專利名稱：用于控制電源轉(zhuǎn)換器中的dcm-ccm振蕩的系統(tǒng)和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總體上涉及電源轉(zhuǎn)換器電路，更具體地，涉及電流控制開關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器電路，該電路在低、中、高輸出負(fù)載條件下穩(wěn)定。
背景技術(shù)：
開關(guān)模式電源系統(tǒng)經(jīng)常被使用在手機(jī)設(shè)備中以為各種，例如有源矩陣有機(jī)發(fā)光二極管面板，的組件提供電源。這種應(yīng)用典型地需要大的電流容量、精確的輸出電壓和低的輸出電壓紋波，以提供對(duì)人眼舒適的發(fā)光。如此一來(lái)，在這種情況下普遍使用恒頻電流模式控制的轉(zhuǎn)換器電路。與其它結(jié)構(gòu)(例如:電壓模式控制的轉(zhuǎn)換器、恒開可變頻轉(zhuǎn)換器和恒關(guān)可變頻轉(zhuǎn)換器)相比，恒頻電流模式控制的轉(zhuǎn)換器電路的不變工作頻率減少了系統(tǒng)中其它電路所經(jīng)受的頻譜干擾。但是，傳統(tǒng)的恒頻電流模式控制的轉(zhuǎn)換器電路在所有輸出負(fù)載條件下不穩(wěn)定，經(jīng)常導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器在不連續(xù)電流模式(DCM)和連續(xù)電流模式(CCM)之間振蕩。因此，需要一種適合手機(jī)應(yīng)用的恒頻電流模式控制的轉(zhuǎn)換器電路，該電路在低、中、高輸出負(fù)載條件下是聞效、穩(wěn)定的。

發(fā)明內(nèi)容
本揭示提供了用于控制電流控制開關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器電路中的不連續(xù)電流模式DCM-連續(xù)電流模式CCM振蕩的系統(tǒng)和方法。一個(gè)實(shí)施例提供了一種電流控制開關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器電路，該電路包括:驅(qū)動(dòng)電路，可操作為控制電感器的充電和放電；和電流檢測(cè)電路，可操作為檢測(cè)所述集成電路的負(fù)載狀態(tài)；其中所述電流檢測(cè)電路進(jìn)一步可操作為響應(yīng)于第一負(fù)載狀態(tài)而使電感器電流閾值有效，且響應(yīng)于第二負(fù)載狀態(tài)而使電感器電流閾值無(wú)效；并且其中所述驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)一步可操作為在輸出電感器電流達(dá)到所述電感器電流閾值時(shí)，減小所述電感器的放電。另一個(gè)實(shí)施例提供了一種用于控制電流控制開關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器電路中的DCM-CCM振蕩的方法，該方法包括:對(duì)電感器充電以產(chǎn)生電感器電流；檢測(cè)所述集成電路的負(fù)載狀態(tài)；如果所述集成電路工作在第一負(fù)載狀態(tài)，使電感器電流閾值有效；如果所述集成電路工作在第二負(fù)載狀態(tài)，使電感器電流閾值無(wú)效；當(dāng)輸出電感器電流大于所述電感器電流閾值時(shí)，以第一速率使所述電感器放電；當(dāng)輸出電感器電流小于所述電感器電流閾值時(shí)，以第二速率使所述電感器放電。另一個(gè)本揭示的實(shí)施例還提供了 一種用于控制電流控制開關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器電路中的電感器的充電和放電的方法，該方法包括:對(duì)所述電感器充電以產(chǎn)生電感器電流；將所述電感器電流與參考電流相比較；如果所述電感器電流的峰值大于所述參考電流，選擇高電感器電流閾值；如果所述電感器電流的峰值小于所述參考電流，選擇低電感器電流閾值；和以第一速率使所述電感器放電，直到輸出電感器電流小于所述高電感器電流閾值。另一個(gè)本揭示的實(shí)施例提供了一種電流控制開關(guān)模式電源轉(zhuǎn)換器電路，該電路包括:驅(qū)動(dòng)電路，可操作為控制電感器的充電和放電；和電流檢測(cè)電路，可操作為將電感器電流與參考電流相比較；其中所述電流檢測(cè)電路進(jìn)一步可操作為如果所述電感器電流的峰值大于所述參考電流，選擇高電感器電流閾值；如果所述電感器電流的峰值小于所述參考電流，選擇低電感器電流閾值；并且其中所述驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)一步可操作為以第一速率使所述電感器放電，直到輸出電感器電流小于所述高電感器電流閾值。依據(jù)下述實(shí)施例的詳細(xì)描述，并結(jié)合附圖，本揭示前述的和其它特征和優(yōu)點(diǎn)將變得更加明顯。所述詳細(xì)描述和附圖僅是說(shuō)明本揭示的，而不是限制由所附權(quán)利要求及其等同物所界定的本發(fā)明的范圍。


實(shí)施例通過(guò)附圖中的例子來(lái)說(shuō)明，其中所述附圖沒必要按比例繪制，且相似參考標(biāo)記指示了相似的部件，其中:圖1A說(shuō)明了恒頻電流模式控制的升壓轉(zhuǎn)換器電路的實(shí)施例；圖1B說(shuō)明了圖1A中所示邏輯電路的實(shí)施例；圖2說(shuō)明了圖1A中所示的恒頻電流模式控制的升壓轉(zhuǎn)換器電路中的電壓和電流波形的例子；圖3說(shuō)明了圖1A中所示電路中的電感器電流波形的例子，其中電感器電流中具有放大的擾動(dòng)；圖4說(shuō)明了帶有斜率補(bǔ)償?shù)暮泐l電流模式控制的升壓轉(zhuǎn)換器電路的實(shí)施例；圖5說(shuō)明了圖4所示電路中的電感器電流的波形例子，其中所述電感器電流包括斜率補(bǔ)償；圖6說(shuō)明了圖4所示電路中的反向電感器電流的波形例子；圖7說(shuō)明了包括電流檢測(cè)和控制電路的恒頻電流模式控制的升壓轉(zhuǎn)換器電路的實(shí)施例；圖8說(shuō)明了圖7所示電路中的輸出電感器電流的波形例子，其中所述電流檢測(cè)和控制電路是在低負(fù)載狀態(tài)下；圖9A、9B和9C說(shuō)明了圖7所示電路的在不同輸出負(fù)載狀態(tài)下的輸出電感器電流的波形例子；圖10AU0B說(shuō)明了，當(dāng)圖7所示電路處于中輸出負(fù)載狀態(tài)下時(shí)，顯示了在第一和第二斜率補(bǔ)償公式下輸出電感器電流中的擾動(dòng)的波形的例子；圖11說(shuō)明了由不合適的斜率補(bǔ)償、固定電流檢測(cè)和控制電路閾值所造成的輸出電感器電流DCM-CCM振蕩的波形的例子；圖12說(shuō)明了根據(jù)本揭示的恒頻電流模式控制的升壓轉(zhuǎn)換器電路的實(shí)施例；和圖13A、13B和13C說(shuō)明了圖12所示電路在不同輸出負(fù)載狀態(tài)下輸出電感器電流的波形例子。
具體實(shí)施例圖1A說(shuō)明了恒頻電流模式控制的升壓轉(zhuǎn)換器電路100的實(shí)施例。盡管這里描述了升壓轉(zhuǎn)換器電路，應(yīng)該理解的是本揭示也可被應(yīng)用于降壓轉(zhuǎn)換器或者降-升壓轉(zhuǎn)換器電路。升壓轉(zhuǎn)換器電路100包括誤差放大器102，其接收參考電壓Vref和從分壓器103接收反饋電壓Vfb，其中誤差放大器102的輸出作為電壓Vc被提供到PWM比較器104。在PWM比較器104處接收的電壓Vc與電壓Vi進(jìn)行比較。電壓Vi由電流-電壓轉(zhuǎn)換器電路112所提供，其中電流-電壓轉(zhuǎn)換器電路112被連接到在電感器LI處的電流檢測(cè)器109，其中電壓Vi表示通過(guò)電感器LI的電流IL。電路100進(jìn)一步包括觸發(fā)器106，觸發(fā)器106在其第一輸入端接收PWM比較器104的輸出，并在其第二輸入端接收由時(shí)鐘產(chǎn)生器電路108產(chǎn)生的時(shí)鐘信號(hào)。觸發(fā)器106產(chǎn)生驅(qū)動(dòng)信號(hào)，以控制邏輯電路110的工作，其中邏輯電路110響應(yīng)于驅(qū)動(dòng)信號(hào)以控制晶體管Mpl、Mp2和Mn從而控制對(duì)電感器LI的充電。電路100也包括由存儲(chǔ)電容器Co和負(fù)載電阻器RL所組成的輸出過(guò)濾電路。圖1B說(shuō)明了圖1A所示邏輯電路110的實(shí)施例。如圖1B所示，邏輯電路110可包括門151，其接收與例如過(guò)溫保護(hù)和過(guò)電流保護(hù)相關(guān)的輸入。邏輯電路110也包括邏輯門152，該邏輯門152用于接收來(lái)自觸發(fā)器106的驅(qū)動(dòng)信號(hào)和門151的輸出，其中門152的輸出控制電路153。電路153包括電平位移器電路154，并可操作為產(chǎn)生控制晶體管Mpl工作的信號(hào)(Driver_P)，產(chǎn)生控制晶體管Mn工作的信號(hào)(Driver_N)。邏輯電路110進(jìn)一步包括電路155，該電路155可操作為產(chǎn)生控制晶體管Mp2的信號(hào)(DriVer_P_SWitch)。當(dāng)電路100在軟啟動(dòng)階段工作時(shí)，晶體管Mp2作為一變阻器，其電阻慢慢由大電阻值變?yōu)閹装俸翚W姆，以防止浪涌電流。在所述軟啟動(dòng)階段結(jié)束后，Mp2可在輸出提供電阻。圖2說(shuō)明了包括在圖1A所示電路的組件所對(duì)應(yīng)的波形200，其中波形200包括時(shí)鐘信號(hào)202、PWM比較器輸出信號(hào)204、驅(qū)動(dòng)信號(hào)206和電感器電流IL。這里參考圖2所示的波形200，進(jìn)一步描述電路100的穩(wěn)態(tài)工作。響應(yīng)于由時(shí)鐘產(chǎn)生電路108所產(chǎn)生的時(shí)鐘信號(hào)202，觸發(fā)器106產(chǎn)生邏輯高驅(qū)動(dòng)信號(hào)206。接著，驅(qū)動(dòng)信號(hào)206的高狀態(tài)觸發(fā)邏輯電路110開啟晶體管Mn來(lái) 增加通過(guò)電感器LI的電流IL，同時(shí)關(guān)閉晶體管Mpl和晶體管Mp2。當(dāng)電感器電流IL達(dá)到PWM比較器閾值Ic時(shí)，PWM比較器104產(chǎn)生脈沖208以重置觸發(fā)器106,使得邏輯電路110關(guān)閉晶體管Mn。當(dāng)晶體管Mn被關(guān)閉，晶體管Mp1、晶體管Mp2被開啟，電感器LI開始釋放電流到存儲(chǔ)電容器Co。當(dāng)圖1A所示電路100具有相對(duì)大的占空比(例如，D > 0.5)時(shí)，電感器電流IL的小的擾動(dòng)在各個(gè)周期中可變得加重，從而導(dǎo)致電路100變得愈加不穩(wěn)定。該不穩(wěn)定性在圖3中以電感器電流IL的振蕩(見擾動(dòng)波形302)進(jìn)行了描述，其示出了例如占空比大于
0.5的電路100中電感器電流IL的擾動(dòng)A I的例子。相應(yīng)地，針對(duì)第一周期顯示了第一擾動(dòng)A II，針對(duì)第二周期顯示了第二擾動(dòng)A 12，針對(duì)第三周期顯示了第三擾動(dòng)A 13，其中擾動(dòng)AI在各個(gè)后續(xù)周期中增加了。為了避免電感器電流IL的振蕩，圖1A所示的電路100可被修改為包括電感器電流IL的斜率補(bǔ)償，從而減小電感器電流IL的擾動(dòng)△ I。圖4示出了修改為包括斜率補(bǔ)償?shù)碾娐?，在下文中其被稱為電路400。相應(yīng)地，電路400說(shuō)明了恒頻電流模式控制的升壓轉(zhuǎn)換器電路400的實(shí)施例，其中電路400包括電感器電流IL的斜率補(bǔ)償。如圖4所示，斜率補(bǔ)償由時(shí)鐘和鋸齒產(chǎn)生器402所產(chǎn)生的鋸齒波Isaw來(lái)提供。接著從PWM比較器閾值Ic中減去鋸齒波I saw，以提供一供給到PWM比較器104的斜率補(bǔ)償波形。圖5說(shuō)明了圖4所示電路400的波形例子500，其中占空比大于0.5。圖5所示波形500包括電感器電流IL，擾動(dòng)的電感器電流波形502和斜率補(bǔ)償波形504。如圖5所示，斜率補(bǔ)償波形504在時(shí)間t = 0處達(dá)其峰值(由PWM閾值Ic所設(shè)置)，并在電路400的各個(gè)工作周期中線性地降低(由于鋸齒波形Isaw(未示出))。在各個(gè)周期中，電感器電流IL和擾動(dòng)的電感器電流502上升直到它們等于斜率補(bǔ)償波形504的值。在那時(shí)，電感器LI開始放電，并且電感器電流IL和擾動(dòng)的電感器電流502開始降低。在圖5所示實(shí)施例中，電感器電流IL和擾動(dòng)的電感器電流波形502以第一斜率ml上升，并以第二斜率m2下降。在圖4和圖5所示的實(shí)施例中，斜率補(bǔ)償波形504的斜率me被選為大于第二斜率m2的一半(即me > 0.5*m2)以減弱電感器電流IL的擾動(dòng)。如圖5所示，因此在各個(gè)周期(即A II，A 12，和A 13)中的擾動(dòng)A I被減弱。不幸的是，在低輸出負(fù)載的狀態(tài)下時(shí)，圖4所示的恒頻電流模式控制的升壓轉(zhuǎn)換器電路400可產(chǎn)生反向電感器電流。在圖6中提供了電感器電流波形600的例子，其中反向電感器電流用參考數(shù)字602標(biāo)識(shí)的區(qū)域所指示出來(lái)。為了避免在低輸出負(fù)載狀態(tài)下的反向電感器電流，圖4示出的電路400可被修改為包括電流檢測(cè)和控制電路，該電路連接到電路400的輸出端。圖7示出了被修改的電路，并且現(xiàn)在下文被稱為電路700。相應(yīng)地，電路700說(shuō)明了恒頻電流模式控制的升壓轉(zhuǎn)換器電路700的實(shí)施例，其中電路700包括電感器電流IL的斜率補(bǔ)償，并減小在低輸出負(fù)載狀態(tài)下的反向電感器電流。如圖7所示，電流檢測(cè)和控制電路包括比較器702，其被連接到電路700的輸出節(jié)點(diǎn)704。在第一輸入端，比較器702接收在輸出節(jié)點(diǎn)704 (在此也稱為輸出電感器電流ILo)處由電流傳感器706檢測(cè)的電感器電流，并在第二輸入端接收固定的閾值。電流檢測(cè)和控制電路702通過(guò)發(fā)送控制信號(hào)，從而使邏輯電路110在輸出電感器電流ILo因電感器LI放電而達(dá)到固定閾值時(shí)關(guān)閉晶體管Mpl，來(lái)減小反向電感器電流。在圖7所示實(shí)施例中，所述固定閾值被選為當(dāng)晶體管Mpl被關(guān)閉時(shí)，輸出電感器電流ILo在各個(gè)周期結(jié)束之前減小到0，因此使得電路700運(yùn)行在不連續(xù)電流模式(DCM)。因此，所述閾值在此另外被稱為不連續(xù)模式檢測(cè)(DMD)閾值，電流檢測(cè)和控制電路702在此另外被稱為DMD電路702。圖8說(shuō)明了依據(jù)圖7所示電路700的輸出電感器電流ILo的波形例子800，其中電路700工作在低輸出負(fù)載狀態(tài)下。輸出電感器電流ILo在電感器LI充電時(shí)具有第一斜率ml，在電感器LI開始放電時(shí)具有第二斜率m2，并在放電輸出電感器電流ILo達(dá)到DMD閾值后具有第三斜率m3。當(dāng)DMD電路702使得邏輯電路110關(guān)閉晶體管Mpl時(shí)，Mpl間的電壓降使得輸出電感器電流ILo加速減小。因此，如圖8所示，下降斜率m3的絕對(duì)值大于下降斜率m2的絕對(duì)值。DMD電路702的集成導(dǎo)致了輸出電感器電流ILo的三種波形，其中各種輸出電感器電流波形在三種不同輸出負(fù)載狀態(tài)中的一種下產(chǎn)生:低負(fù)載、中負(fù)載和高負(fù)載。圖9A、圖9B和圖9C說(shuō)明了各個(gè)不同輸出負(fù)載狀態(tài)下的波形的例子，其中圖9A說(shuō)明低負(fù)載狀態(tài)下的波形例子902，圖9B說(shuō)明中負(fù)載狀態(tài)下的波形例子904，圖9C說(shuō)明高負(fù)載狀態(tài)下的波形例子 906。在低負(fù)載狀態(tài)下，轉(zhuǎn)換器電路700工作在不連續(xù)電流模式，因此最小的輸出電感器電流ILo為O。圖9A所示的波形902與圖8所示的波形800相似。當(dāng)輸出電感器電流ILo達(dá)到固定的DMD閾值時(shí)，邏輯電路110關(guān)閉晶體管Mp 1，輸出電感器電流ILo的斜率從m2變?yōu)閙3。如圖9A所示，在各個(gè)周期結(jié)束之前，輸出電感器電流ILo減小到O。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)該理解的是，圖7所示的電路700在低負(fù)載狀態(tài)下是穩(wěn)定的，因?yàn)檩敵鲭姼衅麟娏鱅Lo在各個(gè)周期中減小到0，也因此任何輸出電感器電流ILo的擾動(dòng)在各個(gè)周期被
“重置”。在中負(fù)載狀態(tài)下，轉(zhuǎn)換器電路700工作在連續(xù)電流模式，因此最小的輸出電感器電流ILo大于O。但是，在本實(shí)施例中，含有DMD閾值可能使得電路700變得不穩(wěn)定。因?yàn)楣潭ǖ腄MD閾值小于輸出電感器電流ILo的最大值，大于輸出電感器電流ILo的最小值，邏輯電路110在各個(gè)周期中關(guān)閉晶體管Mpl，因此使得輸出電感器電流ILo的斜率從m2變?yōu)閙3,如圖9B所示。由于輸出電感器電流ILo的斜率從m2變?yōu)閙3，所以可能沒有合適的滿足所有輸入輸出電壓的斜率補(bǔ)償波形，如將在下面進(jìn)行更詳細(xì)解釋的。沒有合適的斜率補(bǔ)償，輸出電感器電流ILo的擾動(dòng)可使得電路700在DCM和CCM之間振蕩。因此，電路700在中負(fù)載狀態(tài)下可能為不穩(wěn)定的。在下面參考圖1OA和圖1OB中的波形例子1002和波形例子1004以及圖11所示波形例子1100，進(jìn)一步地解釋在中負(fù)載狀態(tài)下，電路700的不穩(wěn)定性。在高負(fù)載狀態(tài)下，轉(zhuǎn)換器電路700工作在連續(xù)電流模式，輸出電感器電流ILo的最小值大于固定DMD閾值。因?yàn)镈MD閾值小于輸出電感器電流ILo的最小值，所以放電輸出電感器電流ILo不會(huì)達(dá)到DMD閾值，因此DMD電路702不會(huì)指令邏輯電路110關(guān)閉晶體管Mpl。由此，放電輸出電感器電流ILo的斜率不會(huì)從第一下降斜率m2變?yōu)榈诙陆敌甭?例如，m3)。所以，在高負(fù)載狀態(tài)下，電路700可被提供合適的斜率補(bǔ)償，因此電路700在高負(fù)載狀態(tài)下是穩(wěn)定的。如前所提及，當(dāng)電路700運(yùn)行在中負(fù)載狀態(tài)下時(shí)，沒有滿足所有輸入輸出電壓的合適的斜率補(bǔ)償波形。結(jié)果，對(duì)于合適斜率補(bǔ)償波形是可獲得的情況，所述波形可被限制為具有在一限定的范圍內(nèi)的下降補(bǔ)償斜率me。圖1OA和圖1OB被提供來(lái)說(shuō)明，當(dāng)電路700工作在中負(fù)載狀態(tài)下時(shí)獲取合適的固定下降補(bǔ)償斜率me的難度。圖1OA說(shuō)明了一實(shí)施例，該實(shí)施例中下降補(bǔ)償斜率me的大小小于輸出電感器電流ILo的第一下降斜率m2的大小。圖1OB說(shuō)明了第二實(shí)施例，該實(shí)施例中下降補(bǔ)償斜率me的大小大于輸出電感器電流ILo的第一下降斜率m2的大小。圖1OA和圖1OB在下面被進(jìn)一步說(shuō)明。圖1OA說(shuō)明輸出電感器電流ILo的一個(gè)周期，以及一擾動(dòng)的輸出電感器電流波形1006，該波形1006具有在周期開始時(shí)的第一擾動(dòng)Λ Il和在周期結(jié)束時(shí)的第二擾動(dòng)ΛΙ2。輸出電感器電流ILo和擾動(dòng)的輸出電感器電流波形1006具有上升斜率ml、第一下降斜率m2和第二下降斜率m3。圖1OA也說(shuō)明了具有下降補(bǔ)償斜率me的斜率補(bǔ)償波形1008，其中下降補(bǔ)償斜率me的絕對(duì)值小于第一下降斜率m2的絕對(duì)值。當(dāng)?shù)诙_動(dòng)△ 12大于第一擾動(dòng)Λ Il時(shí)，輸出電感器電流ILo的擾動(dòng)被放大，這終將會(huì)使得電路700在DCM和CCM之間振蕩。但是，當(dāng)?shù)诙_動(dòng)Λ 12小于第一擾動(dòng)Λ Il時(shí)，所述擾動(dòng)被弱化。當(dāng)下降補(bǔ)償斜率me的大小是小于第一下降斜率m2的大小時(shí)，為了獲取這種弱化，下降補(bǔ)償斜率me可依據(jù)下面的公式來(lái)計(jì)算:mc > (m2 (m3-ml)) / (m3+m2)，其中 ml = Vin/L ；m2 = (Vout-Vin) /L, m3 =(Vout-Vin+Vdiode)/L。
圖1OB說(shuō)明輸出電感器電流ILo的一個(gè)周期例子，以及一擾動(dòng)的輸出電感器電流波形1010，和斜率補(bǔ)償波形1012，其中輸出電感器電流ILo和擾動(dòng)的輸出電感器電流波形1010具有上升斜率ml、第一下降斜率m2和第二下降斜率m3，并且斜率補(bǔ)償波形1012具有補(bǔ)償斜率me。在圖1OB所示的實(shí)施例中，下降補(bǔ)償斜率me的絕對(duì)值大于第一下降斜率m2的絕對(duì)值。在該實(shí)施例中，第二擾動(dòng)A 12應(yīng)該再小于第一擾動(dòng)A II，以獲取弱化的擾動(dòng)。當(dāng)下降補(bǔ)償斜率me的大小是大于第一下降斜率m2的大小時(shí)，為了獲取這種弱化，下降補(bǔ)償斜率me可依據(jù)下面的公式來(lái)計(jì)算:mc < (m2 (m3+ml)) / (m3_m2)?；谇笆龅膬?nèi)容，為了當(dāng)電路700工作在中負(fù)載狀態(tài)下時(shí)選擇合適斜率補(bǔ)償波形，斜率補(bǔ)償波形應(yīng)具有補(bǔ)償斜率mc，該me依據(jù)下面的公式進(jìn)行計(jì)算:(m2 (m3-ml))/(m3+m2) < me < (m2 (m3+ml)) / (m3_m2),在下將此公式稱為中負(fù)載補(bǔ)償斜率公式。中負(fù)載補(bǔ)償斜率公式表示出了特定補(bǔ)償斜率me的范圍。但是，因?yàn)樵摲秶?jīng)常很窄，并且斜率ml、m2,m3和me可由于寄生電阻、溫度變化和其它因素而產(chǎn)生波動(dòng)，一個(gè)合適的補(bǔ)償斜率me可能很難獲取，并且在一些場(chǎng)合可能甚至不可能獲取。圖11說(shuō)明波形例子1100，其中斜率補(bǔ)償波形1102被提供為具有補(bǔ)償斜率me >
0.5*m2。盡管依據(jù)圖11中的波形1100提供的補(bǔ)償斜率me滿足最初的補(bǔ)償斜率公式，該公式參考圖5(即，me > 0.5*m2)在前面已經(jīng)討論過(guò)了，但是補(bǔ)償斜率mc不能滿足中負(fù)載補(bǔ)償斜率公式，該公式參考圖1OA和IOB在前面已經(jīng)討論過(guò)。因此，如圖11所示，輸出電感器電流ILo的擾動(dòng)被放大，使得電路700在DCM和CCM之間振蕩。因?yàn)檫@種振蕩出現(xiàn)在中負(fù)載狀態(tài)下，當(dāng)轉(zhuǎn)換器電路700工作在DCM和CCM的邊界區(qū)域之時(shí)，所以這種振蕩在此被稱為DCM-CCM 振蕩。圖7所示電路700的輸入電壓的范圍和輸出電壓的范圍越大，就越難提供滿足中負(fù)載補(bǔ)償斜率公式的固定的斜率補(bǔ)償me。因此，為了避免在中負(fù)載狀態(tài)下DCM-CCM振蕩，圖7所示的電路700可被修改為調(diào)整或者另外地在中負(fù)載狀態(tài)下使所提供的DMD閾值無(wú)效。圖12示出了以這種方式修改的電路的例子，現(xiàn)在下文中將其稱為電路1200。因此，電路1200說(shuō)明了恒頻電流模式控制的升壓轉(zhuǎn)換器電路1200的一實(shí)施例，其中電路1200包括輸出電感器電流ILo的斜率補(bǔ)償，減小了在低輸出負(fù)載狀態(tài)下的反向電感器電流，并減小了 DCM-CCM 振蕩。如圖12所示，電路1200包括另外的DMD電路1202，該電路1202被耦合到DMD電路702的DMD閾值輸入端1204，其中該另外的DMD電路1202包括參考電流產(chǎn)生器1206、比較器1208和多路復(fù)用器1210。該另外的DMD電路1202可操作為在DMD電路702的DMD閾值輸入端1204，提供一個(gè)高DMD閾值(DMDh)或者一低DMD閾值(DMDl)。應(yīng)該理解的是，低DMD閾值DMDl可以不必要是如圖13B和圖13C所示的負(fù)值，相反地是低于在中負(fù)載狀態(tài)下和高負(fù)載狀態(tài)下的輸出電感器電流ILo的最小值的數(shù)值。本質(zhì)上，所揭示的恒頻電流模式控制的升壓轉(zhuǎn)換器電路1200在電路1200工作在低輸出負(fù)載狀態(tài)下時(shí)使DMD閾值有效，并在電路1200工作在中輸出負(fù)載狀態(tài)下或者高輸出負(fù)載狀態(tài)下時(shí)使DMD閾值無(wú)效。根據(jù)本揭示，在低輸出負(fù)載狀態(tài)下時(shí)通常選擇DMDh閾值(即，DMD閾值有效)，以避免反向電感器電流IL，反之，在中輸出負(fù)載狀態(tài)下(和高輸出負(fù)載狀態(tài)下)時(shí)通常選擇DMDl閾值(即，DMD閾值無(wú)效)，以避免DCM-CCM振蕩。比較器1208的第一輸入端通過(guò)電流傳感器1209，被連接到位于電感器LI和晶體管Mn的漏極之間的節(jié)點(diǎn)，以檢測(cè)峰值電感器電流ILpeak。當(dāng)轉(zhuǎn)換器電路1200從DCM進(jìn)入到CCM或者從CCM進(jìn)入到DCM時(shí)，比較器1208檢測(cè)電感器電流的峰值(ILpeak)，接著將峰值電感器電流ILpeak與峰值電流閾值ILth進(jìn)行比較，其中所述峰值電流閾值ILth由參考電流產(chǎn)生器1206所產(chǎn)生。峰值電流閾值ILth可根據(jù)電感器LI的值、輸入電壓Vin和輸出電壓Vo以及其它因素所決定。例如在圖所示的實(shí)施例1200中，峰值電流閾值ILth可依據(jù)下述公式進(jìn)行計(jì)算:
權(quán)利要求
1.一種集成電路，包括: 驅(qū)動(dòng)電路，可操作為控制電感器的充電和放電；和。
電流檢測(cè)電路，可操作為檢測(cè)所述集成電路的負(fù)載狀態(tài)； 其中所述電流檢測(cè)電路進(jìn)一步可操作為響應(yīng)于第一負(fù)載狀態(tài)而使電感器電流閾值有效，且響應(yīng)于第二負(fù)載狀態(tài)而使電感器電流閾值無(wú)效；并且 其中所述驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)一步可操作為在輸出電感器電流達(dá)到所述電感器電流閾值時(shí)，減小所述電感器的放電。
2.如權(quán)利要求1所述的集成電路，其中所述集成電路為恒頻電流模式控制的轉(zhuǎn)換器電路。
3.如權(quán)利要求1所述的集成電路，進(jìn)一步包括斜率補(bǔ)償電路，可操作為產(chǎn)生斜率補(bǔ)償波形以減小所述輸出電感器電流的擾動(dòng)。
4.如權(quán)利要求1所述的集成電路，其中所述第一負(fù)載狀態(tài)為低輸出負(fù)載狀態(tài)，且所述第二負(fù)載狀態(tài)為中負(fù)載狀態(tài)和高負(fù)載狀態(tài)中的一個(gè)。
5.如權(quán)利要求1所述的集成電路，其中所述電流檢測(cè)電路包括: 第一比較器，其耦合到所述電感器，可操作為將所述電感器電流與參考電流相比較，并輸出多路復(fù)用器控制 信號(hào)； 多路復(fù)用器，可操作為接收所述多路復(fù)用器控制信號(hào)，并響應(yīng)于該多路復(fù)用器控制信號(hào)以使所述電感器電流閾值有效或者無(wú)效；和 第二比較器，其耦合到所述集成電路的輸出節(jié)點(diǎn)，并可操作為將所述輸出電感器電流與所述電感器電流閾值相比較，并在所述輸出電感器電流達(dá)到所述電感器電流閾值時(shí)輸出驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)。
6.如權(quán)利要求5所述的集成電路，其中所述多路復(fù)用器在所述電感器電流的峰值大于所述參考電流時(shí)，使所述電感器電流閾值有效。
7.如權(quán)利要求6所述的集成電路，其中所述電感器電流閾值在有效時(shí)為高電感器電流閾值。
8.如權(quán)利要求5所述的集成電路，其中所述多路復(fù)用器在所述電感器電流的峰值小于所述參考電流時(shí)，使所述電感器電流閾值無(wú)效。
9.如權(quán)利要求8所述的集成電路，其中所述電感器電流閾值在無(wú)效時(shí)為低電感器電流閾值。
10.如權(quán)利要求9所述的集成電路，其中所述低電感器電流閾值小于所述輸出電感器電流的最小值。
11.如權(quán)利要求5所述的集成電路，其中所述驅(qū)動(dòng)電路響應(yīng)于所述驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)，以減小所述電感器的放電。
12.—種用于控制集成電路中電感器的充電和放電的方法，該方法包括: 對(duì)所述電感器充電以產(chǎn)生電感器電流； 檢測(cè)所述集成電路的負(fù)載狀態(tài)； 如果所述集成電路工作在第一負(fù)載狀態(tài)，使電感器電流閾值有效； 如果所述集成電路工作在第二負(fù)載狀態(tài)，使電感器電流閾值無(wú)效； 當(dāng)輸出電感器電流大于所述電感器電流閾值時(shí)，以第一速率使所述電感器放電；以及當(dāng)所述輸出電感器電流小于所述電感器電流閾值時(shí)，以第二速率使所述電感器放電。
13.如權(quán)利要求12所述的方法，其中所述集成電路為恒頻電流模式控制的轉(zhuǎn)換器電路。
14.如權(quán)利要求12所述的方法，進(jìn)一步包括提供斜率補(bǔ)償波形，以減小所述輸出電感器電流的擾動(dòng)。
15.如權(quán)利要求12所述的方法，其中所述第一負(fù)載狀態(tài)為低輸出負(fù)載狀態(tài)，且所述第二負(fù)載狀態(tài)為中輸出負(fù)載狀態(tài)和高輸出負(fù)載狀態(tài)中的一個(gè)。
16.如權(quán)利要求12所述的方法，其中所述檢測(cè)所述集成電路的負(fù)載狀態(tài)包括: 將所述電感器電流與參考電流進(jìn)行比較； 如果所述電感器電 流的峰值大于所述參考電流，產(chǎn)生第一信號(hào)以使所述電感器電流閾值有效；以及 如果所述電感器電流的峰值小于所述參考電流，產(chǎn)生第二信號(hào)以使所述電感器電流閾值無(wú)效。
17.如權(quán)利要求16所述的方法，進(jìn)一步包括: 響應(yīng)于所述第一信號(hào)，選擇高電感器電流閾值作為所述電感器電流閾值；以及 響應(yīng)于所述第二信號(hào)，選擇低電感器電流閾值作為所述電感器電流閾值。
18.如權(quán)利要求17所述的方法，其中所述低電感器電流閾值小于所述輸出電感器電流的最小值。
19.一種用于控制集成電路中電感器的充電和放電的方法，該方法包括: 對(duì)所述電感器充電以產(chǎn)生電感器電流； 將所述電感器電流與參考電流相比較； 如果所述電感器電流的峰值大于所述參考電流，選擇高電感器電流閾值； 如果所述電感器電流的峰值小于所述參考電流，選擇低電感器電流閾值；和 以第一速率使所述電感器放電，直到輸出電感器電流小于所述高電感器電流閾值。
20.如權(quán)利要求19所述的方法，進(jìn)一步地包括:提供斜率補(bǔ)償波形，以減小所述輸出電感器電流的擾動(dòng)。
21.一種集成電路，包括: 驅(qū)動(dòng)電路，可操作為控制電感器的充電和放電；和 電流檢測(cè)電路，可操作為將電感器電流與參考電流相比較； 其中所述電流檢測(cè)電路進(jìn)一步可操作為如果所述電感器電流的峰值大于所述參考電流，選擇高電感器電流閾值；如果所述電感器電流的峰值小于所述參考電流，選擇低電感器電流閾值；并且 所述驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)一步可操作為以第一速率使所述電感器放電，直到輸出電感器電流小于所述高電感器電流閾值。
22.如權(quán)利要求21所述的集成電路，其中所述集成電路為恒頻電流模式控制的轉(zhuǎn)換器電路。
23.如權(quán)利要求21所述的集成電路，進(jìn)一步包括斜率補(bǔ)償電路，可操作為產(chǎn)生斜率補(bǔ)償波形以減小所述輸出電感器電流的擾動(dòng)。
24.如權(quán)利要求21所述的集成電路，其中當(dāng)所述集成電路工作在低輸出負(fù)載狀態(tài)時(shí)，選擇所述高電感器電流閾值，并且當(dāng)所述集成電路工作在中負(fù)載狀態(tài)和高負(fù)載狀態(tài)中的一個(gè)時(shí)，選擇所述低電感器電流閾值。
25.如權(quán)利要求21所述的集成電路，其中所述電流檢測(cè)電路包括: 第一比較器，其耦合到所述電感器，并可操作為將所述電感器電流與所述參考電流相比較，并輸出多路復(fù)用器控制信號(hào)； 多路復(fù)用器，可操作為接收多路復(fù)用器控制信號(hào)，并響應(yīng)于該多路復(fù)用器控制信號(hào)以選擇所述高電感器電流閾值或者選擇所述低電感器電流閾值；和 第二比較器，其耦合到所 述集成電路的輸出節(jié)點(diǎn)，并可操作為將所述輸出電感器電流與所選擇的高或者低電感器電流閾值相比較，并在所述輸出電感器電流達(dá)到所選擇的高或者低電感器電流閾值時(shí)輸出驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)。
26.如權(quán)利要求25所述的集成電路，其中所述多路復(fù)用器在所述電感器電流的峰值大于所述參考電流時(shí)，選擇所述高電感器電流閾值。
27.如權(quán)利要求25所述的集成電路，其中所述多路復(fù)用器在所述電感器電流的峰值小于所述參考電流時(shí)，選擇所述低電感器電流閾值。
28.如權(quán)利要求25所述的集成電路，其中所述驅(qū)動(dòng)電路響應(yīng)于所述驅(qū)動(dòng)控制信號(hào)，使所述電感器以第二速率放電。
29.如權(quán)利要求21所述的集成電路，其中所述低電感器電流閾值小于所述輸出電感器電流的最小值。
全文摘要
本發(fā)明涉及用于控制電源轉(zhuǎn)換器中的DCM-CCM振蕩的系統(tǒng)和方法。恒頻電流模式控制的升壓轉(zhuǎn)換器電路提供電感器電流的斜率補(bǔ)償，減小在低輸出負(fù)載狀態(tài)下的反向電感器電流，并通過(guò)使有效或者使無(wú)效電感器電流閾值減小在不連續(xù)電流模式和連續(xù)電流模式之間的振蕩。該恒頻電流模式控制的升壓轉(zhuǎn)換器電路在低、中和高輸出負(fù)載狀態(tài)下是高效和穩(wěn)定的。
文檔編號(hào)H02M1/00GK103187854SQ20111046196
公開日2013年7月3日 申請(qǐng)日期2011年12月31日 優(yōu)先權(quán)日2011年12月31日
發(fā)明者張海波, 李進(jìn), 吳永俊 申請(qǐng)人:意法半導(dǎo)體研發(fā)(深圳)有限公司