具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器及其電壓控制方法
【專利摘要】本發(fā)明是有關于一種電壓控制方法，應用于具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，該電壓控制方法是先擷取返馳式電壓轉換器中變壓電路的初級側繞組的電流，再將該電流進行積分以得到平均電壓，接著比較該平均電壓以及與變壓電路的次級側繞組電流有關的映射電壓，并根據(jù)比較結果調節(jié)返馳式電壓轉換器中切換開關的工作周期，如此將可使返馳式電壓轉換器在非連續(xù)導通模式、連續(xù)導通模式或邊界導通模式下皆可有效補償輸出電流的變化，大幅提升輸出電壓穩(wěn)壓率。
【專利說明】具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器及其電壓控制方法
【技術領域】
[0001]本發(fā)明涉及一種電壓轉換器，特別是指一種可應用于連續(xù)導通模式、非連續(xù)導通模式或邊界導通模式的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器及其電壓控制方法。
【背景技術】
[0002]返馳式(Flyback)電壓轉換器是目前廣泛應用于各種電子設備的電源電路，如圖1所示，此類電壓轉換器900使用次級側回授控制架構，其電路元件多，導致整體電路體積龐大且增加電路設計復雜度。此外，該返馳式電壓轉換器900中的低成本光耦合器910的電流轉換比(Current TransferRatio, CTR)容易隨溫度與時間的改變會有劇烈的衰減，造成電路信賴度下降。因此，目前有些的返馳式電壓轉換器會采用初級側調節(jié)(PrimarySideRegulation, PSR)技術，以簡化電路且降低成本。
[0003]然而，現(xiàn)有的PSR控制是將返馳式電壓轉換器操作在非連續(xù)導通模式(Discontinuous Conduction Mode, DCM),偵測初級側線圈的電壓波形達到輸出電壓穩(wěn)定的效果，但此控制方式僅適用在低功率(15瓦以下)的應用，換句話說，當輸出負載電流較大時，其輸出電壓會有較大的變化，造成電壓穩(wěn)壓率不佳，并無法滿足大功率電壓轉換器的需求。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004]本發(fā)明的目的在于提供一種不但可以操作在非連續(xù)導通模式(DiscontinuousConduction Mode,DCM),亦可以操作在連續(xù)導通模式(Continuous Conduction Mode, CCM)或邊界導通模式(Boundary ConductionMode, BCM),且有效提升輸出電壓穩(wěn)壓率的電壓控制方法。
[0005]本發(fā)明電壓控制方法，應用于具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，該電壓控制方法包含以下步驟:
[0006](A)擷取返馳式電壓轉換器中變壓電路的初級側繞組的電流；
[0007](B)將該電流進行積分以得到平均電壓；
[0008](C)比較該平均電壓以及與變壓電路的次級側繞組電流有關的映射電壓 '及
[0009](D)根據(jù)比較結果調節(jié)返馳式電壓轉換器中切換開關的工作周期，以調節(jié)該返馳式電壓轉換器的輸出電壓。
[0010]借由步驟(D)調節(jié)該返馳式電壓轉換器中切換開關的工作周期，進而達到補償該返馳式電壓轉換器的輸出電流變化，以提升具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器次級側輸出電壓穩(wěn)壓率的功效。
[0011]其中上述步驟(C)將該平均電壓與該映射電壓相減以求得差值電壓，該步驟(D)則是根據(jù)該差值電壓調節(jié)該返馳式電壓轉換器中該切換開關的工作周期。
[0012]其中上述變壓電路的初級側繞組包括第一初級側繞組和第二初級側繞組，該步驟(A)則是擷取該變壓電路的該第一初級側繞組的電流。[0013]其中上述映射電壓由該變壓電路的次級側繞組電流等比例映射至該變壓電路的該第二初級側繞組的電流并通過電阻轉換產(chǎn)生。
[0014]其中上述平均電壓為負值，且該步驟(C)是將該平均電壓與該映射電壓相加以求得差值電壓，該步驟(D)則是根據(jù)該差值電壓調節(jié)該返馳式電壓轉換器中該切換開關的工作周期。
[0015]此外，本發(fā)明的另一目的，即在提供一種可以執(zhí)行上述電壓控制方法的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器。
[0016]本發(fā)明具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，包含返馳式電壓轉換電路及回授控制電路。
[0017]返馳式電壓轉換電路包括變壓電路、第一二極管、輸出電容、切換開關及輸出電壓取樣電路。變壓電路包括第一初級側繞組、第二初級側繞組及次級側繞組，且第一初級側繞組的一端接收輸入信號。第一二極管具有電連接次級側繞組的陽極及陰極。輸出電容的一端電連接第一二極管的陰極，且另一端接地，輸出電容用以產(chǎn)生輸出電壓。切換開關具有電連接第一初級側繞組的另一端的第一端、受控的控制端及第二端。輸出電壓取樣電路電連接第二初級側繞組，用以接收由次級側繞組映射至第二初級側繞組的映射電流，并將該映射電流轉換成映射電壓。
[0018]回授控制電路電連接輸出電壓取樣電路及切換開關的第二端，回授控制電路擷取流經(jīng)第一初級側繞組的電流，并將電流積分以得到平均電壓，回授控制電路再比較平均電壓及映射電壓，以提供脈寬調制模塊根據(jù)比較結果控制該切換開關的工作周期，如此將可有效補償該返馳式電壓轉換電路的輸出電流的變化，大幅提升輸出電壓穩(wěn)壓率。
[0019]回授控制電路包括電流取樣電路、積分電路及差值計算電路。電流取樣電路電連接切換開關的第二端，用以接收流經(jīng)第一初級側繞組的電流。積分電路電連接電流取樣電路，該積分電路將電流取樣電路所接收的電流積分，以產(chǎn)生平均電壓。差值計算電路電連接積分電路及輸出電壓取樣電路，用以計算平均電壓及映射電壓的差值所得的差值電壓，以提供脈寬調制模塊根據(jù)該差值電壓控制切換開關的工作周期。
[0020]其中上述電流取樣電路為取樣電阻，其一端電連接該切換開關的第二端，另一端則接地。
[0021]進一步來說，輸出電壓取樣電路包括第二二極管、輔助電容、第一電阻及第二電阻。第二二極管具有電連接第二初級側繞組的一端的陽極及陰極。輔助電容的一端電連接第二二極管的陰極，另一端則接地。第一電阻的一端電連接第二二極管的陰極，第二電阻的一端電連接第一電阻的另一端，且第二電阻的另一端接地，第二電阻將映射電流轉換成映射電壓。
[0022]積分電路包括第一運算放大器、輔助電阻及積分電容。第一運算放大器具有電連接電流取樣電路的非反相端、反相端及電連接反相端的輸出端。輔助電阻的一端電連接第一運算放大器的輸出端，另一端電連接積分電容的一端，且積分電容的另一端接地。
[0023]差值計算電路包括第二運算放大器、第三電阻、第四電阻、第五電阻及第六電阻。第二運算放大器具有非反相端、反相端及輸出端。第三電阻的一端電連接積分電容，另一端電連接第二運算放大器的反相端。第四電阻的一端電連接第二運算放大器的反相端，另一端則電連接第二運算放大器的輸出端。第五電阻的一端電連接輸出電壓取樣電路中第一電阻與第二電阻的連接處并接收映射電壓，另一端則電連接第二運算放大器的非反相端。第六電阻的一端電連接第二運算放大器的非反相端，另一端則接地。
[0024]其中，第五電阻與第三電阻的電阻值相同，第六電阻與第四電阻的電阻值相同。
[0025]其中上述平均電壓及該映射電壓的差值與該差值電壓之間的比例常數(shù)由該第三電阻與該第四電阻來決定。
[0026]另外，本發(fā)明回授控制電路也可以是包括比流器、轉換電阻、儲能電容、第七電阻及第八電阻。
[0027]比流器用以感應第一初級側繞組的電流并對應產(chǎn)生感應電流。轉換電阻的一端電連接該比流器，儲能電容的一端電連接轉換電阻的另一端，儲能電容的另一端則接地。第七電阻的一端電連接轉換電阻與儲能電容的連接處，且第八電阻的一端電連接第七電阻的另一端，而第八電阻的另一端電連接輸出電壓取樣電路并接收該映射電壓。
[0028]進一步說明，比流器包括感應電路、比流電阻及比流二極管。感應電路用以感應第一初級側繞組電流并產(chǎn)生該感應電流。比流電阻的一端電連接感應電路的一端，另一端則接地。比流二極管具有電連接感應電路的另一端的陽極及一接地的陰極。
[0029]其中上述返馳式電壓轉換電路還包括偏壓電阻，該偏壓電阻的一端電連接該切換開關的第二端，且另一端接地。
[0030]其中上述次級側繞組的電流映射至該第二初級側繞組的比例與該次級側繞組與該第二初級側繞組之間的匝數(shù)比有關。
[0031]借由感應電路感應第一初級側繞組電流而產(chǎn)生感應電流，并使感應電流流經(jīng)比流電阻而得到負電壓，再對該負電壓做積分得到負的平均電壓。接著，借由第七電阻及第八電阻的設計及簡單的重疊定理，將第二初級側繞組的映射電壓與比流器產(chǎn)生的負平均電壓相力口，以求得差值電壓，使得脈寬調制模塊可根據(jù)該差值電壓調節(jié)返馳式電壓轉換電路中切換開關的工作周期。
[0032]本發(fā)明的有益效果在于:本發(fā)明除了采用初級側調節(jié)(Primary SideRegulation,PSR)技術以免除傳統(tǒng)次級側回授控制電路的光耦合器所造成的電路信賴度下降及設計復雜等問題外，還借由初級側回授控制電路作為返馳式轉換器的輸出電壓補償，用以提升較大功率輸出負載的輸出穩(wěn)壓率。故本發(fā)明的功效在于，通過本發(fā)明的電壓控制方法可使具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器在非連續(xù)導通模式、連續(xù)導通模式或邊界導通模式下皆可有效補償輸出電流的變化，大幅提升返馳式電壓轉換器的次級側輸出電壓穩(wěn)壓率。此夕卜，本發(fā)明具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器不但功率應用范圍廣，且同時也可簡化電路設計，減少成本及所需空間，并增加電路信賴性。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0033]圖1是說明現(xiàn)有習知返馳式電壓轉換器的電路架構；
[0034]圖2是說明本發(fā)明電壓控制方法的流程圖；
[0035]圖3是說明本發(fā)明返馳式電壓轉換器的第一實施例；
[0036]圖4是說明第一實施例中取樣電阻RS的跨壓VRS、平均電壓VC、映射電壓VR2、差值電壓VEA在輕載時的波形圖；
[0037]圖5是說明第一實施例中取樣電阻RS的跨壓VRS、平均電壓VC、映射電壓VR2、差值電壓VEA在重載時的波形圖；
[0038]圖6是說明本發(fā)明返馳式電壓轉換器的第二實施例；
[0039]圖7是說明第二實施例中比流電阻RCT的跨壓VRCT、平均電壓VC、映射電壓VR2、差值電壓VEA在輕載時的波形圖；
[0040]圖8是說明第二實施例中比流電阻RCT的跨壓VRCT、平均電壓VC、映射電壓VR2、差值電壓VEA在重載時的波形圖；
[0041]圖9是說明本發(fā)明返馳式電壓轉換器操作在邊界導通模式下，且輸入信號Vin電壓為90、115、230與264(V)的電壓變化曲線；
[0042]圖10是說明本發(fā)明使用初級側回授控制與現(xiàn)有習知未使用初級側回授控制的返馳式電壓轉換器在邊界導通模式下的調節(jié)率曲線；
[0043]圖11是說明本發(fā)明返馳式電壓轉換器操作在連續(xù)導通模式下，且輸入信號Vin電壓為90、115、230與264(V)的電壓變化曲線；
[0044]圖12是說明本發(fā)明使用初級側回授控制與現(xiàn)有習知未使用初級側回授控制的返馳式電壓轉換器在連續(xù)導通模式下的調節(jié)率曲線。
【具體實施方式】
[0045]下面結合附圖及實施例對本發(fā)明進行詳細說明:
[0046]參閱圖2與圖3，分別為本發(fā)明電壓控制方法，以及應用該電壓控制方法的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器100的第一實施例。
[0047]在本實施例中，返馳式電壓轉換器100包含返馳式電壓轉換電路10及回授控制電路20。
[0048]返馳式電壓轉換電路10包括變壓電路11、第一二極管D1、輸出電容Q、切換開關S及輸出電壓取樣電路12。
[0049]變壓電路11包括第一初級側繞組111、第二初級側繞組112及次級側繞組113。第一初級側繞組111的一端接收輸入信號Vin，且另一端電連接切換開關S。切換開關S為N型金氧半場效電晶體(NMOS)，其具有電連接第一初級側繞組111另一端的漏極(第一端)、受控的柵極(控制端)，以及電連接回授控制電路20的源極(第二端)。第一二極管Dl具有電連接次級側繞組113的陽極，及電連接輸出電容Ctj 一端的陰極。輸出電容Ctj的另一端則接地，且用以產(chǎn)生輸出電壓\。
[0050]輸出電壓取樣電路12包括第二二極管D2、輔助電容C.、第一電阻Rl及第二電阻R2。第二二極管D2具有電連接第二初級側繞組112—端的陽極，以及一電連接輔助電容Caux 一端的陰極。第二初級側繞組112的另一端及輔助電容Caux的另一端皆接地。第一電阻Rl的一端電連接第二二極管D2的陰極，另一端則電連接第二電阻R2的一端。第二電阻R2的另一端接地。第一電阻Rl及第二電阻R2會接收由次級側繞組113的電流Is等比例映射至第二初級側繞組112的映射電流IP2，并通過第二電阻R2將該映射電流Ip2轉換成映射電壓VK2。其中，次級側繞組113的電流Is映射至第二初級側繞組112的比例是根據(jù)次級側繞組113與第二初級側繞組112之間的匝數(shù)比決定。
[0051]回授控制電路20包括電流取樣電路21、積分電路22及差值計算電路23。
[0052]電流取樣電路21為取樣電阻RS，其一端電連接返馳式電壓轉換電路10的切換開關S的源極(第二端)，另一端則接地，取樣電阻Rs用以接收流經(jīng)第一初級側繞組111的電
厶IL Ipi O
[0053]積分電路22包括第一運算放大器(0P)220、輔助電阻Raux及積分電容Cs。第一運算放大器220具有電連接取樣電阻Rs的非反相端、反相端及電連接反相端的輸出端。輔助電阻Raux的一端電連接第一運算放大器220的輸出端,另一端電連接積分電容Cs的一端，而積分電容Cs的另一端則接地。積分電路22將電流取樣電路21所接收的電流Ipi積分，以產(chǎn)生平均電壓Vc。
[0054]差值計算電路23為減法器，其包括第二運算放大器230、第三電阻R3、第四電阻R4、第五電阻R5及第六電阻R6。第二運算放大器230具有非反相端、反相端及電連接脈寬調制模塊(PWM) 30的輸出端。第三電阻R3的一端電連接積分電容Cs，另一端電連接第二運算放大器230的反相端。第四電阻R4的一端電連接第二運算放大器230的反相端，另一端電連接第二運算放大器230的輸出端。第五電阻R5的一端電連接輸出電壓取樣電路12中第一電阻Rl與第二電阻R2的連接處，另一端電連接第二運算放大器230的非反相端。第六電阻R6的一端電連接第二運算放大器230的非反相端，另一端則接地。差值計算電路23將平均電壓\及映射電壓Vk2相減，以產(chǎn)生一差值電壓VEA。因此，當切換開關S導通時，積分電路22會針對電流取樣電路21所接收流經(jīng)第一初級側繞組111的電流Ipi進行積分，以產(chǎn)生平均電壓\，再利用差值計算電路23以求得平均電壓\及映射電壓Vk2之間的差值電壓VEA，使得脈寬調制模塊30可根據(jù)差值電壓Vea控制切換開關S的啟閉，進而有效調節(jié)輸出電壓V0,提聞電壓穩(wěn)壓率。
[0055]在本實施例中，差值計算電路23的輸出電壓公式如下:
[0056]Vm = (j'R, -ff )x~
[0057]其中，第五電阻R5與第三電阻R3的電阻值相同，第六電阻R6與第四電阻R4的電阻值相同，以將平均電壓Vc及映射電壓Vk2的差值與差值電壓Vea之間的比例常數(shù)由第三電阻R3與第四電阻R4來決定。因此，當次級側繞組電流Is上升，等比例映射到第二初級側繞組112的電流Ip2也會上升，使得取樣電阻Rs的壓降Vks上升，同時平均電壓\也會上升，造成差值電壓Vea下降，使得脈寬調制模塊30可控制切換開關S的工作周期(duty cycle)增加；相反地，當次級側繞組電流Is下降，等比例映射到第二初級側繞組112的電流Ip2也會隨之下降，使得取樣電阻Rs的壓降Vks降低，同時平均電壓\也會下降，造成差值電壓Vea上升，使得脈寬調制模塊30可減少切換開關S的工作周期，因此本回授控制電路20可有效調節(jié)返馳式電壓轉換電路10的輸出電壓穩(wěn)壓率。
[0058]換言之，本實施例中的回授控制電路20是利用電流取樣電路21的取樣電阻Rs擷取返馳式電壓轉換電路10中變壓電路11的第一初級側繞組111的電流Ipi (如圖2的步驟S10)，并通過積分電路22將電流IPl進行積分以得到平均電壓V。(如圖2的步驟S20)。接著，借由差值計算電路23將該平均電壓V。與次級側繞組電流Is等比例映射到第二初級側繞組112所產(chǎn)生的映射電壓Vk2相減，以求得差值電壓Vea(如圖2的步驟S30)，使得脈寬調制模塊30可根據(jù)該差值電壓Vea調節(jié)返馳式電壓轉換電路10中切換開關S的工作周期(如圖2的步驟S40)，如此將可有效補償返馳式電壓轉換電路10的輸出電流的變化，大幅提升輸出電壓穩(wěn)壓率，且可使返馳式電壓轉換器100在非連續(xù)導通模式(DiscontinuousConduction Mode,DCM)、連續(xù)導通模式(Continuous Conduction Mode, CCM)及邊界導通模式(BoundaryConduction Mode, BCM)下皆可擁有很好的穩(wěn)壓效果。換句話說，本發(fā)明的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器可應用于大功率(例如40瓦以上)的裝置，例如較高功率的筆記型電腦適配器上，且達到當輸出負載變動時，仍可提供穩(wěn)定的電流與電壓給輸出負載使用。
[0059]此外，特別說明的是，由于第一初級側繞組111的電流IPl流經(jīng)至電流取樣電路21的反應時間會快于次級側繞組113的電流IS映射至第二初級側繞組112的反應時間，次級側繞組113的電流IS會根據(jù)第二初級側繞組112與次級側繞組113之間的匝數(shù)比而映射至第二初級側繞組112，因此，回授控制電路20需要通過積分電路22對電流Ipi積分，以補足第二初級側繞組112與次級側繞組113之間等比例映射的反應時間，并使得差值計算電路23所計算的差值(差值電壓Vea)較為精確。
[0060]參閱圖4及圖5，是切換開關S的工作周期、取樣電阻Rs的跨壓Ves、平均電壓Vc、映射電壓Vk2、差值電壓Vea及輸出電壓\分別在輕載及重載時的波形圖，其中縱軸為電壓，橫軸為時間。由圖可得知，當負載較輕時(如圖4)，次級側繞組電流Is較小，映射到第一初級側繞組的電流Ipi較小，流經(jīng)取樣電阻Rs得到的跨壓Vks也較小，經(jīng)由積分電路22取得的平均電壓V。較小，所以得到的差值電壓Vea會較大，使得脈寬調制模塊30增加切換開關S的工作周期，以穩(wěn)定輸出電壓Vtj ;反之，當負載較重時(如圖5)，次級側繞組電流Is較大，映射到第一初級側繞組的電流Ipi較大，使得流經(jīng)取樣電阻RS而得到的跨壓Vks較大，經(jīng)由積分電路22取得的平均電壓V。較大，所以得到的差值電壓Vea會較小，使得脈寬調制模塊30降低切換開關S的工作周期，以穩(wěn)定輸出電壓\。
[0061]參閱圖2及圖6，為本發(fā)明返馳式電壓轉換器100的第二實施例，在本實施例中，返馳式電壓轉換器100包含返馳式電壓轉換電路10及回授控制電路20，且返馳式電壓轉換電路10的電路架構大致與第一實施例(如圖3)相同，惟不同之處在于，本實施例的返馳式電壓轉換電路10還包含偏壓電阻Rx，該偏壓電阻Rx的一端電連接切換開關S的源極(第二端)，且另一端接地。特別說明的是，偏壓電阻Rx也可以省略，并不以此為限。
[0062]本實施例的回授控制電路20包含比流器(Current Transformer, CT) 24、轉換電阻Rt、儲能電容Ct、第七電阻R7及第八電阻R8。第二實施例用比流器24取代第一實施例的差值計算電路23，不但電路設計更為簡單且可靠度更高。
[0063]比流器24包括感應電路240、比流電阻Rct及比流二極管Dct。感應電路240用以感應第一初級側繞組電流IPl (即流經(jīng)切換開關S的電流)并產(chǎn)生感應電流ICT。比流電阻Rct的一端電連接感應電路240的一端，另一端則接地。比流二極管Dct的陽極電連接感應電路240的另一端，其陰極接地。
[0064]轉換電阻Rt的一端電連接比流電阻Rct,另一端則電連接儲能電容Ct的一端,儲能電容Ct的另一端則接地。第七電阻R7的一端電連接轉換電阻Rt與儲能電容Ct的連接處，另一端則電連接一脈寬調制模塊(PWM) 30。第八電阻R8的一端電連接脈寬調制模塊(PWM) 30，另一端則電連接輸出電壓取樣電路12中第一電阻Rl與第二電阻R2的連接處。
[0065]因此，利用比流器24的感應電路240感應第一初級側繞組電流Ipi而產(chǎn)生感應電流Ict(如圖2的步驟S10)，并使感應電流Ict流經(jīng)比流電阻Rct而得到負電壓，再對此負電壓做積分得到負的平均電壓V。(如圖2的步驟S20)，借由第七電阻R7及第八電阻R8的設計及簡單的重疊定理，將第二初級側繞組112的映射電壓Vk2與比流器24產(chǎn)生的負平均電壓V。相加，以產(chǎn)生差值電壓Vea(如圖2的步驟S30)，使得脈寬調制模塊30可根據(jù)該差值電壓Vea調節(jié)返馳式電壓轉換電路10中切換開關S的工作周期(如圖2的步驟S40)，如此將可有效補償返馳式電壓轉換電路10的輸出電流的變化，大幅提升輸出電壓穩(wěn)壓率。其電壓公式如下:
[0066]VE4 = Fr, X R1 + (-Vc) X RS
EA RZ Rl+ RE cJ Rl+ RE
[0067]配合參閱圖7及圖8，是切換開關S的工作周期、比流電阻RCT的跨壓Vkct、平均電壓V。、映射電壓Vk2、差值電壓Vea及輸出電壓\分別在輕載及重載時的波形圖，其中縱軸為電壓，橫軸為時間。當負載較輕時(如圖7)，變壓電路11的次級側繞組電流Is較小，映射到第一初級側繞組電流Ipi較小，使得感應電路240所映射的感應電流Ict流經(jīng)比流電阻Rct的跨壓Vkct較小，通過儲能電容Ct而取得的負平均電壓V。的絕對值較小，所得到的差值電壓Vea會較大，使得脈寬調制模塊30增加切換開關S的工作周期，以穩(wěn)定輸出電壓Vtj ;反之，當負載較重時(如圖8)，變壓電路11的次級側繞組電流Is較大，映射到第一初級側繞組電流Ipi較大，使得感應電路240所映射的感應電流Ict流經(jīng)比流電阻Rct的跨壓Vkct較大，通過儲能電容Ct而取得的負平均電壓V。的絕對值較大，所得到的差值電壓Vea會較小，使得脈寬調制模塊30減少切換開關S的工作周期，以穩(wěn)定輸出電壓V。。因此，脈寬調制模塊30可根據(jù)差值電壓Vea調節(jié)返馳式電壓轉換電路10中切換`開關S的工作周期，如此本實施例同樣可以有效補償返馳式電壓轉換電路10的輸出電流的變化，大幅提升輸出電壓穩(wěn)壓率。
[0068]參閱圖9，為上述兩實施例的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器100操作在邊界導通模式下，且輸入信號Vin電壓為90、115、230與264(V)的電壓變化曲線，其中橫軸為輸出功率Pm縱軸為輸出電壓\。借由脈寬調制模塊(PWM) 30適當?shù)乜刂魄袚Q開關S切換，輸入信號Vin電壓分別為90、115、230與264 (V)且負載分別在25%、50%、75%及100%的調節(jié)率(Regulation)可如下表一所`示，其中可證明在各種負載及輸入信號Vin電壓下，返馳式電壓轉換器100的輸出電壓調節(jié)率均可維持在5%以內(nèi)。
[0069]表一
[0070]
Vi^125%負載 |50%負載|75%負載|100%負載j調節(jié)率
9019.3819.2318.9718.33-3.51%
U519.3319.2219.0318.61-2.06%
23019.3319.1618.9518.64-1.92%
26419.3419.1418.9218.58-2.22%
[0071]參閱圖10，為使用本發(fā)明初級側回授控制與現(xiàn)有習知未使用初級側回授控制的返馳式電壓轉換器在邊界導通模式下的調節(jié)率曲線，其中曲線LI為本發(fā)明具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器100的調節(jié)率曲線，曲線L2為未使用初級側回授控制的返馳式電壓轉換器的調節(jié)率曲線。由圖可知，本發(fā)明的返馳式電壓轉換器100的調節(jié)率可從未使用初級側回授控制的返馳式電壓轉換器的7.67%改善為3.51%，表示回授控制電路20可有效補償返馳式電壓轉換電路10的輸出電流的變化，大幅提升輸出電壓穩(wěn)壓率。
[0072]參閱圖11，為上述兩實施例的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器100操作在連續(xù)導通模式下，且輸入信號Vin電壓為90、115、230與264 (V)的電壓變化曲線，其中橫軸為輸出功率PO，縱軸為輸出電壓Vy借由脈寬調制模塊(PWM) 30適當?shù)乜刂魄袚Q開關S切換，輸入信號Vin電壓分別為90、115、230與264(V)且負載分別在25%、50%、75%及100%的調節(jié)率(Regulation)可如下表二所示，其中可證明在各種負載及輸入信號Vin電壓下，返馳式電壓轉換器100的輸出電壓調節(jié)率同樣均可維持在5%以內(nèi)。
[0073]表二
[0074]
【權利要求】
1.一種電壓控制方法，應用于具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器；其特征在于: 該電壓控制方法包含以下步驟: (A)擷取該返馳式電壓轉換器中變壓電路的初級側繞組的電流； (B)將該電流進行積分以得到平均電壓； (C)比較該平均電壓以及與該變壓電路的次級側繞組電流有關的映射電壓；及 (D)根據(jù)電壓比較結果調節(jié)該返馳式電壓轉換器中切換開關的工作周期，以調節(jié)該返馳式電壓轉換器的輸出電壓。
2.如權利要求1所述的電壓控制方法，其特征在于:該步驟(C)將該平均電壓與該映射電壓相減以求得差值電壓，該步驟(D)則是根據(jù)該差值電壓調節(jié)該返馳式電壓轉換器中該切換開關的工作周期。
3.如權利要求1所述的電壓控制方法，其特征在于:該變壓電路的初級側繞組包括第一初級側繞組和第二初級側繞組，該步驟(A)則是擷取該變壓電路的該第一初級側繞組的電流。
4.如權利要求3所述的電壓控制方法，其特征在于:該映射電壓由該變壓電路的次級側繞組電流等比例映射至該變壓電路的該第二初級側繞組的電流并通過電阻轉換產(chǎn)生。
5.如權利要求1所述的電壓控制方法，其特征在于:該平均電壓為負值，且該步驟(C)是將該平均電壓與該映射電 壓相加以求得差值電壓，該步驟(D)則是根據(jù)該差值電壓調節(jié)該返馳式電壓轉換器中該切換開關的工作周期。
6.一種具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器；其特征在于: 該返馳式電壓轉換器包含: 返馳式電壓轉換電路，包括: 變壓電路，包括第一初級側繞組、第二初級側繞組及一次級側繞組，該第一初級側繞組的一端接收輸入信號， 第一二極管，具有電連接該次級側繞組的陽極及陰極， 輸出電容，其一端電連接該第一二極管的陰極，另一端則接地，該輸出電容用以產(chǎn)生輸出電壓， 切換開關，具有電連接該第一初級側繞組另一端的第一端、受控的控制端及第二端，及 輸出電壓取樣電路，電連接該第二初級側繞組，該輸出電壓取樣 電路接收由該次級側繞組等比例映射至該第二初級側繞組的映射電流，并將該映射電流轉換成映射電壓； 回授控制電路，電連接該輸出電壓取樣電路及該切換開關的第二端，該回授控制電路擷取流經(jīng)該第一初級側繞組的電流，并將該電流積分以得到平均電壓，該回授控制電路再比較該平均電壓及該映射電壓，提供脈寬調制模塊根據(jù)電壓比較結果控制該切換開關的工作周期，以調節(jié)該返馳式電壓轉換器的該輸出電壓。
7.如權利要求6所述的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，其特征在于:該回授控制電路包括: 電流取樣電路，電連接該切換開關的第二端，用以接收流經(jīng)該第一初級側繞組的電流； 積分電路，電連接該電流取樣電路，該積分電路將該電流取樣電路所接收的電流積分，以產(chǎn)生該平均電壓；及 差值計算電路，電連接該積分電路及該輸出電壓取樣電路，用以計算出該平均電壓及該映射電壓的差值所得的差值電壓，以提供該脈寬調制模塊根據(jù)該差值電壓控制該切換開關的工作周期。
8.如權利要求7所述的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，其特征在于:該電流取樣電路為取樣電阻，其一端電連接該切換開關的第二端，另一端則接地。
9.如權利要求6所述的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，其特征在于:該輸出電壓取樣電路包括: 第二二極管，具有電連接該第二初級側繞組的一端的陽極，以及陰極； 輔助電容，該輔助電容的一端電連接該第二二極管的陰極，另一端則接地； 第一電阻，其一端電連接該第二二極管的陰極 '及 第二電阻，該第二電阻的一端電連接該第一電阻的另一端，該第二電阻的另一端則接地，該第二電阻將該映射電流轉換成該映射電壓。
10.如權利要求7所述的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，其特征在于:該積分電路包括:第一運算放大器、輔助電阻及積分電容，該第一運算放大器具有電連接該電流取樣電路的非反相端、反相端及電連接該反相端的輸出端，該輔助電阻的一端電連接該第一運算放大器的輸出端，另一端電連接該積分電容的一端，該積分電容的另一端接地。
11.如權利要求9所述的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，其特征在于:該差值計算電路包括: 第二運算放大器，具有非反相端、反相端及輸出端； 第三電阻，該第三電阻的一端電連接該積分電容，另一端電連接該第二運算放大器的反相端； 第四電阻，該第四電阻的一端電連接該第二運算放大器的反相端，另一端電連接該第二運算放大器的輸出端； 第五電阻，該第五電阻的一端電連接該輸出電壓取樣電路中該第一電阻與該第二電阻的連接處并接收該映射電壓，另一端電連接該第二運算放大器的非反相端；及 第六電阻，該第六電阻的一端電連接該第二運算放大器的非反相端，另一端則接地。
12.如權利要求11所述的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，其特征在于:該第五電阻與該第三電阻的電阻值相同，該第六電阻與該第四電阻的電阻值相同。
13.如權利要求12所述的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，其特征在于:該平均電壓及該映射電壓的差值與該差值電壓之間的比例常數(shù)由該第三電阻與該第四電阻來決定。
14.如權利要求6所述的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，其特征在于:該回授控制電路包括: 比流器，用以感應該第一初級側繞組的電流并對應產(chǎn)生感應電流； 轉換電阻，其一端電連接該比流器； 儲能電容，該儲能電容的一端電連接該轉換電阻的另一端，該儲能電容的另一端則接地； 第七電阻，其一端電連接該轉換電阻與該儲能電容的連接處；及第八電阻，該第八電阻的一端電連接該第七電阻的另一端，該第八電阻的另一端電連接該輸出電壓取樣電路并接收該映射電壓。
15.如權利要求14所述的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，其特征在于:該比流器包括: 感應電路，用以感應該第一初級側繞組電流并產(chǎn)生該感應電流； 比流電阻，該比流電阻的一端電連接該感應電路的一端，另一端則接地；及 比流二極管，具有電連接該感應電路的另一端的陽極及一接地的陰極。
16.如權利要求14所述的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，其特征在于:該返馳式電壓轉換電路還包括偏壓電阻，該偏壓電阻的一端電連接該切換開關的第二端，且另一端接地。
17.如權利要求6所述的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，其特征在于:該次級側繞組的電流映射至該第二初級側繞組的比例與該次級側繞組與該第二初級側繞組之間的阻數(shù)比有關。
18.如權利要求15所述的具初級側回授控制的返馳式電壓轉換器，其特征在于:該感應電路感應該第一初級側繞組電流而產(chǎn)生該感應電流，并使該感應電流流經(jīng)該比流電阻而得到負電壓，再對該負電壓做積分得到負的該平均電壓，借由該第七電阻及該第八電阻將該第二初級側繞組的該 映射電壓與該比流器產(chǎn)生的負平均電壓相加，以產(chǎn)生該差值電壓。
【文檔編號】H02M3/335GK103795255SQ201210491714
【公開日】2014年5月14日 申請日期:2012年11月27日 優(yōu)先權日:2012年10月30日
【發(fā)明者】林建宇, 賴威列, 劉亞哲, 羅有綱, 邱煌仁, 林政廷 申請人:光寶科技股份有限公司