專利名稱：帶有輸出保護(hù)的超高轉(zhuǎn)換效率的電源轉(zhuǎn)換電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種帶有輸出保護(hù)的電源轉(zhuǎn)換電路。
背景技術(shù)：
近年來，光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電、蓄電池供電等交流低壓、直流低壓供電的可再生新能源系統(tǒng)被廣泛使用，提高低壓新能源供電系統(tǒng)的供電效率、供電質(zhì)量、供電可靠性勢在必行。
目前本領(lǐng)域公知電源轉(zhuǎn)換基本采用
I、交流(AC)輸入，采用全波整流器把輸入交流(AC)電源整流為直流(DC)電源， 再進(jìn)行DC/DC轉(zhuǎn)換為直流(DC)輸出。此種方案解決了較高輸入電壓交流電源和小功率電源的轉(zhuǎn)換問題。但在低電壓交流電源輸入和大功率電源轉(zhuǎn)換時(shí)，因?yàn)锳C/DC整流電路的電壓降較高，而產(chǎn)生很高的功耗，使電源轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換效率很低。
2、直流(DC)輸入，直接進(jìn)行DC/DC轉(zhuǎn)換為直流(DC)輸出。此種方案解決了固定設(shè)備供電問題。但使用可靠性較低，尤其是在移動(dòng)性設(shè)備，經(jīng)常需要重新連接輸入電源的設(shè)備，一旦出現(xiàn)電源極性接反的情況，就會(huì)產(chǎn)生輸入短路事故。因此一些要求可靠性較高的設(shè)備，在轉(zhuǎn)換器輸入端加入直流定向整流電路。在低電壓直電源輸入和大功率電源轉(zhuǎn)換時(shí)，因?yàn)橹绷髯R(shí)別定向整流電路的電壓降較高，而產(chǎn)生很高的功耗，使電源轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換效率很低。
3、為了提高低壓供電效率、降低線路電流一般采用升壓式(BOOST)直流(DC)供電方式。升壓式(BOOST)直流(DC)供電當(dāng)輸出產(chǎn)生短路故障，輸出電壓低于輸入電壓時(shí)BOOST 電路功能失效，輸入電源直接對負(fù)載短路，大電流(大功率)系統(tǒng)短路保護(hù)控制難度很大。
以常規(guī)整流(識(shí)別定向)電路在輸入為低壓新能源電源為例進(jìn)行說明，輸入電壓 Ui=IOV(AC、DC),輸入電流Ii=20A,輸入功率Pi=IOX 20=200ff,整流(識(shí)別定向)電路壓降 Ud=2V,整流(識(shí)別定向)電路耗為Pd=2 X 20=40ff,輸出功率Po=200_40=160W，其整流(識(shí)別定向)效率為E=160/200=0. 8，由此可見常規(guī)整流(識(shí)別定向)電路在輸入為低壓新能源電源時(shí)，功耗很大，效率很低。發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種帶有輸出保護(hù)的超高轉(zhuǎn)換效率的電源轉(zhuǎn)換電路，主要解決了現(xiàn)有低壓新能源電源轉(zhuǎn)換器功耗高、效率低、可靠性差的問題。
本發(fā)明的具體技術(shù)解決方案如下
該帶有輸出保護(hù)的超高轉(zhuǎn)換效率的電源轉(zhuǎn)換電路，包括反向隔離電路，所述反向隔離電路的輸出端通過儲(chǔ)能濾波電路和輸出保護(hù)電路與負(fù)載連接，反向隔離電路的輸入端與VMOS開關(guān)電路的輸出端連接，VMOS開關(guān)電路的輸入端通過續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接，輸入電源的輸出端通過輸入電流采樣電路與調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接， 儲(chǔ)能濾波電路的輸出端通過輸出電流采樣電路與調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接，調(diào)寬式脈沖控制電路的輸出端依次通過驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路與VMOS開關(guān)電路的輸入端連接，驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路的輸入端通過續(xù)流電壓采樣電路與VMOS開關(guān)電路的輸出端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路；
所述續(xù)流電感包括兩個(gè)差模對稱電感，兩個(gè)差模對稱電感分別設(shè)置在輸入電源輸出端的正端和負(fù)端上；所述驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路為標(biāo)準(zhǔn)兩輸入或門控制芯片，該控制芯片包括四對輸入端Al，A2，BI, B2, Cl，C2，Dl, D2和相應(yīng)的四個(gè)輸出端Ao、Bo、Co、Do，其中輸入端Al，BI，Cl，Dl與調(diào)寬式脈沖控制電路的兩個(gè)輸出端連接，輸入端A2，B2，C2，D2與續(xù)流電壓采樣電路的兩個(gè)輸出端連接，輸出端Ao、Bo、Co、Do與VMOS開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路的輸入端連接；
所述輸出保護(hù)電路包括基準(zhǔn)電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ； 該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負(fù)載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負(fù)端，三極管NI的基極接至所述基準(zhǔn)電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個(gè)濾波電容和一個(gè)反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14和RC電路；
比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端， 比較器A的負(fù)相輸入端接基準(zhǔn)電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負(fù)端；
比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點(diǎn)位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負(fù)相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負(fù)端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。
基于上述方案，本發(fā)明還可作如下優(yōu)化限定和改進(jìn)
所述調(diào)寬式脈沖控制電路為反激式控制的PWM控制器，PWM控制器的兩個(gè)輸出端 Ao, Bo分別接至驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路的一組輸入端。
所述輸入電流采樣電路包括電流傳感器CSl、電容C13、電阻R21，二極管D4，電流傳感器CSl與二極管D4串聯(lián)構(gòu)成一個(gè)支路，電容C13、電阻R21分別與該支路并聯(lián)。
所述輸出電流采樣電路包括電流傳感器CS2、電容C9和二極管D5，電流傳感器CS2 與二極管D5串聯(lián)構(gòu)成一個(gè)支路，電容C9與該支路并聯(lián)。
所述續(xù)流電壓采樣電路包括由穩(wěn)壓二極管Z3，濾波電容Cl I，分壓電阻R3，R4組成的輸出米樣電路和由穩(wěn)壓二極管Z4,濾波電容C12,分壓電阻Rl, R5組成的輸入米樣電路， 所述輸出采樣電路的輸出端為R4與R3之間的節(jié)點(diǎn)，該節(jié)點(diǎn)與驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路輸入端的一個(gè)接口連接，輸入采樣電路的輸出端為Rl與R5之間的節(jié)點(diǎn)，該節(jié)點(diǎn)與驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路輸入端的另一個(gè)接口連接。
所述反向隔離電路由與所述VMOS開關(guān)電路同步整流的VMOS管組構(gòu)成，由所述驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路經(jīng)續(xù)流驅(qū)動(dòng)電路同步驅(qū)動(dòng)。
本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)在于
本發(fā)明提供的帶有輸出保護(hù)的超高轉(zhuǎn)換效率的電源轉(zhuǎn)換電路有XC/DC擴(kuò)展(XC) 形、無極性、多波形、寬頻率電源輸入，DC(直流)輸出，自動(dòng)極性識(shí)別定向、高轉(zhuǎn)換效率、高功率因數(shù)、高可靠性、高功率密度、低成本等優(yōu)勢。
所加的輸出保護(hù)電路能夠保證BOOST輸出在負(fù)載短路時(shí)自動(dòng)調(diào)整，限流輸出，同時(shí)仍保證低功耗。


圖I為本發(fā)明電路原理框圖2為本發(fā)明電路結(jié)構(gòu)意圖3為自動(dòng)定向BOOST在Ui正半周(Ml、M2、M3、M4) PWM導(dǎo)通時(shí)電流流圖4為自動(dòng)定向BOOST在Ui正半周(M3、M4) PWM導(dǎo)通續(xù)流時(shí)電流流圖5為輸入電源為Ac正弦波時(shí)的單周期波形圖。
圖6為本發(fā)明的輸出保護(hù)電路的結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實(shí)施方式
該帶有輸出保護(hù)的超高轉(zhuǎn)換效率的電源轉(zhuǎn)換電路包括反向隔離電路，所述反向隔離電路的輸出端通過儲(chǔ)能濾波電路與負(fù)載連接，反向隔離電路的輸入端與VMOS開關(guān)電路的輸出端連接，VMOS開關(guān)電路的輸入端通過續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接，輸入電源的輸出端通過輸入電流采樣電路與調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接，儲(chǔ)能濾波電路的輸出端通過輸出電流采樣電路與調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接，調(diào)寬式脈沖控制電路的輸出端依次通過驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路與VMOS開關(guān)電路的輸入端連接，驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路的輸入端通過續(xù)流電壓采樣電路與VMOS開關(guān)電路的輸出端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路；所述續(xù)流電感包括兩個(gè)差模對稱電感，兩個(gè)差模對稱電感分別設(shè)置在輸入電源輸出端的正端和負(fù)端上；所述驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路為標(biāo)準(zhǔn)兩輸入或門控制芯片，該控制芯片包括四對輸入端Al，A2，BI, B2, Cl，C2，Dl, D2和相應(yīng)的四個(gè)輸出端Ao、Bo、Co、Do，其中輸入端 Al, BI, Cl，Dl與調(diào)寬式脈沖控制電路的兩個(gè)輸出端連接，輸入端A2，B2, C2，D2與續(xù)流電壓采樣電路的兩個(gè)輸出端連接，輸出端Ao、Bo、Co、Do與VMOS開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路的輸入端連接。
調(diào)寬式脈沖控制電路為反激式控制的PWM控制器，PWM控制器的兩個(gè)輸出端Ao、Bo 分別接至驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路的一組輸入端。
輸入電流采樣電路包括電流傳感器CS1、電容C13、電阻R21，二極管D4，電流傳感器CSl與二極管D4串聯(lián)構(gòu)成一個(gè)支路，電容C13、電阻R21分別與該支路并聯(lián)。
輸出電流采樣電路包括電流傳感器CS2、電容C9和二極管D5，電流傳感器CS2與二極管D5串聯(lián)構(gòu)成一個(gè)支路，電容C9與該支路并聯(lián)。
續(xù)流電壓采樣電路包括由穩(wěn)壓二極管Z3，濾波電容C11，分壓電阻R3，R4組成的輸出采樣電路和由穩(wěn)壓二極管Z4，濾波電容C12，分壓電阻Rl，R5組成的輸入采樣電路，所述輸出采樣電路的輸出端為R4與R3之間的節(jié)點(diǎn)，該節(jié)點(diǎn)與驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路輸入端的一個(gè)接口連接，輸入采樣電路的輸出端為Rl與R5之間的節(jié)點(diǎn)，該節(jié)點(diǎn)與驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路輸入端的另一個(gè)接口連接。
反向隔離電路由與所述VMOS開關(guān)電路同步整流的VMOS管組構(gòu)成，由所述驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路經(jīng)續(xù)流驅(qū)動(dòng)電路同步驅(qū)動(dòng)。
以下對各重要電路的功能進(jìn)行說明
續(xù)流電感利用電感特性對輸入電源進(jìn)行升壓；
VMOS開關(guān)電路VM0S開關(guān)電路導(dǎo)通期間，續(xù)流電感中有電流通過；VM0S開關(guān)電路關(guān)斷期間，續(xù)流電路導(dǎo)通，使續(xù)流電感中電流繼續(xù)導(dǎo)通，產(chǎn)生高壓，對儲(chǔ)能濾波電路進(jìn)行充電，充電后由儲(chǔ)能濾波電路對負(fù)載進(jìn)行供電；
儲(chǔ)能濾波電路VM0S開關(guān)電路關(guān)斷期間充電并對負(fù)載供電；
VMOS開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路對驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路生成的VMOS開關(guān)信號(hào)和VMOS續(xù)流信號(hào)進(jìn)行放大處理；
驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路對調(diào)寬式脈沖控制電路生成的PWM調(diào)寬式脈沖信號(hào)、電壓采樣電路輸入的交直流信號(hào)、正負(fù)極信號(hào)或續(xù)流信號(hào)以及電源信號(hào)進(jìn)行合成，生成合成信號(hào) (包括極性、交流、直流、調(diào)寬信號(hào));然后根據(jù)合成信號(hào)進(jìn)行自動(dòng)分配，區(qū)分為VMOS開關(guān)信號(hào)和VMOS續(xù)流信號(hào)；
調(diào)寬式脈沖控制電路根據(jù)輸入采樣電路和/或輸出采樣電路輸入的電流采樣信號(hào)生成PWM調(diào)寬式脈沖信號(hào)；
續(xù)流電壓采樣電路對VMOS開關(guān)電路和續(xù)流電路的電流信號(hào)進(jìn)行采樣，產(chǎn)生交直流信號(hào)、正負(fù)極信號(hào)或續(xù)流信號(hào)，并將上述信號(hào)輸入至驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路；
輸入電流采樣電路對輸入電源輸入經(jīng)過續(xù)流電感的電流進(jìn)行采樣,生成采樣信號(hào)并將采樣信號(hào)提供給調(diào)寬式脈沖控制電路進(jìn)行處理；
以下結(jié)合附圖對本發(fā)明進(jìn)行詳述
ICl (UCC28084或其它同類器件)，為標(biāo)準(zhǔn)雙端交替輸出PWM控制器，通過器件I端 (OC)控制PWM調(diào)寬輸出，輸出交替PWM波形P1、P2。
町、1 5、(12、24對續(xù)流波形？4進(jìn)行檢測整形，形成波形？3。其中，穩(wěn)壓管Z4保持 P3的電壓穩(wěn)定，電容C12用以濾波，使得在PA出現(xiàn)高電平時(shí)能夠使P3持續(xù)高電平。
1 4、1 3、(11、23對續(xù)流波形？8進(jìn)行檢測整形，形成波形？4。其中，穩(wěn)壓管Z3保持 P4的電壓穩(wěn)定，電容Cll用以濾波，使得在PB出現(xiàn)高電平時(shí)能夠使P4持續(xù)高電平。
IC2(CD4071或其它同類器件)，為標(biāo)準(zhǔn)2輸入或門，其中Αο=Α1+Α2、Βο=Β1+Β2、 Co=Cl+C2、Do=Dl+D2，對PU P2、P3、P4進(jìn)行邏輯合成后形成交錯(cuò)輸出PWM控制波形。
IC3、IC4 (IR442或其它同類器件)，為標(biāo)準(zhǔn)驅(qū)動(dòng)器，其中Ao=Ai、Bo=Bi，對VMOS進(jìn)行高速大電流驅(qū)動(dòng)，以降低VMOS開關(guān)功耗提高轉(zhuǎn)換效率。
CS1、CS2、D4、D5、R21、C13組成電流傳感、鑒別、檢測電路，自動(dòng)檢測出PWM開通時(shí)電源高端VMOS通過的電流波形。同時(shí)超其電路具有很低的功耗，采用電流傳感系數(shù)< 100、 采樣控制電壓< O. 5V，控制功耗Pe < O. 5X10X0. 01=0. 005X10 (10為導(dǎo)通電流)，當(dāng)IO 為 20A 時(shí)Pe < O. 05X20=0.1ff0
C7、C8、C9主要用于進(jìn)一步消除噪聲(窄脈沖)。
L1、D3、C14組成BOOST升壓電路的LDC，為了適應(yīng)輸入電源的不對稱性，例如單極性直流、單極性方波、單極性三角波等，LI采用差模對稱式，也可僅在輸入回路的正端或負(fù)端設(shè)置電感作為LI。
PWM控制電路(I CI)的Ao端口和Bo端口交替輸出控制信號(hào)PI、P2，且PI、P2之間總保持一個(gè)用于續(xù)流的間隔時(shí)間(對應(yīng)于PA波形的高電平)。P3、P4由輸入回路中的PA、PB 波形分壓所得。PU P2、P3、P4接入觸發(fā)信號(hào)合成電路(IC2)的輸入端口，進(jìn)行如前所述的或邏輯運(yùn)算后，再分別經(jīng)開關(guān)驅(qū)動(dòng)器IC3、IC4驅(qū)動(dòng)將觸發(fā)信號(hào)分別加至兩個(gè)VMOS開關(guān)電路組(Ml、M2 ;M3、M4)，D3具有兩個(gè)輸入端，分別接至輸入回路的正端和負(fù)端，正向電流經(jīng)反向隔離電路D3對C14充電。
Ml與M2并聯(lián)交替工作，M3與M4并聯(lián)交替工作(每一個(gè)VMOS開關(guān)本身具有與之并聯(lián)的二極管)。
在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負(fù)，當(dāng)PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號(hào)Pl和P2之一處于高電平時(shí)，該XC/DC自動(dòng)定向BOOST電路處于PWM導(dǎo)通狀態(tài)，電流在輸入回路中從正端依次流經(jīng)第一組VMOS開關(guān)電路組(Ml、M2 )、第二組VMOS開關(guān)電路組 (M3、M4)，然后流回負(fù)端；由于D3起反向隔離作用，C14上的儲(chǔ)能不會(huì)反向流回輸入回路。
當(dāng)PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號(hào)P1、P2均為低電平時(shí)，則Ml、M2上沒有觸發(fā)信號(hào)，因此M1、M2不導(dǎo)通，但由于續(xù)流電感LI的存在，且M3、M4中的二極管能夠形成自地端至輸入回路負(fù)端的導(dǎo)通回路，從而使電路中因續(xù)流電感產(chǎn)生的續(xù)流自輸入回路的正端經(jīng) D3對C14充電，并且同時(shí)經(jīng)由輸出回路的負(fù)載、第二組VMOS開關(guān)電路組(M3、M4)，然后流回負(fù)端。實(shí)際上，一旦電路中存在上述續(xù)流，即PA為高電平、PB為低電平，從而使得P1、P2、 P3、P4進(jìn)行或邏輯運(yùn)算后產(chǎn)生觸發(fā)信號(hào) ，使M3、M4導(dǎo)通，由于M3、M4的電阻很小，因此，在續(xù)流過程中產(chǎn)生的功耗仍然很小。而且，升壓輸出本身能夠降低線路損耗。比如，Ui=IO(V), 升壓后Uo=50 (V)，則根據(jù)P=U2/R可知，線路損耗僅為原來的1/5.
舉例說明本發(fā)明的低功耗電路中采用Rds=O. 001 Ω低導(dǎo)通電阻N溝道 VMOS管，在PWM開通期間Ml、M2交錯(cuò)導(dǎo)通，VMOS導(dǎo)通電阻Rds=O. 001 Ω，M3、M4雙管并聯(lián)交錯(cuò)導(dǎo)通，VMOS導(dǎo)通電阻Rds=O. 001 Ω /2=0. 0005 Ω，若還是輸入20A電流， 則導(dǎo)通電壓為U1=0. 001X20=0. 02V，U2=0. 0005X20=0. OlV,識(shí)別定向功耗為 Pe=20X (O. 02+0. 01)=0. 6W ;在PWM關(guān)斷期間Ml、M2截止關(guān)斷，M3、M4雙管并聯(lián)交錯(cuò)導(dǎo)通續(xù)流，VMOS導(dǎo)通電阻Rds=O. 001 Ω /2=0. 0005 Ω，若是20A續(xù)流電流，則導(dǎo)通電壓為 U2=0. 0005X20=0. 01V，識(shí)別定向功耗為Pe=20X0· 01=0. 2W。較之于現(xiàn)有技術(shù)的整流識(shí)別定向電路40W的功耗，本發(fā)明的XC/DC自動(dòng)識(shí)別定向BOOST電路功耗顯著降低。
若反向隔離電路D3也采用同步的VMOS開關(guān)電路(其觸發(fā)信號(hào)與PA和PB的波形同步)，則可利用VMOS開關(guān)電路電阻小的特性進(jìn)一步降低線路損耗。尤其在BOOST輸出較低時(shí)轉(zhuǎn)換效率的提高更為顯著。
VMOS開關(guān)在觸發(fā)信號(hào)作用下，能夠根據(jù)所加電壓極性實(shí)現(xiàn)正向或反向?qū)?，基于此特性，在輸入交流在波形?fù)半周或輸入直流為上負(fù)下正時(shí)，該XC/DC自動(dòng)定向BOOST電路的工作過程與上述導(dǎo)通、續(xù)流過程原理相同，且由于第一組VMOS開關(guān)電路組(Ml、M2)與第二組VMOS開關(guān)電路組(M3、M4)采用對稱電路結(jié)構(gòu)，在Ui負(fù)半周VMOS導(dǎo)通和續(xù)流是完全可逆的。如，當(dāng)PWM控制電路(ICl)輸出的控制信號(hào)P1、P2均為低電平時(shí)，則M3、M4上沒有觸發(fā)信號(hào)，因此M3、M4不導(dǎo)通，而由第一組VMOS開關(guān)電路組(M1、M2)實(shí)現(xiàn)續(xù)流過程。
可見，該BOOST電路能夠自動(dòng)完成對雙極性電源(交流正玄波、方波、三角波，交流工頻、中頻、低頻、超低頻)的自動(dòng)識(shí)別定向；及對單極性電源(直流、直流方波、直流三角波等)的自動(dòng)識(shí)別定向，交流雙極性電源及直流單極性電源可以不分正負(fù)任意接入。
另外，在負(fù)載前加入的輸出安全控制電路，包括基準(zhǔn)電壓源、比較器A、比較器B、 三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ;該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負(fù)載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS 管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負(fù)端，三極管NI的基極接至所述基準(zhǔn)電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個(gè)濾波電容和一個(gè)反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14 和RC電路；
比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端， 比較器A的負(fù)相輸入端接基準(zhǔn)電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負(fù)端；
比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點(diǎn)位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負(fù)相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負(fù)端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。
在VMOS管M5的基極與三極管NI的漏極之間引出一個(gè)支路至VMOS管M5的源極， 該支路上設(shè)置有穩(wěn)壓管Zl。
所述基準(zhǔn)電壓由與所述基準(zhǔn)電壓源串聯(lián)的2. 5V穩(wěn)壓管提供。
比較器B的正相輸入端的接入節(jié)點(diǎn)還通過濾波電容接至所述輸出端的負(fù)端。
比較器A和比較器B構(gòu)成一個(gè)雙封裝比較器。
該雙封裝比較器優(yōu)選LH2903、LM2903或其它同類器件。
IC5為標(biāo)準(zhǔn)高速比較器電路(雙比較器)，比較器B、N1、M5組成恒流控制電路。B-端電壓V3=0V，B+端電壓為:
V2=R22 X Vl/(R22+R27)-Us
上式中，Us=IsXRs=IsXR24
Vl電壓受比較器A控制，A-端電壓VR=2. 5V, A+端電壓為
VL=ULXR7/(R7+R14) =RLX Is。
I、限流啟動(dòng)
電路啟動(dòng)(上電)時(shí)，VL < 2. 5V，比較器A輸出低，則R13接入分壓。
其中R13< < R25、R13 < < R27、VR=2.5V;
Vl ^ VRXR13/(R13+R25) =2. 5XR13/(R13+R25)
V2 = R22XVl/(R22 + R27)-Us = R22X (2. 5 X R13/ (R13 + R25) ) / (R22+R27)-Us=2. 5XR22XR13/((R13+R25) (R22+R27))-1sXRs
設(shè)cl=2.5XR22XR13/((R13+R25) (R22+R27))
BP V2=cl-RsXIs
當(dāng)V2=cl_RsXIs ^ 0時(shí)，比較器B、N1、M5限流輸出，限流值為Is=cl/Rs。
即能夠保證BOOST輸出以限流(Is=cI/Rs)啟動(dòng)。
VL=UL X R7/ (R7+R14) =RL XIs=ClX RL/Rs
因此，只需要配置相應(yīng)的阻值，使得BOOST負(fù)載阻抗較小(短路)時(shí)，VL < 2. 5V，工作在安全限流狀態(tài)下。比如，根據(jù)Is=cl/Rs，設(shè)置Is在常規(guī)值1/4-1/10之間。
2、運(yùn)行中的常規(guī)限流
當(dāng)BOOST負(fù)載阻抗無故障VL ^ 2. 5V時(shí)比較器A輸出高(開路)，則R13脫離分壓， V2=2. 5 X R22/(R22+R27+R25)-Us ；
設(shè)c2=2.5 X R22/ (R22+R27+R25)
BP V2=c2-RsXIL
當(dāng)V2=c2_RsXIL ^ O時(shí)，比較器B、NI、M5限流輸出，限流值為IL=c2/Rs,
即能夠保證BOOST輸出以限流(IL=c2/Rs)工作。
因此，只需要配置相應(yīng)的電阻阻值，使IL大于正常工作電流，且使VMOS限制在電流、功率的安全范圍內(nèi)。通常，IL設(shè)置為常規(guī)值的1.1倍至1. 5倍之間。
3、正常工作的低功耗
BOOST輸出正常工作時(shí)，輸出電流小于IL，比較器(A、B)輸出高(開路)，P溝道 VMOS (M5)工作在超低導(dǎo)通電阻(Rds=O. 005 Ω )狀態(tài)下。
例如輸出功率200W輸出電壓50V，則輸出電流為Io=200/50=4A，
VMOS(M5)上壓降為4X0. 005=0. 02，
VMOS (M5)控制功耗為Pe=0. 02X4=0. 08W，可以看出，正常運(yùn)行時(shí)的控制功耗很低。
4、短路保護(hù)
若BOOST電路工作過程中若發(fā)生輸出短路等故障，導(dǎo)致VL < 2. 5V，則比較器A輸出低，使比較器B、NI、M5限流輸出(參見前述第I種情況)，電路重新進(jìn)入安全啟動(dòng)(Is)狀態(tài)，當(dāng)故障消除后，BOOST自動(dòng)恢復(fù)正常輸出。
上述實(shí)施例是本發(fā)明的最佳實(shí)施例，采用這種交錯(cuò)PWM控制方式使Ml、M2交錯(cuò)導(dǎo)通，每個(gè)VMOS開關(guān)工作頻率為1/2電路頻率，能夠使VMOS開關(guān)在較低開關(guān)頻率下工作，大幅降低開關(guān)功耗；相應(yīng)地，電路中L、C器件的工作頻率為2倍VMOS管頻率，較高 的電路工作頻率降低了對LC電路中電感(L)量和電容(C)的要求，降低了成本及工藝難度。實(shí)際上， 基于本發(fā)明的導(dǎo)通、續(xù)流的基本原理，也可以考慮每個(gè)VMOS開關(guān)電路組只采用一個(gè)VMOS開關(guān)，也足以體現(xiàn)本發(fā)明的技術(shù)效果。比如只保留M1、M3，同樣也能夠在輸入交流在波形正半周或輸入直流為上正下負(fù)時(shí)，由Ml、M3實(shí)現(xiàn)導(dǎo)通回路，由M3實(shí)現(xiàn)續(xù)流回路；在輸入交流在波形負(fù)半周或輸入直流為上負(fù)下正時(shí)，由M1、M3實(shí)現(xiàn)導(dǎo)通回路，由Ml實(shí)現(xiàn)續(xù)流回路。當(dāng)然， 在此方案下，也可以嘗試讓每個(gè)VMOS開關(guān)的工作頻率減半，但這就需要成倍地增大續(xù)流電感、儲(chǔ)能電容，以滿足續(xù)流的要求，從而導(dǎo)致成本較高、元器件體積較大、功率密度降低。
權(quán)利要求
1.一種帶有輸出保護(hù)的超高轉(zhuǎn)換效率的電源轉(zhuǎn)換電路，其特征在于包括反向隔離電路，所述反向隔離電路的輸出端通過儲(chǔ)能濾波電路和輸出保護(hù)電路與負(fù)載連接，反向隔離電路的輸入端與VMOS開關(guān)電路的輸出端連接，VMOS開關(guān)電路的輸入端通過續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接，輸入電源的輸出端通過輸入電流采樣電路與調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接，儲(chǔ)能濾波電路的輸出端通過輸出電流采樣電路與調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接，調(diào)寬式脈沖控制電路的輸出端依次通過驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路與VMOS開關(guān)電路的輸入端連接，驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路的輸入端通過續(xù)流電壓采樣電路與VMOS開關(guān)電路的輸出端連接；所述調(diào)寬式脈沖控制電路、驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路和續(xù)流電壓采樣電路組成控制電路； 所述續(xù)流電感包括兩個(gè)差模對稱電感，兩個(gè)差模對稱電感分別設(shè)置在輸入電源輸出端的正端和負(fù)端上；所述驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路為標(biāo)準(zhǔn)兩輸入或門控制芯片，該控制芯片包括四對輸入端六1，六2，81，82，(1，02，01，02和相應(yīng)的四個(gè)輸出端Ao、Bo、Co、Do，其中輸入端Al，BI，Cl，Dl與調(diào)寬式脈沖控制電路的兩個(gè)輸出端連接，輸入端A2，B2, C2，D2與續(xù)流電壓采樣電路的兩個(gè)輸出端連接，輸出端Ao、Bo、Co、Do與VMOS開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路的輸入端連接； 所述輸出保護(hù)電路包括基準(zhǔn)電壓源、比較器A、比較器B、三極管NI和穩(wěn)壓管Z5 ;該輸出安全控制電路的輸入端接BOOST直流輸出電壓，輸出端接負(fù)載，所述輸入端和輸出端所在的主回路上串聯(lián)設(shè)置有VMOS管M5和限流電阻R24，其中，VMOS管M5的基極經(jīng)三極管NI接至所述輸出端的負(fù)端，三極管NI的基極接至所述基準(zhǔn)電壓源；所述輸出端并聯(lián)有一個(gè)濾波電容和一個(gè)反饋支路，該反饋支路上依次串聯(lián)有分壓電阻R14和RC電路； 比較器A的正相輸入端接入該反饋支路，經(jīng)分壓電阻R14接至所述輸出端的正端，比較器A的負(fù)相輸入端接基準(zhǔn)電壓，比較器A的輸出端依次經(jīng)串聯(lián)的電阻R13、電阻R27、電阻R22接至所述輸入端的負(fù)端； 比較器B的正相輸入端接入電阻R13、電阻R27和電阻R22所在的串聯(lián)支路，其接入節(jié)點(diǎn)位于電阻R27與電阻R22之間；比較器B的負(fù)相輸入端經(jīng)電阻R6接至所述輸出端的負(fù)端；比較器B的輸出端接至三極管NI的基極。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的帶有輸出保護(hù)的超高轉(zhuǎn)換效率的電源轉(zhuǎn)換電路，其特征在于所述調(diào)寬式脈沖控制電路為反激式控制的PWM控制器，PWM控制器的兩個(gè)輸出端Ao、Bo分別接至驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路的一組輸入端。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的帶有輸出保護(hù)的超高轉(zhuǎn)換效率的電源轉(zhuǎn)換電路，其特征在于所述輸入電流采樣電路包括電流傳感器CS1、電容C13、電阻R21，二極管D4，電流傳感器CSl與二極管D4串聯(lián)構(gòu)成一個(gè)支路，電容C13、電阻R21分別與該支路并聯(lián)。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的帶有輸出保護(hù)的超高轉(zhuǎn)換效率的電源轉(zhuǎn)換電路，其特征在于所述輸出電流采樣電路包括電流傳感器CS2、電容C9和二極管D5，電流傳感器CS2與二極管D5串聯(lián)構(gòu)成一個(gè)支路，電容C9與該支路并聯(lián)。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的帶有輸出保護(hù)的超高轉(zhuǎn)換效率的電源轉(zhuǎn)換電路，其特征在于所述續(xù)流電壓采樣電路包括由穩(wěn)壓二極管Z3，濾波電容C11，分壓電阻R3，R4組成的輸出采樣電路和由穩(wěn)壓二極管Z4，濾波電容C12，分壓電阻Rl，R5組成的輸入采樣電路，所述輸出采樣電路的輸出端為R4與R3之間的節(jié)點(diǎn)，該節(jié)點(diǎn)與驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路輸入端的一個(gè)接口連接，輸入采樣電路的輸出端為Rl與R5之間的節(jié)點(diǎn)，該節(jié)點(diǎn)與驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路輸入端的另一個(gè)接口連接。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的帶有輸出保護(hù)的超高轉(zhuǎn)換效率的電源轉(zhuǎn)換電路，其特征在于所述反向隔離電路由與所述VMOS開關(guān)電路同步整流的VMOS管組構(gòu)成，由所述驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路經(jīng)續(xù)流驅(qū)動(dòng)電路同步驅(qū)動(dòng)。
全文摘要
本發(fā)明提供一種帶有輸出保護(hù)的超高轉(zhuǎn)換效率的電源轉(zhuǎn)換電路。該電源轉(zhuǎn)換電路的反向隔離電路的輸出端通過儲(chǔ)能濾波電路和輸出保護(hù)電路與負(fù)載連接，反向隔離電路的輸入端與VMOS開關(guān)電路的輸出端連接，VMOS開關(guān)電路的輸入端通過續(xù)流電感與輸入電源的輸出端連接，輸入電源的輸出端通過輸入電流采樣電路與調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接，儲(chǔ)能濾波電路的輸出端通過輸出電流采樣電路與調(diào)寬式脈沖控制電路的輸入端連接，調(diào)寬式脈沖控制電路的輸出端依次通過驅(qū)動(dòng)信號(hào)合成電路、VMOS開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路與VMOS開關(guān)電路的輸入端連接。本發(fā)明能夠?qū)?、直流多種波形無差別低功耗穩(wěn)定BOOST輸出；且在負(fù)載短路時(shí)自動(dòng)限流輸出。
文檔編號(hào)H02M1/088GK102983724SQ201210517228
公開日2013年3月20日 申請日期2012年11月30日 優(yōu)先權(quán)日2012年11月30日
發(fā)明者胡家培, 胡民海 申請人:西安智海電力科技有限公司