專利名稱：一種三相模塊化多電平換流器能量平衡控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于電力系統(tǒng)柔性直流輸電技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種三相模塊化多電平換流器能量平衡控制方法。
背景技術(shù)：
模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter, MMC)采用目前國際上較為流行的新型多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。其模塊化設(shè)計、良好的擴(kuò)展性等性能在高壓直流輸電等領(lǐng)域具有廣闊的應(yīng)用前景。其是由多個子模塊(Submodule，SM)堆疊而成，如圖1所示，通過控制子模塊的投入和退出，就可以控制交流側(cè)輸出電壓，從而實現(xiàn)交直流功率交換。同時，所輸出的交流電壓波形包含很多的電壓階梯以最大限度的逼近正弦波，從而減少甚至無需配置濾波裝置。模塊化多電平換流器的核心單元——子模塊(Sub Module, SM)如圖1中的3所示，是由半橋結(jié)構(gòu)的IGBT模塊和電容器并聯(lián)構(gòu)成，每個半橋結(jié)構(gòu)的IGBT模塊包括反并聯(lián)二極管和可自關(guān)斷的電力電子開關(guān)器件IGBT。其基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)(如圖1)所示，與H橋級聯(lián)型多電平結(jié)構(gòu)類似，模塊化多電平換流器由三個相單元(Phase Module或Phase Unite,圖1中的I)組成，每個相單元包含上下對稱的換流橋臂(Converter Leg)(如圖1中的2所示)，而每個換流橋臂又由多個子模塊和一個橋臂電抗器串聯(lián)而成。正常運行時，模塊化多電平換流器通過控制子模塊中兩個開關(guān)器件的開通關(guān)斷，合理地控制各相子模塊的投入和切除數(shù)，可以得到不同的交流輸出電壓。換流器各相投入的子模塊共同構(gòu)成了直流側(cè)電壓。由此可見，換流器內(nèi)部能量的平衡即子模塊電容電壓的平衡直接關(guān)系到換流器交直流側(cè)輸出電壓質(zhì)量。目前關(guān)于模塊化多電平換流器子模塊電容電壓平衡控制的研究大多以交流系統(tǒng)對稱為前提，根據(jù)研究內(nèi)容可以分為 兩類:單橋臂子模塊電容電壓平衡控制；相間電壓平衡控制。其中單橋臂子模塊電容電壓的平衡控制是相間電壓平衡控制的基礎(chǔ)。單橋臂子模塊電容電壓平衡控制的一種主要方法是根據(jù)橋臂電流、子模塊電容電壓大小及當(dāng)前投入模塊數(shù)指令，確定各子模塊的投入與切出。相間電壓平衡控制主要有兩種方法:一種控制方式是以相間能量為控制目標(biāo)的電壓平衡控制；此外，由于相間電壓的不平衡會產(chǎn)生以二倍頻負(fù)序為主的諧波環(huán)流，另外一種控制方法即通過抑制相間二倍頻負(fù)序諧波環(huán)流來實現(xiàn)相間電壓平衡。事實上，模塊化多電平換流器的電壓平衡應(yīng)包括各橋臂子模塊電容電壓平衡控制，各相上下橋臂間電壓平衡控制，相間電壓平衡控制以及總的子模塊電容電壓平衡控制。其中各橋臂內(nèi)部子模塊電容電壓的平衡是其他三者的基礎(chǔ)，上下橋臂間電壓的不平衡會產(chǎn)生基頻諧波環(huán)流，相間電壓不平衡會導(dǎo)致二倍頻諧波環(huán)流，而總的子模塊電容電壓的平衡會導(dǎo)致交直流功率的不平衡。徐政、屠卿瑞等人的“一種三相模塊化多電平換流器環(huán)流抑制方法”(申請?zhí)?201010162065.8)，提出了一種以抑制橋臂環(huán)流二倍頻諧波的相間電壓平衡控制方法。具體過程為:利用二倍基波頻率的負(fù)序旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，對檢測到的橋臂電流進(jìn)行處理后，再通過信號處理和前饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)，得到用于抑制環(huán)流的附加控制信號；然后用直流電壓值的二分之一減去該附加控制信號，并與已有的換流器交流側(cè)輸出電壓參考信號疊加得到橋臂電壓指令值；最后，進(jìn)行脈寬調(diào)制得到換流器各橋臂的觸發(fā)脈沖，使換流器輸出相應(yīng)的電壓。此方法只是用于相間電容電壓的平衡，對于上下橋臂電容電壓的平衡以及總的子模塊電容電壓的平衡并未涉及。同時，該控制方法是在兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下實現(xiàn)的，對于交流電網(wǎng)不對稱相間電容電壓的平衡控制并不適用。徐政、屠卿瑞等人的“三相模塊化多電平換流器的直流電壓波動抑制方法”(申請?zhí)?201110274735.X)，提出了一種不對稱交流電網(wǎng)下，三相模塊化多電平換流器的直流電壓波動抑制方法。具體過程為:首先，利用檢測到的換流器橋臂電壓，計算得到相單元內(nèi)部的零序電壓分量；再次，通過帶通濾波算法，得到用于抑制直流母線電壓二倍頻波動的附加控制信號；然后用直流電壓值的二分之一減去該附加控制信號，并與已有的換流器交流側(cè)輸出電壓參考信號疊加得到橋臂電壓指令值；最后，再進(jìn)行脈寬調(diào)制得到換流器各橋臂的觸發(fā)脈沖，使換流器輸出相應(yīng)的電壓。上述控制方法一定程度上消除了總的子模塊電容電壓二倍頻波動對直流側(cè)輸出電壓的影響，但交流電網(wǎng)不對稱期間換流器內(nèi)部能量的平衡控制并未詳細(xì)論述。上述兩種子模塊電容電壓平衡控制方法其共同的不足在于:第一，兩種控制方式均未設(shè)計上下橋臂電容電壓的平衡控制，以及總的電容電壓平衡；第二，未能對交流系統(tǒng)故障工況下模塊化多電平換流器橋臂環(huán)流控制目標(biāo)進(jìn)行明確。

發(fā)明內(nèi)容
針對現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明提供一種三相模塊化多電平換流器能量平衡控制方法，通過控制抑制橋臂環(huán)流的諧波電流，以實現(xiàn)換流器上下橋臂、相間以及總的電壓平衡控制。本發(fā)明提供的一種三相模塊化多電平換流器能量平衡控制方法，其改進(jìn)之處在于，所述方法包括如下步驟:(I)計算每相橋臂環(huán)流指令值izrefJ ；(2)計算每相上橋臂子模塊電容電壓平均值UepavM和下橋臂子模塊電容電壓平均
11.1J=1-以cnavej，(3)計算每相實際的橋臂環(huán)流izj和用于跟蹤橋臂環(huán)流指令值的調(diào)制電壓uz_ ；(4)計算每相上橋臂電壓的指令值Uprefj和下橋臂電壓的指令值Umefj ；(5)計算每相上橋臂投入模塊數(shù)指令值IVm和下橋臂投入模塊數(shù)指令值nmrfj ；(6)根據(jù)步驟(5)得到的上橋臂投入模塊數(shù)指令值rvefj、下橋臂投入模塊數(shù)指令值和橋臂電流方向，分別控制每相上橋臂和下橋臂各子模塊投入或者切除的狀態(tài)。根據(jù)現(xiàn)有的單橋臂內(nèi)部子模塊電壓平衡控制技術(shù)，采用本方法，即便是交流側(cè)出現(xiàn)三相不對稱，也可保證子模塊電容電壓的相對穩(wěn)定，橋臂環(huán)流實際值和指令值保證一致，從而實現(xiàn)了換流器能量平衡控制。其中，步驟(I)所述計算每相橋臂環(huán)流指令值iZMfj的步驟為；I)換流器交流側(cè)輸出電壓正序分量eMfj+和交流輸出電流指令iSMfj的相乘得到瞬時功率Pm/;2)求解步驟I)得到的瞬時功率Pm/的直流分量Pteef/ ;
3)根據(jù)所述直流分量Pteefj+和直流電壓指令值Udraef求解橋臂環(huán)流直流正序分量指令值izraf/ ；4)換流器交流側(cè)輸出電壓負(fù)序分量eMfj_和交流輸出電流指令iSMfj的相乘得到瞬時功率;5)求解步驟4)得到的瞬時功率p___的直流分量Pteefj-;6)根據(jù)所述直流分量和直流電壓指令值ud_f求解橋臂環(huán)流直流負(fù)序分量指令值iz_._ ；7)根據(jù)所述橋臂環(huán)流直流正序分量指令值iZMf/和所述橋臂環(huán)流直流負(fù)序分量指令值iz,e‘ ；求取三相橋臂環(huán)流指令值iz,efJ。其中，步驟(2 )所述上橋臂子模塊電容電壓平均值和下橋臂子模塊電容電壓平均值由各橋臂子模塊電容電壓加權(quán)平均得到。其中，步驟(3)所述每相實際的橋臂環(huán)流izj由該相上下橋臂電流ipj和inj相加后除以2得到。其中，步驟(3)所述用于跟蹤橋臂環(huán)流指令值的調(diào)制電壓是將每相橋臂環(huán)流指令值與所述實際的每相橋臂環(huán)流L作差，通過電流跟蹤算法計算后得到。其中，步驟(4)所述每相橋臂電壓的指令值的計算方法是將1/2的直流電壓指令值ud_f/2減去換流器交流側(cè)輸出電壓指令值后，再減去步驟(3)中得到的調(diào)制電壓
Uzrefj 后得到。其中，步驟(4)所述每相下橋臂電壓的指令值Unr^的計算方法是將1/2的直流電壓指令值ud_f/2加上換流器交流側(cè)輸出電壓指令后，再減去步驟(3)中得到的調(diào)制電
壓Uzraf j后得到；其中，步驟(5)所述計算每相上橋臂投入模塊數(shù)指令值IV&的方法是將步驟(4)得到的指令值IVm除以步驟(2)得到的此相上橋臂子模塊電容電壓平均值11__，并通過四舍五入得到。其中，步驟(5)所述計算每相下橋臂投入模塊數(shù)指令值的方法是將步驟(4)得到的指令值除以步驟(2)得到的此相下橋臂子模塊電容電壓平均值umav#，并通過四舍五入得到。與現(xiàn)有技術(shù)比，本發(fā)明的有益效果為:本發(fā)明最大程度上實現(xiàn)了橋臂諧波環(huán)流的抑制，不僅實現(xiàn)了模塊化多電平換流器的相間能量平衡，而且保證了上下橋臂和總的子模塊電容電壓的平衡。所提出控制方法對交流對稱及不對稱工況均適用；本發(fā)明明確了模塊化多電平換流器期間橋臂環(huán)流穩(wěn)態(tài)及暫態(tài)控制目標(biāo)，便于實現(xiàn)對橋臂環(huán)流的直接控制；本發(fā)明可同時并有效解決上下橋臂間、相間以及總的子模塊能量平衡控制問題，有效避免了暫態(tài)期間子模塊電容電壓可能出現(xiàn)的過壓或欠壓現(xiàn)象；本發(fā)明的橋臂 環(huán)流抑制具有較高暫態(tài)控制性能，魯棒性強(qiáng)，對于不對稱故障也適用；本發(fā)明在保證內(nèi)部能量平衡控制的同時，保證了交直流電壓輸出特性。


圖1為本發(fā)明提供的模塊化多電平換流器結(jié)構(gòu)示意圖。圖2為本發(fā)明提供的橋臂環(huán)流指令值的計算步驟示意圖。圖3為本發(fā)明提供的能量平衡控制策略示意圖。圖4為本發(fā)明提供的直接環(huán)流控制下的橋臂環(huán)流示意圖，其中橫軸為時間(單位秒)，縱軸為橋臂環(huán)流(單位千安)。圖5為本發(fā)明提供的A相上橋臂子模塊電壓平均值示意圖，其中橫軸為時間(單位秒)，縱軸為A相上橋臂子模塊電壓平均值(單位千伏)。圖6為本發(fā)明提供的A相下橋臂子模塊電壓平均值示意圖，其中橫軸為時間(單位秒)，縱軸為A相下橋臂子模塊電壓平均值(單位千伏)。圖7為本發(fā)明提供的三相子模塊電壓和(uall)與與橋臂輸出電壓和(upn)，其中Uall為三相子模塊電壓和，Upn為橋臂輸出電壓和，橫軸為時間(單位秒)，縱軸為電壓值(單位兆伏)。圖8為本發(fā)明提供的橋臂環(huán)流指令及其響應(yīng)，其中Iza為A相環(huán)流的實際響應(yīng)值，IzAref為A相環(huán)流的指令值，Izb為B相環(huán)流的實際響應(yīng)值，Izeref為B相環(huán)流的指令值，Izc為C相環(huán)流的實際響應(yīng)值，Izcrf為C相環(huán)流的指令值，橫軸為時間(單位秒)，縱軸為環(huán)流指令值(單位千安)。圖9為本發(fā)明提供的三相模塊化多電平換流器能量平衡控制方法流程圖。
具體實施方式
下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的具體實施方式
作進(jìn)一步的詳細(xì)說明。針對模塊化多電平換流器內(nèi)部能量平衡控制問題，本實施例提供了一種三相模塊化多電平換流器上下橋臂間、相間以及總的子模塊電容電壓平衡控制方法。在本實施例中，通過所設(shè)計的控制方法生成用于動態(tài)跟蹤所預(yù)估的橋臂環(huán)流指令值的附加調(diào)制信號，再通過最近電平調(diào)制方法在橋臂電壓中實現(xiàn)該附加控制信號。所設(shè)計的控制方法，對于對稱交流電網(wǎng)及不對稱交流電網(wǎng)均適用，實現(xiàn)了上下橋臂，相間及總的子模塊電容電壓平衡，彌補(bǔ)了現(xiàn)有技術(shù)存在的不足。本實施例提供的一種三相模塊化多電平換流器能量平衡控制方法，其流程圖如圖9所示,具體包括如下步驟:(I)計算每相橋臂環(huán)流指令值iz,efj ;其中j=A，B，C分別代表A，B，C三相(下同)；計算每相橋臂環(huán)流指令值iz__的過程如圖2所示，具體包括如下步驟:I)換流器交流側(cè)輸出電壓正序分量eMfj+和交流輸出電流指令iSMfj的相乘得到瞬時功率Pm/;2)求解步驟I)得到的瞬時功率pMfj+的直流分量Pterf/ ;3)根據(jù)所述直流分量Pterfj+和直流電壓指令值ud_f求解橋臂環(huán)流直流正序分量指令值izraf/ ；4)換流器交流側(cè)輸出電壓負(fù)序分量eMfj_和交流輸出電流指令iSMfj的相乘得到瞬時功率;5)求解步驟4)得到的瞬時功率pMfj_的直流分量Ptorff ;
6)根據(jù)所述直流分量和直流電壓指令值ud_f求解橋臂環(huán)流直流負(fù)序分量指令值iz_._ ；7)根據(jù)所述橋臂環(huán)流直流正序分量指令值iZMf/和所述橋臂環(huán)流直流負(fù)序分量指令值;求取每相橋臂環(huán)流指令值iZMfj。所述的eMfj+、erefJ-分別為換流器交流側(cè)輸出電壓正序分量和負(fù)序分量，isrefJ為交流輸出電流指令和iSMfj均可以用過已有的外環(huán)功率控制方法和內(nèi)部電流控制方法生成，也可以用過其他已有的非線性控制方法生成；eMfj+、eMfj_i要是換流器交流側(cè)電壓特性的信號，主要是用于控制換流器交流側(cè)電流特性的信號，兩者對本發(fā)明提出的能量平衡控制方法不產(chǎn)生影響；eMf/和的乘積得到正序電壓eMf/所對應(yīng)的瞬時功率Pref/，ereff和israfj的乘積得到負(fù)序電壓eMfj_所對應(yīng)的瞬時功率PMfj_，Porefj+> Porefjr分別為Prefj+和的直流分量；iz:refj+、Izrefj^分別對應(yīng)Poref/、Pftrefj_的橋臂環(huán)流直流分量指令值。(2)計算各橋臂子模塊電容電壓平均值uep_、Uc;navej ；p代表上橋臂，n代表下橋臂(下同);所述的橋臂子模塊電容電壓平均值Uc;pa_、Ucnavej由各橋臂子模塊電容電壓加權(quán)平均而得，各子模塊電容電壓實際值可通過子模塊控制器反饋給換流閥閥級控制等設(shè)備獲得。(3)計算每相實際的橋臂環(huán)流izj由該相上下橋臂電流ipj和inj相加后除以2得到；將橋臂環(huán)流指令值與實際值L作差，并通過一個電流跟蹤算法處理后，得到用于跟蹤橋臂環(huán)流指令值的附加調(diào)制電壓u_fj ；所述的電流跟蹤可以由 已有的電流控制技術(shù)得到。(4)計算每相上橋臂電壓的指令值Vefj和每相下橋臂電壓的指令值Umefj ;其步驟為:所述每相橋臂電壓的指令值Uprew的計算方法是將1/2的直流電壓指令值udrarf/2減去換流器交流側(cè)輸出電壓指令值后，再減去步驟(3)中得到的調(diào)制電壓uZMu_后得到。所述每相下橋臂電壓的指令值的計算方法是將1/2的直流電壓指令值udcref/2加上換流器交流側(cè)輸出電壓指令后，再減去步驟(3沖得到的調(diào)制電壓Uzrefj后得到。(5)由步驟(4)得到最終的每相上下橋臂輸出電壓指令值UpMfj、Umrfj，分別對應(yīng)除以步驟(2)所得每相上下橋臂子模塊電容電壓平均值Uc;pavej、Umavej，經(jīng)四舍五入后得到每相上下橋臂投入模塊數(shù)指令值rv&、Hnrefj,如圖3所示；(6)根據(jù)投入模塊數(shù)指令值和橋臂電流方向，控制每相上橋臂和下橋臂各子模塊投入或者切除，實現(xiàn)單橋臂內(nèi)部子模塊電容電壓平衡。單橋臂內(nèi)部子模塊電容電壓平衡可通過已有的方法實現(xiàn)。按照所述的子模塊電壓平衡控制方法，即便是交流側(cè)出現(xiàn)三相不對稱，也可保證子模塊電容電壓的相對穩(wěn)定，如圖5、圖6和圖7所示，橋臂環(huán)流實際值和指令值保證一致，如圖8所示，從而實現(xiàn)了換流器能量平衡控制。特別說明的是如果沒有步驟(3)的附加調(diào)制電壓uZMfj，橋臂環(huán)流中將出現(xiàn)大量的諧波電流，特別當(dāng)交流系統(tǒng)不對稱時，還將出現(xiàn)上下橋臂、相間電壓以及總的電壓不平衡，直流電壓、電流將出現(xiàn)二倍頻波動。如果有步驟(3)所述附加調(diào)制電壓uZMfp橋臂環(huán)流中諧波分量將大大減少(如圖4所示)。MMC內(nèi)部能量不平衡，即子模塊電容電壓的不平衡，將表現(xiàn)為橋臂環(huán)流出現(xiàn)諧波分量。在采用本發(fā)明的控制方法后，能夠使得子模塊電容電壓及橋臂環(huán)流跟隨設(shè)定值，同時保持交直流輸出電壓特性不變。所設(shè)計的控制方法對交流電網(wǎng)對稱及不對稱工況均適用。最后應(yīng)當(dāng)說明的是:以上實施例僅用以說明本發(fā)明的技術(shù)方案而非對其限制，盡管參照上述實施例對本發(fā)明進(jìn)行了詳細(xì)的說明，所屬領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解:依然可以對本發(fā)明的具體實施方式
進(jìn)行修改或者等同替換，而未脫離本發(fā)明精神和范圍的任何修改或者等同替換，其均應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的權(quán)利要求范圍當(dāng)中。
權(quán)利要求
1.一種三相模塊化多電平換流器能量平衡控制方法，其特征在于，所述方法包括如下步驟: (1)計算每相橋臂環(huán)流指令值iZMfj; (2)計算每相上橋臂子模塊電容電壓平均值Uepavy.和下橋臂子模塊電容電壓平均值Ucnavej ， (3)計算每相實際的橋臂環(huán)流L和用于跟蹤橋臂環(huán)流指令值的調(diào)制電壓u_fj； (4)計算每相上橋臂電壓的指令值和下橋臂電壓的指令值Umefj； (5)計算每相上橋臂投入模塊數(shù)指令值IV&和下橋臂投入模塊數(shù)指令值n_fj； (6)根據(jù)步驟(5)得到的上橋臂投入模塊數(shù)指令值IV&、下橋臂投入模塊數(shù)指令值1^&和橋臂電流方向，分別控制每相上橋臂和下橋臂各子模塊投入或者切除的狀態(tài)。
2.按權(quán)利要求1所述的能量平衡控制方法，其特征在于，步驟(I)所述計算每相橋臂環(huán)流指令值的步驟為； 1)換流器交流側(cè)輸出電壓正序分量erefj+和交流輸出電流指令iSMfj的相乘得到瞬時功率 Prefj ; 2)求解步驟I)得到的瞬時功率pMfj+的直流分量Pteef/； 3)根據(jù)所述直流分量Pterf/和直流電壓指令值Udrarf求解橋臂環(huán)流直流正序分量指令 ^zrefj 4)換流器交流側(cè)輸出電壓負(fù)序分量和所述交流輸出電流指令的相乘得到瞬時功率; 5)求解步驟4)得到的瞬時功率的直流分量Pttefj-； 6)根據(jù)所述直流分量和所述直流電壓指令值Udrarf求解橋臂環(huán)流直流負(fù)序分量指令值izrafJ_ ； 7)根據(jù)所述橋臂環(huán)流直流正序分量指令值iZMf/和所述橋臂環(huán)流直流負(fù)序分量指令值Izrefj^ ;求取三相橋臂環(huán)流指令值iz:refj。
3.按權(quán)利要求1所述的能量平衡控制方法，其特征在于，步驟(2)所述上橋臂子模塊電容電壓平均值和下橋臂子模塊電容電壓平均值由各橋臂子模塊電容電壓加權(quán)平均得到。
4.按權(quán)利要求1所述的能量平衡控制方法，其特征在于，步驟(3)所述每相實際的橋臂環(huán)流L由該相上下橋臂電流iw.和相加后除以2得到。
5.按權(quán)利要求1所述的能量平衡控制方法，其特征在于，步驟(3)所述用于跟蹤橋臂環(huán)流指令值的調(diào)制電壓Uzmw是將每相橋臂環(huán)流指令值與所述實際的每相橋臂環(huán)流izj作差，通過電流跟蹤算法計算后得到。
6.按權(quán)利要求1所述的能量平衡控制方法，其特征在于，步驟(4)所述每相橋臂電壓的指令值的計算方法是將1/2的直流電壓指令值ud_f/2減去換流器交流側(cè)輸出電壓指令值A(chǔ)m后，再減去步驟(3)中得到的調(diào)制電壓后得到。
7.按權(quán)利要求1所述的能量平衡控制方法，其特征在于，步驟(4)所述每相下橋臂電壓的指令值的計算方法是將1/2的直流電壓指令值ud_f/2加上換流器交流側(cè)輸出電壓指令后，減去步驟(3)中得到的調(diào)制電壓后得到。
8.按權(quán)利要求1所述的能量平衡控制方法，其特征在于，步驟(5)所述計算每相橋臂投入模塊數(shù)指令值IVm的方法是將步驟(4)得到的指令值IVm除以步驟(2)得到的此相上橋臂子模塊電容電壓平均值Uepavej,并通過四舍五入后得到。
9.按權(quán)利要求1所述的能量平衡控制方法，其特征在于，步驟(5)所述計算下橋臂投入模塊數(shù)指令值的方法是將步驟(4)得到的指令值Unr^除以步驟(2)得到的此相下橋臂子模塊電容電壓 平均值并通過四舍五入后得到。
全文摘要
本發(fā)明提供一種三相模塊化多電平換流器能量平衡控制方法，其步驟包括(1)計算每相橋臂環(huán)流指令值；(2)計算每相上橋臂子模塊電容電壓平均值和下橋臂子模塊電容電壓平均值；(3)計算每相實際的橋臂環(huán)流和用于跟蹤橋臂環(huán)流指令值的調(diào)制電壓；(4)計算每相上橋臂電壓的指令值和下橋臂電壓的指令值；(5)計算每相上橋臂投入模塊數(shù)指令值和下橋臂投入模塊數(shù)指令值；(6)根據(jù)步驟(5)得到的上橋臂投入模塊數(shù)指令值、下橋臂投入模塊數(shù)指令值和橋臂電流方向，控制每相上橋臂和下橋臂的子模塊投入或者切除。本發(fā)明在保證內(nèi)部能量平衡控制的同時，保證了交直流電壓輸出特性。
文檔編號H02M7/483GK103095167SQ201210539048
公開日2013年5月8日 申請日期2012年12月13日 優(yōu)先權(quán)日2012年12月13日
發(fā)明者孔明, 楊杰, 林暢, 李文津, 米琳, 閻發(fā)友 申請人:國網(wǎng)智能電網(wǎng)研究院, 中電普瑞電力工程有限公司, 遼寧省電力有限公司大連供電公司, 國家電網(wǎng)公司