其它類型的調節(jié)器，諸如升壓型調節(jié)器(輸出電壓大于輸入電壓)或其組合。電源通常具有在形成輸出電壓VOUT的輸出節(jié)點處耦合到輸出電容器C的輸出電感器L。在101處的簡化圖描繪通過輸出電感器L的總電流，在103處的簡化圖描繪提供給負載(未示出)的DC電流，且在105處的簡化圖描繪電容器C兩端的AC電流。輸出電容器C包含或以其它方式固有地包括等效串聯(lián)電阻(ESR)，其示為與電容器C串聯(lián)耦合在輸出節(jié)點和接地(GND)之間的電阻器Resk。電容器C還可包括等效串聯(lián)電感(ESL)，它相對較小從而為了本公開的目的可忽略該ESL效果。
[0022]如示意圖以及107、109和111處所示方程式所示，輸出電壓波動Vsa是兩個主源的乘積，即AC電流乘以電容器C的ESR和完全由電容響應于AC電流刺激而生成的90°相移電壓。注意，V?是輸出電壓VOUT的AC部分。用于控制這兩個電壓的AC大小的方程式
(I)、(2)和(3)表達如下:
[0023]vESK=i 波動 *ESR (I)
[0024]vc = [iL*Ts]/[8*C0UT] (2)
[0025]v&a= vc+vESE (3)
[0026]其中小寫斜體變量i和V分別指示AC電流值和電壓值，且Qjut是輸出電容器C的電容。方程式(I)和(2)控制AC大小,而方程式(3)描述總電容器電壓、大小和相位。如方程式⑶所不，輸出電壓VOUT的總波動Via是同相電壓vESK和90°相移電壓V。的和。
[0027]圖2是描繪輸出電壓VOUT的輸出電壓波動Via、同相電壓vESK和90°相移電壓Vc的圖示。如方程式⑶所表明的，V是V。和vESK的和。當輸出電容器C的電容Qm很大以使得ESR也相應地很大時，具有零相移的同相電壓Vesk占優(yōu)勢使得輸出電壓波動Vfca更接近零度因此表現(xiàn)出相對少量的相移。然而，對于更主動的濾波器設計使得電容0^和ESR較小時，90°相移電壓V。增加且傾向于比Vesk值更占優(yōu)勢，使得V?的總相位從0°離開向90。移動，如圖2所示。
[0028]滯后控制器原本是穩(wěn)定的(即需要極少的補償或不需要補償)，當輸出電壓VOUT上的相移變得太大時它可能變得不穩(wěn)定。例如，以下的方程式(4)指示在不增加斜率補償?shù)那闆r下恒定導通時間調節(jié)器的最小可允許ESR:
[0029][Fsff/ Ti = 1/[2* π *C0UT*ESR] (4)
[0030]方程式(4)示出輸出電容器零頻率應小于開關頻率Fsw的約1/3。這限制(開關模式電源)調節(jié)器的帶寬并且妨礙了通常在主動輸出濾波器配置中所使用的全陶瓷輸出濾波器的應用?？赏ㄟ^引入斜坡以增加同相電壓信息來補償主動輸出濾波器，可將其稱為斜率補償。然而，無論使用哪個輸出濾波器，永久性增加斜率補償會阻礙瞬態(tài)響應。
[0031]圖3是示出在由調節(jié)器生成且用于控制VOUT的電壓電平的脈寬調制(PWM)控制信號的有效邊緣處對輸出電壓進行采樣的圖示。如圖3所示，如果在每個PWM轉變處VOUT被采樣并保持，則VOUT可與保持值進行比較從而得到AV值。對于導通時間采樣和保持，差是AVw，而對于斷開時間采樣和保持，差是Λν_。更具體地，如左側301處第一對曲線圖所示，在PWM為高時VOUT被連續(xù)采樣(在PWM的導通時間中采樣)，然后在PWM變低的時間t0所采樣的電壓被保持(在PWM的斷開時間中保持)。因此，對于這種情況的“有效邊緣”是當PWM轉變從高至低時。這導致在PWM為高時跟隨VOUT而在PWM在時間t0變低時被保持在固定電平Hl處的第一采樣和保持信號SM11。當相移大時，在PWM信號已經(jīng)變低之后VOUT繼續(xù)上升到峰值電平VPl，導致差AVw = VPl-Hl。如右側303處第二對曲線圖所示，(作為替代或附加)在PWM為低時VOUT被采樣(在PWM的斷開時間中采樣)，然后在PWM變高的時間tl所采樣的電壓被保持(在PWM的導通時間中保持)。因此，對于這種情況的“有效邊緣”是當PWM轉變從低至高時。這導致在PWM為低時跟隨VOUT而在PWM在時間t0變低時被保持在固定電平H2處的第二采樣和保持信號S&H2。在這種情況下，當相移變大時，在PWM信號變高后VOUT繼續(xù)下降到最小峰值電平VP2，導致差Λ Voff = H2-VP2。本文描述的檢測方法檢測AVm和AVtw中的任一個或兩個，以檢測相移的電平。對于在同一PWM周期中檢測AVm和Λ Vtw兩者，在VOUT達到其最大過沖量的同時所采樣的值被保持充分長的時間，然后對于在相反方向上的PWM的下一個邊緣再次啟動采樣。因此，AVm和AVtw中的任一個或兩者可用于測量輸出電壓的相移量。一旦檢測到相移，存在很多種不同方法來補償系統(tǒng)以確保適當?shù)牟僮鳌?br> [0032]圖4是合成波動調節(jié)器400的示意性框圖，其中利用數(shù)字補償調整實現(xiàn)方式來改變誤差放大器401的增益以補償相位延遲。在一個實施例中，合成波動調節(jié)器400包括開關網(wǎng)絡406，該開關網(wǎng)絡406將輸出電壓VIN轉換成輸出電壓VOUT，正如控制器404所提供的PWM信號所控制的那樣。在一個實施例中，控制器404被設置在單獨的集成網(wǎng)絡(IC)或半導體芯片等上以控制外部開關網(wǎng)絡406的操作。VOUT被感測為提供給控制器404內的誤差放大器401的輸入的反饋電壓VFB。盡管VFB示為直接耦合到VOUTjS VFB可以是VOUT的成比例值，諸如經(jīng)由相應的分壓器(未示出)感測VOUT等等。將VFB提供給電阻器RAl的一端，該電阻器RAl的另一端耦合到誤差放大器401的反相(-)輸入以及增益電阻器Rll的一端。將指示VOUT的期望電平的電壓VDAC提供給另一個電阻器RA2的一端，電阻器RA2的另一端耦合到誤差放大器401的非反相輸入以及另一個電阻器R12的一端。第二電阻器R12的另一端接收基準電壓VREF。在所示實施例中，電阻器RAl和RA2 —般具有彼此相同的電阻，且電阻器Rll和R12—般也具有彼此相同的電阻，盡管可構想到替代配置。增益電阻器Rll和另一端耦合到誤差放大器401的輸出，該誤差放大器401的輸出形成指示VOUT的電壓電平的誤差電平的補償電壓VCOMP。
[0033]將VCOMP提供給一對窗口電阻器RWl和RW2的中間結點。對于平衡的窗口配置，RWl和RW2可具有相同的值，然而可構想到不同的值。電流源405在用于形成正窗口電壓Vff+的節(jié)點處將窗口電流IW提供給RWl的另一端。電流吸收器407從用于形成負窗口電壓Vff-的RW2的另一端吸取窗口電流IW。Vff+和VW-之間的電壓差是如圖所示的窗口電壓W。將VW+提供給第一比較器Cl的反相輸入，并將VW-提供給另一個比較器C2的非反相輸入。比較器Cl的非反相輸入和比較器C2的反相輸入二者在波動節(jié)點處耦合在一起，形成波動電壓VR。將比較器Cl的輸出提供給S-R觸發(fā)器(SRFF)413的復位R輸入，且將比較器C2的輸出提供給SRFF 413的置位S輸入。SRFF413的Q輸出形成PWM信號，該PWM信號提供在控制器404的輸出處。
[0034]來自控制器404的PWM信號被提供給開關網(wǎng)絡406的驅動器模塊415的輸入。驅動器模塊415具有驅動第一(或上)電子開關Ql的柵極的第一輸出，并且具有驅動第二(或下)電子開關Q2的柵極的第二輸出。Ql的漏極接收輸入電壓VIN且其源極在相位節(jié)點耦合到Q2的漏極。Q2的源極耦合到GND，且相位節(jié)點耦合到輸出電感器L的一端，輸出電感器L的另一端耦合到輸出節(jié)點形成輸出電壓V0UT。電子開關Ql和Q2示為N溝道金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)。可構想到其它類型的公開開關技術，諸如適當?shù)腘型或P型晶體管或器件，包括結型柵場效應晶體管(JFET)和類似物、氮化鎵(GaN)器件等。驅動器模塊415配置成適當?shù)仳寗铀x類型的電子開關。電容器C的輸出耦合在輸出節(jié)點和GND之間用于對VOUT進行濾波。輸出電容器C如前所述地具有電容Ctot和ESR。
[0035]在控制器404內，將VREF提供給波動電阻器RR的一端，波動電阻器RR的另一端耦合到波動節(jié)點，形成波動電壓VR。波動電容器CR耦合在波動節(jié)點和信號GND(SGND)之間。電流源409將與VIN成比例的電流gm.VIN提供給開關411的一個端子，開關411的第二端子耦合到波動節(jié)點。開關示為具有接收PWM信號的控制輸入的單級單擲(SWST)開關。當PWM為低時開關411是斷開的，而當PWM為高時開關411是閉合的。電流吸收器413從波動節(jié)點吸收與VOUT成比例電流gm-VDAC0增益值“gm”表示用于與輸入電壓VIN或輸出電壓VOUT相乘的跨導增益，用以形成根據(jù)合成波動調節(jié)對如本文進一步描述的波動電容器CR充電或放電的相應的成比例電流電平。
[0036]合成波動調節(jié)是一種用于合成地生成指示通過輸出電感器L的波動電流的波動電壓的方法，而不是通過直接或間接測量。如本領域的技術人員所理解的，通過電壓驅動電感器的電流波形類似于電流驅動電容器兩端的電壓波形。因此，利用與輸出電感器(例如，L)兩端的電壓成比例的電流驅動“波動”電容器(例如，CR)提供期望的波形形狀。例如施加在輸出電感器L 一端的相位節(jié)點電壓在Ql為導通且Q2為斷開時(當PWM為高時)一般是輸入電壓VIN，且在Q2為導通且Ql為斷開時是零或基準電平(例如，SGND)。電流源409生成與VIN成比例的電流gm-VIN,當PWM為高閉合開關411時該電流gm.VIN被施加到電容器CR。當PWM為低斷開開關411時，從電容器CR去除該電流。在L的另一端上的輸出節(jié)點電壓為VOUT。電流吸收器413生成與VOUT成比例的電流gm.VDAC,該電流被連續(xù)施加以對電容器CR放電。注意，VDAC是VOUT的目標電平，因此對于合成波動調節(jié)的目的表示V0UT。由此，利用與施加在輸出電感器L兩端的電壓成比例的聚合電流驅動波動電容器CR，使得波動電壓VR形成期望的波動波形形狀。因此，波動電壓VR有效地復制通過輸出電感器L的波形波動電流，且VR用于控制PWM信號的反轉，PWM信號控制開關網(wǎng)絡406的開關操作。
[0037]在調節(jié)器400的正常操作中，在暫時忽略輸出電容器C的作用時，VCOMP形成了指示VOUT相對于目標電壓電平(例如，如VDAC所指示的)的相對誤差的電壓。窗口電壓VW保持相對恒定，但隨VCOMP的變化而上下“浮動”。當PWM為高時，驅動器模塊415使Ql導通且Q2截止，使得VIN耦合到L且開關411閉合。波動電壓以電流設備409和413確定的恒定速率上升。當VR上升到VW+時，比較器Cl切換并復位SRFF 413，這將PWM拉低。驅動器模塊415使Ql截止且使Q2導通以將輸出電感器耦合到GND，且開關411斷開。波動電壓VR以電流吸收器413確定的恒定速率下降，因為電流源409被開關411斷開。當VR的電壓下降到VW-時，比較器C2切換以置位SRFF 413從而再次將PWM拉高。操作以此方式重復使得調節(jié)器400嘗試調節(jié)VOUT的電壓電平。
[0038]控制器404包括用于基于VOUT的相移(亦稱相位延遲)調整誤差放大器401的增益的自動檢測和補償網(wǎng)絡402。檢測和補償網(wǎng)絡402包括用于檢測相位延遲的檢測網(wǎng)絡408和響應于檢測網(wǎng)絡408以補償控制環(huán)路的補償網(wǎng)絡410。補償網(wǎng)絡410包括另一個增益電阻器R2和開關403，它們彼此串聯(lián)耦合在增益電阻器Rll的兩端。當開關403斷開時，放大器401的增益由Rll確定。當開關403閉合時，附加的增益電阻器R2被有效地置于與Rll并聯(lián)以減少反饋增益電阻，并因此修改(例如，減少)增益。檢測網(wǎng)絡402還包括采樣和保持模塊417、偏移電壓源419、比較器421、檢測模塊423和SRFF 425。采樣和保持模塊417具有接收VOUT的輸入和形成保持電壓HV的輸出，該保持電壓HV被提供給派你一電壓源419的負端子。偏移電壓源419形成偏移電壓VOS且其正端子耦合到比較器421的反相輸入，比較器421具有接收VOUT的非反相輸入。偏移電壓VOS可以正或負，這取決于確定是正過沖(例如，AVon)還是負過沖(例如，Λ Vqff)。偏移電壓源419的正端子或輸出提供閾值電壓，比較器421將該閾值電壓與VOUT作比較。比較器421的輸出耦合到檢測模塊423的輸入，檢測模塊423具有耦合到SRFF 425的置位輸入的輸出。SRFF 425的Q輸出形成調整信號，它被提供給開關403的控制輸入。PWM信號被提供給采樣和保持模塊417的一個時鐘輸入，采樣和保持模塊417的另一個時鐘輸入接收PWM的反相版本，PWM的反相版本以指示反相信號的上劃線示出。將通電復位(POR)信號提供給SRFF 425的復位輸入。
[0039]在操作中，在調節(jié)器400的任何通電或復位事件后，POR信號使SRFF 425復位，從而將ADJ信號拉低進而斷開開關403。增益電阻器Rll被設計成用于利用不太主動的輸出濾波器(例如，較高值的Cott)的適當操作使得調節(jié)器400的操作根據(jù)之前描述的正常操作進行。隨著PWM信號變得有效，在PWM有效邊緣之后由采樣和保持模塊417采樣VOUT，以在其輸出處形成所采樣的電壓SV。如之前參考圖3所述，在PWM的下降邊緣或在PWM的上升邊緣或取決于特定配置在下降邊緣和上升邊緣采樣VOUT。保持電壓HV對應于圖3中的Hl或H2或兩者。如果在PWM的兩個邊緣處監(jiān)視VOUT，則采樣和保持模塊417保持HV有效足夠長時間一測量VOUT的過沖，然后在PWM的下一邊緣之前返回到采樣模式以便精確測量Λν_。同樣，當PWM變低時VOS為正以將偏移電壓與HV相加從而測量Λ Vm，當PWM變高時VOS為負以從HV減去偏移電壓從而測量Λ Vqff (或者取決于特定實現(xiàn)加或減V0S)，用以確定閾值電壓?；蛘?，可提供單獨的采樣和保持以及比較器網(wǎng)絡(未示出)，使得利用單獨的閾值電壓第一采樣和保持以及比較器網(wǎng)絡確定AVw而第二采樣和保持以及比較器網(wǎng)絡確定Λν_。應當理解，為了示出測量VOUT的相位延遲的原理簡化圖4中所示的檢測和補償網(wǎng)絡402。當輸出濾波器并不是足夠主動時，則在操作期間八￥?和/或Λ Vtw不超過閾值電壓(例如，HV+V0S〈V0UT，其中對于PWM的正邊緣VOS為正，或者對于PWM的負邊緣VOS為負)，使得比較器421不觸發(fā)。因此，ADJ保持低且通過增益電阻器Rll來確定誤差放大器401的增益。
[0040]當輸出濾波器是主動的以使得在操作期間VOUT上升超過(或下降低于)閾值電壓(HV和VOS的組合)時，則如檢測模塊423所檢測的，比較器421觸發(fā)。偏移電壓VOS表示指示VOUT的相對相移的任何適當?shù)钠齐妷?。如前所述，VOUT的相移量是基于輸出濾波器的主動程度?？筛鶕?jù)若干不同實施例中的一個或多個，來配置檢測模塊423。在一個實施例中，不提供檢測模塊423或者檢測模塊423僅僅是直通模塊，使得通過比較器421的任何觸發(fā)事件置位SRFF 425并拉高ADJ。在另一個實施例中，檢測模塊423被配置為濾波器和/或用于濾除比較器421的輸出處的任何寄生噪聲的延遲以確保實際觸發(fā)事件的適當檢測。作為附加或替代，檢測模塊423包括對比較器421的觸發(fā)事件的數(shù)目計數(shù)的計數(shù)器。當比較器421的觸發(fā)事件的數(shù)目達到預定的最小事件數(shù)目時(例如，10或100或1000等)，檢測模塊423置位SRFF 425以斷言ADJ信號從而閉合開關403。
[0041]當開關403閉合時，附加的增益電阻器R2被設置成與增益電阻器Rll并聯(lián)以修改(例如，減小)誤差放大器401的增益。選擇電阻器R2的電阻值，以與Rll的電阻組合起來，從而實現(xiàn)誤差放大器401的適當或期望增益，進而確保適當操作主動輸出濾波器，諸如輸出電容器C或全陶瓷型電容器C的電容Qjut和ESR相對較小。盡管可略微減少瞬態(tài)響應，然而控制環(huán)路操作的修改增加了同相信息以為該系統(tǒng)補償輸出電壓的相位延遲。
[0042]圖5是示出響應于瞬態(tài)事件改變調節(jié)器400中的誤差放大器401的增益的效果的一系列模擬圖。第一瞬態(tài)事件是在約第一時間to處插入負載(負載增加)(或開始或應用)，而第二瞬態(tài)事件是在約時間tl處去除負載(負載減少)。頂部曲線圖描繪僅使用電阻器Rll用于正常增益(例如，高增益)的具有高ESR(不太主動的濾波器)的V0UT。在這種情況下，存在通過調節(jié)器400的相對正常的恢復以及由此適當?shù)捻憫?。第二曲線圖描繪在通過增加與Rll并聯(lián)的電阻器R22來減小增益時具有高ESR(不太主動的濾波器)的VOUT0在這種第二情況下，瞬態(tài)響應由于不足的增益而受到影響(例如，較長的恢復)。檢測和補償網(wǎng)絡402被配置成不觸發(fā)高ESR情況，使得維持適當操作。
[0043]第三曲線圖描繪僅使用電阻器Rll用于正常增益(例如，高增益)的具有低ESR(更主動的濾波器)的V0UT。在這種第三情況下，調節(jié)器400表現(xiàn)出不期望的回電(ringback)和欠阻尼響應。由此，在沒有檢測和補償網(wǎng)絡402的益處的情況下，使用主動輸出濾波器導致調節(jié)器的性能遭受不期望的結果。可能建議顧客不使用主動輸出濾波器，或相反使用增加成本的經(jīng)修改的調節(jié)器以實現(xiàn)期望結果。相反，第四曲線圖描繪在通過增加與Rll并聯(lián)的電阻器R22來減小增益時具有低ESR(更主動的濾波器)的V0UT。在這種第二情況下，與第三情況相比通過減小增益來實現(xiàn)正常且充分的響應。檢測網(wǎng)絡408配置成在第ESR情況下觸發(fā)使得對于主動輸出濾波器實現(xiàn)適當操作。總之，檢測和補償網(wǎng)絡402自動檢測相位延遲并將補償施加到反饋控制環(huán)路使得對于寬范圍的輸出濾波器實現(xiàn)期望的操作(例如，如圖5的曲線I和4所示)(同時避免諸如圖5的曲線2和3所示的不期望的操作)。
[0044]圖6是被修改以包含檢測網(wǎng)絡408和補償網(wǎng)絡610的恒定導通時間調節(jié)器600的簡化示意框圖。恒定導通時間調制器可受益于動態(tài)增加斜坡或“斜率”補償以補償主動輸出濾波器。調節(jié)器600是類似于調節(jié)器400的數(shù)字實現(xiàn)方式，且沒有描述調節(jié)器600的操作的特定細節(jié)，因為本領域的技術人員已知或理解。調節(jié)器600是用于以如上關于調節(jié)器400所述的類似方式將輸入電壓VIN轉換成輸出電壓VOUT的開關電源，然而合成波動調節(jié)未被用于調節(jié)器600。調節(jié)器600包括控制器602，該控制器602可實現(xiàn)在控制器IC或芯片等上。用于調節(jié)器600的控制器602包括放大器601，該放大器601具有接收指示VOUT的VFB的反相輸入和從電壓源603正常接收基準電壓REF的非反相輸入。在這種情況下，包括補償網(wǎng)絡610，該補償網(wǎng)絡610包括組合器(例如，加法器)605、開關607和斜率補償網(wǎng)絡609。將REF電壓提供給組合器605的一個輸入，組合器605的另一個輸入耦合到開關607的一個端子。開關607的另一個端子耦合到以SGND為基準的斜率補償網(wǎng)絡609的輸出。開關607類似于開關403，且以如前所述類似的方式由從檢測網(wǎng)絡408接收的ADJ信號控制。斜率補償可用于將同相信息增加到調節(jié)器600的控制環(huán)路。檢測網(wǎng)絡408經(jīng)由ADJ信號控制開關607以基于VOUT的相移接入/斷開斜率補償網(wǎng)絡609。因此，當檢測網(wǎng)絡408如前所述地檢測到VOUT的相移/相位延遲時，它閉合開關607以增加斜率補償網(wǎng)絡609的斜率補償從而動態(tài)補償主動輸出濾波器。如果采用不主動的輸出濾波器，則不修改調節(jié)器600的操作。
[0045]除所述的幾個數(shù)字實現(xiàn)方式外，構想到其它實現(xiàn)方式。在圖7中示出用于合成波動調節(jié)的一個可能的模擬解決方案，用于補償控制器部分701?？刂破鞑糠?01基本上類似于關于調節(jié)器400描述的合成波動調節(jié)部分，并且以基本相同的方式操作以形成波動電容器CR兩端的波動電壓VR。然而，檢測和補償網(wǎng)絡402被自動檢測和補償網(wǎng)絡702代替，該自動檢測和補償網(wǎng)絡702耦合到波動節(jié)點以調整波動電壓VR而非調整控制環(huán)路內的誤差放大器的增益。
[0046]在這種情況下，經(jīng)采樣的電壓和輸出電壓VOUT之差通過跨導放大器網(wǎng)絡轉換成相應的調整電流，該調整電流隨后經(jīng)由波動節(jié)點饋送到波動電容器CR。檢測和補償網(wǎng)絡702包括兩個采樣和保持模塊701和703。采樣和保持模塊701以如前所述類似的方式由PWM來確定時鐘，以向第一跨導放大器705提供導通時間采樣H2。采樣和保持網(wǎng)絡703由反相版本的PWM來確定時鐘，以向第二跨導放大器707提供斷開時間采樣Hl?？鐚Х糯笃?05和707的輸出在調節(jié)器部分701的波動節(jié)點處耦合在一起以調節(jié)VR?？鐚Х糯笃?0的輸出形成第一調整電流II，且跨導放大器705的輸出形成第二調整電流12。調整電流Il和12共同具有將同相合成電流信息增加到調節(jié)器以補償導致相移的主動輸出濾波器的效果O
[0047]在可選的配置中，檢測和補償網(wǎng)絡702檢測VCOMP的相移而非V0UT。在控制的誤差放大器的輸出端的VCOMP表示VOUT和諸如VDAC之類的基準電壓之差的放大版本，因此也包含相移信息?；谒鶛z測的相移的補償操作基本相同。
[0048]在圖8中示出檢測和補償網(wǎng)絡702的效果，圖8是在諸如調節(jié)器400之類的合成波動調節(jié)器內使用的圖7的網(wǎng)絡的“之前和之后”瞬態(tài)模擬的圖示。在一個實施例中，對于800kHz的開關頻率在200納亨力(nH)、40微法(μ F)和〈〈I毫歐(m Ω ) ESR下，輸出濾波器是極為主動的。此外，負載插入瞬態(tài)發(fā)生在約時間t0，而負載去除瞬態(tài)發(fā)生在時間tl。如從圖8的頂部VOUT跡線對可以看出的，對于沒有校正的常規(guī)情況(例如“舊”)輸出電壓在負載插入和去除后表現(xiàn)出主要的回電和振蕩。當如下部的VOUT跡線對所示地增加檢測和補償網(wǎng)絡702時，輸出以快速響應維持良好調節(jié)。當輸出濾波器回到合理值時，瞬態(tài)表現(xiàn)為似乎檢測和補償網(wǎng)絡702不存在。這在圖9的圖示中進一步得到證實。
[0049]圖9是在諸如調節(jié)器400之類的合成波動調節(jié)器中使用的圖7所示實現(xiàn)的小信號AC模擬的圖。第一信號曲線901示出在不啟用自動調諧的情況下具有高ESR(低主動輸出濾波器)的正常情況的結果。在這種情況下，不提供或禁用檢測和補償網(wǎng)絡702。第二信號曲線903示出在啟用自動調諧的情況下具有高ESR(低主動輸出濾波器)的正常情況的結果。在這種情況下，提供檢測和補償網(wǎng)絡702并且檢測和補償網(wǎng)絡702是活動的。第三信號曲線905示出在啟用自動調諧的情況下對于中等ESR(更主動的輸出濾波器)的結果。在這種情況下，提供檢測和補償網(wǎng)絡702并且檢測和補償網(wǎng)絡702是活動的。第四信號曲線907示出在啟用自動調諧的情況下對于低ESR(主動輸出濾波器)的結果。在這種情況下，提供檢測和補償網(wǎng)絡702并且檢測和補償網(wǎng)絡702是活動的?？梢钥闯?，當ESR高時，AC結果幾乎等于在不提供檢測和補償網(wǎng)絡702或檢測和補償網(wǎng)絡702不活動時的結果.隨著ESR減小，AC結果響應于作為檢測和補償網(wǎng)絡702的操作的結果的調節(jié)器中的附加同相電流信息而改變，檢測和補償網(wǎng)絡702的操作具有分離電感-電容(L-C)雙極的效果。
[0050]圖10是相位延遲檢測的可選實施例的框圖。在這種情況下，檢測網(wǎng)絡408監(jiān)視VCOMP而非V0UT。如前關于圖7所述，對于本領域的技術人員所理解的某些配置或實施例，在控制器的誤差放大器的輸出端(例如，誤差放大器401的輸出端)的VCOMP表示VOUT和諸如VDAC之類的基準電壓之差的放大版本，因此也包含相移信息。檢測網(wǎng)絡408以基本相同的方式實現(xiàn)，且具有適當修改以感測VCOMP的相移而非V0UT。例如，可響應地調整偏移電壓VOS的電壓電平。在PWM信號的有效邊緣采樣和保持所采樣的電壓基本上與關于VOUT所描述的類似。
[0051]圖11是示出用于響應于來自檢測網(wǎng)絡408的ADJ信號來調整窗口電壓VW而非誤差放大器增益的可選數(shù)字補償調整方案的示意圖。示出窗口網(wǎng)絡基本上類似于調節(jié)器400的窗口網(wǎng)絡，包括電流設備405和407以及以VCOMP為中心的窗口電阻器RWl和RW2。在這種情況下的補償網(wǎng)絡包括分別耦合到另一對電流設備105和1107的一對開關1101和1103，以選擇地調整穿過窗口電阻器RWl和RW2的電流。電流設備1105和1107被配置成提供/吸收窗口調整電流IWA。開關1101和1103對于正常操作模式是常開的。當檢測到相移后斷言ADJ信號時，開關1101和1103均閉合使得電流IWA通過窗口電阻器RWl和RW2添加從而調整窗口電壓W。
[0052]盡管沒有明確示出，然而可構想到與圖7的檢測和補償網(wǎng)絡702類似的用于調整窗口電壓VW的相應可選模擬補償調整方案。電流設備1105和1107及開關1101和1103被檢測和補償網(wǎng)絡702和電流調整設備(未示出)替代。調整電流Il和12相加以提供通過調整設備在電阻器RWl和RW2的兩側成鏡像從而維持平衡的窗口配置的調整電流。該調整設備可包括電流鏡等。
[0053]圖12是示出用于響應于來自檢測網(wǎng)絡402的ADJ信號來調整合成波動調節(jié)器的波動電容而非誤差放大器增益的可選數(shù)字補償調整方案的示意圖。提供電流設備409和413、波動電阻器RR和波動電容器CR并且它們以與關于調節(jié)器400所述的基本相同的方式耦合。與調整電容器CRA串聯(lián)耦合的開關1201添加在波動電壓節(jié)點和SGND之間。因此，當斷言ADJ信號時，開關1201閉合且相應地修改總波動電容(例如波動電容增加以減小電壓斜坡的斜率)。
[0054]其它補償方法可包括但不限于調整窗口電阻器RWl和RW2、調整波動節(jié)點處電流設備409和413的調制器跨導(gm)和/或本文討論的任意方法的組合。
[0055]雖然已參考本發(fā)明的某些優(yōu)選版本相當詳細地描述了本發(fā)明，但可構想其它可能的版本和變型。例如，僅示出了如何實現(xiàn)開關模式電源的主動輸出濾波器的這種檢測和補償?shù)膸讉€示例(其中“電源”一般也被稱為或另外包括調節(jié)器或轉換器或調制器等)。檢測和補償?shù)南到y(tǒng)和方法可容易地適于若干種模擬和數(shù)字方式中的滯后布局。本領域普通技術人員應當理解的是，他們能容易地利用所公開的概念和特定實施例作為基礎設計或修改其它結構以提供本發(fā)明的相同目的，這不背離由所附權利要求限定的本發(fā)明的精神和范圍。
【權利要求】
1.一種用于開關模式電源的控制器，所述開關模式電源將輸入電壓轉換成經(jīng)調節(jié)的輸出電壓，所述控制器包括: 控制網(wǎng)絡，所述控制網(wǎng)絡被配置為形成用于調節(jié)輸出電壓電平的脈沖寬度控制信號，其中所述控制網(wǎng)絡包括誤差放大器；以及 檢測網(wǎng)絡，所述檢測網(wǎng)絡被配置為檢測輸出電壓的相位延遲并且被配置為基于所述相位延遲，通過向提供給所述誤差放大器的輸入的基準增加斜率補償來調整所述控制網(wǎng)絡的操作。
2.如權利要求1所述的控制器，其特征在于，所述檢測網(wǎng)絡包括: 采樣和保持模塊，所述采樣和保持模塊在所述脈沖寬度控制信號的有效邊緣處對輸出電壓進行采樣并且提供經(jīng)采樣的電壓； 偏移電壓源，所述偏移電壓源具有用于接收所述經(jīng)采樣的電壓的輸入并且具有用于提供閾值電壓的輸出；以及 比較器，所述比較器具有用于接收輸出電壓的第一輸入，具有用于接收所述閾值電壓的第二輸入，還具有用于提供調整指示的輸出，所述調整指示用于基于所述相位延遲來調整所述斜率補償。
3.如權利要求1所述的控制器，其特征在于: 所述誤差放大器具有用于提供補償電壓的輸出，所述補償電壓指示輸出電壓誤差；以及 其中所述檢測網(wǎng)絡利用所述補償電壓來檢測所述相位延遲。
4.一種用于開關模式電源的控制器，所述開關模式電源將輸入電壓轉換成經(jīng)調節(jié)的輸出電壓，所述控制器包括: 控制網(wǎng)絡，所述控制網(wǎng)絡被配置為形成用于調節(jié)輸出電壓電平的脈沖寬度控制信號，其中所述控制網(wǎng)絡包括滯后窗口網(wǎng)絡，所述滯后窗口網(wǎng)絡具有窗口電壓；以及 檢測網(wǎng)絡，所述檢測網(wǎng)絡被配置為檢測輸出電壓的相位延遲并且被配置為基于所述相位延遲，通過修改所述窗口電壓來調整所述控制網(wǎng)絡的操作。
5.如權利要求4所述的控制器，其特征在于，所述檢測網(wǎng)絡包括: 采樣和保持模塊，所述采樣和保持模塊在所述脈沖寬度控制信號的有效邊緣處對輸出電壓進行采樣并且提供經(jīng)采樣的電壓； 偏移電壓源，所述偏移電壓源具有用于接收所述經(jīng)采樣的電壓的輸入并且具有用于提供閾值電壓的輸出；以及 比較器，所述比較器具有用于接收輸出電壓的第一輸入，具有用于接收所述閾值電壓的第二輸入，還具有用于提供調整指示的輸出，所述調整指示用于基于所述相位延遲來修改所述窗口電壓。
【文檔編號】H02M3/156GK104201889SQ201410471670
【公開日】2014年12月10日 申請日期:2011年4月21日 優(yōu)先權日:2010年4月22日
【發(fā)明者】S·P·勞爾, R·S·A·菲爾布里克 申請人:英特賽爾美國股份有限公司