專利名稱：用于有源鉗位轉(zhuǎn)換器的反向電流限幅保護的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及功率電子器件。更具體而言，本發(fā)明涉及DC到DC轉(zhuǎn)換器。
背景技術(shù)：
具有有源鉗位復(fù)位的正向轉(zhuǎn)換器向設(shè)計者提供了多種益處，并且當前被廣泛使用?；谡蛲負浣Y(jié)構(gòu)的功率轉(zhuǎn)換器在要求高效率和良好功率處理能力的應(yīng)用(主要在 50W至500W輸出功率范圍)中尤其有用。雖然正向拓撲結(jié)構(gòu)的普及是基于許多因素，但是設(shè)計者主要受其簡易性、性能和效率所吸引。雖然正向轉(zhuǎn)換器源自降壓拓撲結(jié)構(gòu)，然而在正向拓撲結(jié)構(gòu)中運用的變壓器提供輸入-輸出地隔離以及降壓或升壓功能。在正向拓撲結(jié)構(gòu)中的變壓器并不如同對稱的拓撲結(jié)構(gòu)所做的那樣固有地復(fù)位每個切換循環(huán)。在正向功率轉(zhuǎn)換器中已運用若干不同的復(fù)位機制，每種方法具有其自身的益處和挑戰(zhàn)。圖IA至圖IC示出了有源鉗位正向功率轉(zhuǎn)換器100的主要操作步驟。圖IA顯示了在時間、處的有源鉗位正向功率轉(zhuǎn)換器100。在時間、處，主電源開關(guān)Ql 110接通，從而在變壓器105的初級繞組102兩端施加輸入電壓VIN。變壓器105的次級繞組103處的所得電壓被計算為Vin(NS/Np)，其中Np和Ns分別是初級繞組102和次級繞組103中的匝數(shù)。 此時初級電流具有兩個分量被表示為UNS/NP)的來自輸出電感器Ll 130的反射電流以及在磁化電感Lm104中提升的電流。復(fù)位開關(guān)Q2 140接通并且鉗位電容器Cc 150之前已被充電至電壓為Vin/ (I-D)伏特。這種間隔是功率階段，在該間隔期間，能量從初級繞組102 被傳遞給次級繞組103。功率階段的近似持續(xù)時間是TS(NP/NS) (VOT/VIN)，其中Ts是切換周期。圖IB顯示了在、之后的時間、處的功率轉(zhuǎn)換器100。在時間、處，主電源開關(guān) Ql 110斷開而復(fù)位開關(guān)Q2 140接通。時間、通常稱為復(fù)位階段，這是因為接通復(fù)位開關(guān)Q2 140復(fù)位初級繞組102內(nèi)的磁通量。磁化電流流過鉗位電容器Ce 150和復(fù)位開關(guān)Q2 140， 而非流過主電源開關(guān)Ql 110。由于鉗位電容器(^ 150的電壓高于Vin，所以初級繞組102兩端的電壓現(xiàn)在相對于功率階段、反向。由于磁化電感Lm 104兩端電勢已被反向，所以磁化電流的量度將隨著存儲在磁化電感Lm 104中的能量被傳遞到鉗位電容器Cc 150中而降低。 鉗位電容器Cc 150兩端的電壓在該時間段期間略微增加并在磁化電流達到0時達到峰值。圖IC顯示了在、之后的時間t2處的功率轉(zhuǎn)換器100。在時間t2處，磁化電感Lm 104中的電流達到0并開始以相反方向構(gòu)建。電流源自鉗位電容器Cc 150，通過復(fù)位開關(guān)Q2 140，并且通過磁化電感Lm 104行進并隨后返回源(VIN)。當鉗位電容器Cc 150返回其之前捕獲自磁化電感！^ 104的能量時，電流將持續(xù)以相反的方向構(gòu)建。這稱為“反向電流”，這是因為電流被提供返回到VIN。過度的反向電流可以導(dǎo)致變壓器105的飽和，從而引起功率轉(zhuǎn)換器100的災(zāi)難性故障，并且因而應(yīng)被控制在可控水平。穩(wěn)態(tài)條件要求鉗位電容器C。150 電壓返回至初始電勢，并且要求復(fù)位時間結(jié)束處的磁化電流達到該復(fù)位時間起始處的電流的相同量度和相反極性。在t2結(jié)束處，如結(jié)束的控制器振蕩周期所限定地，切換周期結(jié)束。 變壓器105內(nèi)的磁通量將自然均衡，如下式表示Vqn(D*Ts) = Vqff(I-D)Ts，其中D是控制主電源開關(guān)Ql 110的時鐘信號的占空比。Vtw是當沒有驅(qū)動信號施加給Ql 110時變?yōu)槭┘拥匠跫壚@組102兩端的電壓。在占空比的被計算為(I-D)Ts的關(guān)斷時間期間，在初級繞組102的底部測量的鉗位電容器Ce 150的電壓作為存儲在鉗位電容器Cc150中的電壓的結(jié)果降至0以下。在Ql 110關(guān)斷并且Q2 140接通的時間期間，圖IC的節(jié)點A處的電壓為正。該電壓表示為Vds = Vin/(I-D)。由于 Vin = (NP/NS) (1/D)V0UT,或 Vin = K/D，其中 K 是被定義為(NP/NS)V0UT 的常數(shù)，則 Vds = Vin/(1-(K/VIN))0可以看出，Vds是Vin和D的函數(shù)，或者是Vin和K的函數(shù)。D不應(yīng)接近1，或者Vds將增加到Ql 110可能被毀壞的點。因此，時間t2期間Ce 150兩端的電壓也被施加至Ql 110 的漏極-源極兩端。因此，必須選擇合適的晶體管以應(yīng)對該電壓。然而，所知的是，晶體管具有較大Vds額定值意味其可以應(yīng)對其漏極-源極兩端的較高的電勢，但該晶體管物理上也更大、更為昂貴并且較為低效。期望保持、時間處的電壓盡可能的低以便能夠使得Ql 110 盡可能的小，從而使得Ql較為廉價、更為高效并且在形態(tài)因素方面更為理想。圖2顯示了用以操作有源鉗位正向轉(zhuǎn)換器(諸如圖IA至圖IC的轉(zhuǎn)換器100)的驅(qū)動信號210、220、230的圖表200。驅(qū)動信號210是施加至圖IA至圖IC的功率轉(zhuǎn)換器 100的主電源開關(guān)Ql 110和復(fù)位或輔助開關(guān)Q2 140的信號。接通時間DTs是當驅(qū)動接通 Ql 110并驅(qū)動關(guān)閉Q2 140的時間。反之，則對時間(I-D)Ts成立。Dts和Ts之間的比例稱為占空比D，并且Ts通常稱為切換時間，而1/TS是切換頻率。Vui 220,Lffl 104兩端的電壓在接通時間DTs的Von和斷開時間(I-D)Ts的Voff之間擺動。在Ql 110斷開的時間到Q2 140 接通的時間之間有短暫的死時間(dead time)，反之亦然。該死時間僅略微影響占空比D。 為了簡便起見，該死時間在圖2中未示出，并在本公開中未加說明。最后，磁化電流ILm 230 代表在切換循環(huán)Ts各階段期間流過磁化電感Lm 104的電流。當從諸如Vin之類的電壓源流向Lm時該電流參考為正，而當從Lm流向Vin時為負。圖3A示出了變壓器100在從低到高的瞬變期間如何受磁通量不平衡影響。圖3A 顯示了變壓器100的占空比D對時間的圖表Mo、對應(yīng)變壓器磁化電壓對時間的圖表250、 以及對應(yīng)變壓器磁化電流對時間的圖表沈0，其中圖表M0、圖表250和圖表沈0的水平軸全部對準。如圖3A所示，由于占空比D響應(yīng)于瞬變(例如低到高負載瞬變)狀況快速增加， 所以變壓器磁化電壓的正向時段的持續(xù)時間增加，并且變壓器磁化電流穩(wěn)定地增加。這導(dǎo)致磁化電感Lm 104中的正向磁通量不平衡。圖;3B示出變壓器100在高到低瞬變期間如何受磁通量不平衡影響。圖:3B顯示了變壓器100的占空比D對時間的圖表270、對應(yīng)的變壓器磁化電壓對時間的圖表觀0、以及對應(yīng)的變壓器磁化電流對時間的圖表四0，其中圖表270、圖表觀0、圖表四0的所有水平軸對準。如圖:3B所示，由于占空比D響應(yīng)于瞬變(諸如高到低負載瞬變)狀況而快速降低， 所以變壓器磁化電壓的正向時段的持續(xù)時間降低，并且變壓器磁化電流穩(wěn)定地降低。這導(dǎo)致磁化電感Lm 104中的負向磁通量不平衡。如圖3A和圖:3B所示，穩(wěn)定增加和穩(wěn)定降低的變壓器磁化電流引起磁化電感Lm 104的飽和，并最終引起變壓器105和/或連接至變壓器105的其他一些部件的災(zāi)難性的故障。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的原理，通過監(jiān)視和控制流過DC到DC轉(zhuǎn)換器的電流來保護DC到DC 轉(zhuǎn)換器免受內(nèi)部損害。損害可能由過度的電流、由交叉?zhèn)鲗?dǎo)產(chǎn)生的短路以及電源開關(guān)和其他部件兩端過度的電壓所導(dǎo)致。監(jiān)視轉(zhuǎn)換器內(nèi)流動的正向和反向電流，從而在災(zāi)難性損害出現(xiàn)前采用合適的動作。以此方式，運用本發(fā)明原理的DC到DC轉(zhuǎn)換器更不容易受這些損害和其他損害的影響。在本發(fā)明的第一方面，DC到DC轉(zhuǎn)換器包括變壓器、感測元件和控制器，該控制器控制在DC到DC轉(zhuǎn)換器的切換循環(huán)期間的電流。變壓器具有耦合至正向電流路徑和反向電流路徑的初級繞組。正向電流路徑在切換循環(huán)的電源階段將正向電流從初級繞組的頂部提供到初級繞組的底部。反向電流路徑在切換循環(huán)的復(fù)位階段將反向電流從初級繞組的底部提供到初級繞組的頂部。感測元件感測正向電流和反向電流，并且控制器基于所感測的值控制這些電流。在一種實施方式中，如果正向電流在預(yù)定的第一閾值之上，則控制器在電源階段的剩余部分期間中斷正向電流，而如果反向電流在預(yù)定的第二閾值之下，則控制器在復(fù)位階段的剩余部分期間中斷反向電流。DC到DC轉(zhuǎn)換器包括在正向電流路徑上的電源開關(guān)和在反向電流路徑上的復(fù)位開關(guān)，從而使得控制器在正向電流在預(yù)定的第一閾值之上時自動地斷開電源開關(guān)，并且在反向電流在預(yù)定的第二閾值之下時斷開復(fù)位開關(guān)。在一種實施方式中，控制器控制電源開關(guān)和復(fù)位開關(guān)以自動地調(diào)節(jié)DC到DC的占空比以維持電源開關(guān)兩端的電壓在預(yù)定的范圍內(nèi)。控制器使用對DC到DC轉(zhuǎn)換器的輸入電壓以確定最大占空比。在另一實施方式中，控制器僅在通過初級繞組的磁化電流是反向電流時接通電源開關(guān)，并且僅在磁化電流是正向電流時接通復(fù)位開關(guān)。感測元件包括將正向和反向電流路徑耦合至共同電勢(諸如地)的感測電阻器。 控制器監(jiān)視感測電阻器兩端的電壓或電流以確定流動的電流的值和方向。備選地，感測元件包括分別將正向和反向電流路徑耦合至共同電勢的第一感測電阻器和第二感測電阻器。在本發(fā)明的第二方面，一種控制DC到DC轉(zhuǎn)換器(該轉(zhuǎn)換器具有變壓器，該變壓器具有初級繞組)中電流流動的方法包括如下步驟感測正向電流路徑中的正向電流，以及感測反向電流路徑中的反向電流。該方法包括在DC到DC轉(zhuǎn)換器的切換循環(huán)期間自動地調(diào)節(jié)正向和反向電流。作為一個示例，通過使用脈沖寬度調(diào)制調(diào)節(jié)DC到DC轉(zhuǎn)換器的占空比來調(diào)節(jié)正向和反向電流。優(yōu)選地，正向電流路徑包括電源開關(guān)，并且該電源開關(guān)兩端的電壓與D* (I-D)成反比，其中D是DC到DC轉(zhuǎn)換器的占空比。在本發(fā)明的第三方面，用于在DC到DC轉(zhuǎn)換器的切換循環(huán)期間監(jiān)視和調(diào)節(jié)電流的控制器包括執(zhí)行具有第一、第二和第三狀態(tài)的狀態(tài)機的處理器。第一狀態(tài)對應(yīng)于在切換循環(huán)的第一階段期間具有正向極性的第一電流和具有基本上為0值的第二電流。第二狀態(tài)對應(yīng)于在切換循環(huán)的第二階段期間具有基本上為0值的第一電流和具有負極性的第二電流。 第三狀態(tài)對應(yīng)于在切換循環(huán)的剩余部分期間均具有基本上為0值的第一電流和第二電流。 在切換循環(huán)期間的第一狀態(tài)和第二狀態(tài)的相對持續(xù)時間限定了可變占空比。第一狀態(tài)和第二狀態(tài)之間的瞬變?nèi)Q于第一電流和第二電流的值和極性、向DC到DC轉(zhuǎn)換器的輸入電壓的值、或這些元素的一些組合。


圖IA至圖IC顯示了在連續(xù)的切換循環(huán)的不同階段運行中的現(xiàn)有技術(shù)的DC到DC
轉(zhuǎn)換器。圖2顯示了示出圖IA的DC到DC轉(zhuǎn)換器在穩(wěn)態(tài)狀況期間的操作的圖表。圖3A和圖;3B顯示了示出圖IA的DC到DC轉(zhuǎn)換器響應(yīng)于負載瞬變中的變化的操作的圖表。圖4和圖5顯示了根據(jù)本發(fā)明的不同實施方式的DC到DC轉(zhuǎn)換器。圖6和圖7顯示了根據(jù)本發(fā)明的一些實施方式的DC到DC轉(zhuǎn)換器中控制器的狀態(tài)機的圖解。圖8顯示了對應(yīng)于DC到DC轉(zhuǎn)換器的電源開關(guān)的漏極到源極電壓的因子對占空比的圖表。圖9顯示了電源開關(guān)的漏極到源極電壓對輸入電壓的兩個圖表，第一圖表針對現(xiàn)有技術(shù)中的DC到DC轉(zhuǎn)換器，第二圖表針對根據(jù)本發(fā)明一個實施方式的DC到DC轉(zhuǎn)換器。圖10顯示了類似于圖9的、針對不同常數(shù)K的值的圖表。圖11顯示了根據(jù)本發(fā)明一個實施方式的DC到DC轉(zhuǎn)換器中控制器的狀態(tài)機的圖解。
具體實施例方式
根據(jù)本發(fā)明的原理，保護DC到DC功率轉(zhuǎn)換器不受到損害，例如通過防止其電源開關(guān)兩端的電壓超過預(yù)定限制以及通過防止短路來防止在其變壓器繞組中的電流達到不可接受的水平等。這些DC到DC功率轉(zhuǎn)換器通過監(jiān)視和調(diào)整正向和反向電流兩者來防止這些故障。這些轉(zhuǎn)換器使用更小、更可靠以及較為廉價的功率開關(guān)，這些轉(zhuǎn)換器更為穩(wěn)健以及能夠被用于更為廣泛的應(yīng)用中。圖4顯示了根據(jù)本發(fā)明一種實施方式的有源鉗位正向轉(zhuǎn)換器300。如上所述，現(xiàn)有技術(shù)的解決方案測量具有諸如圖IA至圖IC的Ql 110之類的主電源開關(guān)的電路支路的電流。換言之，僅測量從變壓器105到地的電流，并且僅基于正向電流流動斷開主電源開關(guān) Ql 110。本發(fā)明的一些實施方式提供更為穩(wěn)健的電流感測的方案。再次參見圖4，轉(zhuǎn)換器 300檢測流回變壓器305的反向電流，并根據(jù)該反向電流適當?shù)財嚅_輔助(復(fù)位)開關(guān)Q2 330，該反向電流被定義為從地流過Q2 330和CC 350到變壓器305的磁化電感Lm 304的電流。隨著反向電流增加，Ql 310和Q2 330失效或是斷開。因此，節(jié)點A作為變壓器305的三態(tài)開關(guān)。該動作阻止反向磁化電流進一步增強，從而阻止了磁化電感Lm 304中的反向飽和。優(yōu)選地，雖然Ql 310和Q2 330能夠同時被驅(qū)動斷開，但是它們并不同時被驅(qū)動接通。轉(zhuǎn)換器300具有兩個電流感測點CS 325和CS2 335，每個感測點具有電流感測電阻器。在點CS 325處測量從變壓器305流過感測電阻器RS 315的電流。測量例如可以是測量RS 315兩端的電壓。作為RS2 320兩端的電壓在點CS2 335測量從地向上流過Q2 330的反向電流?？刂破?60接收來自節(jié)點CS 325和CS2 335的經(jīng)感測的電流數(shù)據(jù)并生成驅(qū)動信號Ndkv和Gaux以諸如通過接通Ql和Q2中之一但斷開另一個或者將Ql和Q2都斷開來控制 Ql 310和Q2 330?？刂破?60耦合到振蕩器或用于生成時鐘信號并因此生成切換循環(huán)的一些其他裝置(圖中未示出)。驅(qū)動信號N胃和Gaux根據(jù)在節(jié)點CS325測量的正向電流和在節(jié)點CS2 335測量的反向電流兩者分別控制Ql 310和Q2 330。如上所述，隨著反向電流增加，從而導(dǎo)致節(jié)點CS2335的電壓更負，可以單獨地斷開Q2 330，從而形成在節(jié)點A處的三態(tài)狀況?？梢岳斫猓梢允褂秒妷簻y量和電阻器值或通過直接使用電流測量來測量電流。 還可以理解，當電阻器RS 315和RS2 320的底部端接地時，經(jīng)測量的電壓和電流中的一些為負。圖5顯示了根據(jù)本發(fā)明的另一實施方式的用于確定反向電流的系統(tǒng)。在所有附圖中，相同的標記指相同或類似的元件。此處，節(jié)點CS 425電耦合到Ql 310和Q2 330兩者。 因此，感測電阻器RS 315兩端的電壓將形成作為在兩個支路中的電流的差異的結(jié)果。如果點CS 425處的電壓降至負閾值之下，從而指示大的反向磁化電流，則可以使Q2 330在切換循環(huán)的剩余部分中失效或斷開。該動作阻止反向磁化電流進一步增加，從而阻止變壓器305 的磁化電感Lm 304中的反向飽和。類似于控制器360的操作，控制器460接收在點CS 425 處產(chǎn)生的電壓并產(chǎn)生控制信號N胃和Gaux。圖6顯示了根據(jù)本發(fā)明一種實施方式的控制器360的狀態(tài)圖解500。再次參見圖 4和圖6，在狀態(tài)510中，Ql 310接通而Q2 330斷開。如果在間隔DTs期間在節(jié)點CS 325 處測量的電壓(Ves)并未超過預(yù)定的正的閾值(Vthi)，則進入狀態(tài)520，在該狀態(tài)中Ql 310 斷開而Q2 330接通。如果在間隔DTs期間電壓Ves確實超過Vthi，則進入狀態(tài)530，在該狀態(tài)中Ql斷開。在狀態(tài)530中，在時間DTs的剩余部分流逝之后，進入狀態(tài)520。在處于狀態(tài)520時，如果在間隔(I-D) Ts期間節(jié)點CS2處的電壓(Vcs2)未降至預(yù)定的負閾值(Vth2)之下，則進入狀態(tài)510。如果在間隔(I-D)TjJ間Vcs2降至之下Vth2，則進入狀態(tài)M0。在狀態(tài)MO中，Q2 330斷開，并且在間隔(I-D)Ts的剩余部分流逝之后，進入狀態(tài) 510。作為一個示例，Vthi稍低于對應(yīng)于變壓器的飽和電流的值，并且Vth2等于_VTH1。一般而言，Vthx基于諸如&(例如圖5)之類的比例因子和變壓器芯飽和之前變壓器中允許的峰值磁化電流而設(shè)定，該值是基于特定變壓器設(shè)計的值。在一種非限制性應(yīng)用中，Vthx的范圍是約0. IV至2V。本領(lǐng)域技術(shù)人員將基于目前和將來的應(yīng)用而識別出Vthi和Vth2的其他可能值。關(guān)于涉及控制器360的所有狀態(tài)圖解，圖5中的控制器460將基于在節(jié)點CS 425 的測量而執(zhí)行狀態(tài)圖解。根據(jù)其他一些實施方式，降低或消除了主電源開關(guān)Ql和輔助開關(guān)Q2之間的交叉?zhèn)鲗?dǎo)。圖2顯示了關(guān)于圖4的轉(zhuǎn)換器300的主電源開關(guān)Ql 310和輔助開關(guān)Q2 330的驅(qū)動信號的圖形形式的適當?shù)姆€(wěn)態(tài)磁化電流。當磁通量平衡時、當Ql 310和Q2 330兩者都斷開的死時間期間、以及在Ql 310接通前的穩(wěn)態(tài)操作中，磁化電流ILm以相反的方向從地通過 Ql 330的體二極管流至節(jié)點A，通過Lm并流回至VIN。當磁通量不平衡時，ILm通過Q2 330 的體二極管流到地，從而接通Q2 330的體二極管。當接通二極管時，二極管將需要一些時間來斷開，這稱為“二極管恢復(fù)時間”。在此期間，如果Ql 310接通，則將在具有Q2 330,Cc 350和Ql 310的電路支路中形成短路。這被稱為“交叉?zhèn)鲗?dǎo)”，交叉?zhèn)鲗?dǎo)是可以導(dǎo)致對電路永久損害的不期望發(fā)生的事件。類似地，在另一情形中，當Ql 310和Q2 330兩者都斷開時， 如果電流仍以相反方向流動通過Ql 310的體二極管，則一旦接通Q2 320就可以在該支路中導(dǎo)致短路的狀況。再者，通過感測節(jié)點CS 325和CS2 335的電流，處理器360可以確定是否接通開關(guān)Ql 310和Q2 330中合適的一個以避免過度的交叉?zhèn)鲗?dǎo)。應(yīng)該注意，從本公開獲益的本領(lǐng)域技術(shù)人員將容易地理解使用電流感測變壓器或使用類似的裝置來感測電流的若干已知方法，其包括但不限于感測開關(guān)Ql 310和Q2 330兩端的電壓。圖7顯示了根據(jù)本發(fā)明的一個實施方式的控制器360的狀態(tài)圖解600。參見圖4 和圖7，在狀態(tài)610中，Ql 310接通。在時間DTs流逝之后，進入狀態(tài)620。在處于狀態(tài)620 時，如果通過初級繞組的磁化電流Iui為正，則進入狀態(tài)630，但是如果Iui為負，則進入狀態(tài) 660。在狀態(tài)660中，在時間(I-D)Ts流逝之后，進入狀態(tài)610。在狀態(tài)630中，在時間(I-D) Ts流逝之后，進入狀態(tài)640，在該狀態(tài)中Q2 330斷開。 當處于狀態(tài)640時，如果磁化電流Iui為負，則進入狀態(tài)610，但是如果ILm為正，則進入狀態(tài) 650。在狀態(tài)650中，在時間DTs流逝之后，進入狀態(tài)630。根據(jù)本發(fā)明的一個實施方式，基于向DC到DC功率轉(zhuǎn)換器輸入的電壓Vin，對DC到 DC功率轉(zhuǎn)換器的最大占空比進行鉗位。圖8中的圖表700示出了鉗位，其描繪了系數(shù)1/ (D (I-D))對D，其中D是DC到DC功率轉(zhuǎn)換器的占空比。圖表700是拋物線形，其中心在D =0. 5左右。圖表700對于相對靠近D = 0. 5的值而言相對恒定，但是隨著D接近0和1 顯著增加。換言之，將D鉗位到合適的值將確保電源開關(guān)的漏極到源極電壓不超過預(yù)定的閾值。再次參見圖4，正向饋送最大占空比鉗位檢測Vin的變化并相應(yīng)地調(diào)整最大占空比以消除節(jié)點A的電壓對Vin的依賴性。一般而言，在如上所述的一些DC到DC轉(zhuǎn)換器中應(yīng)允許占空比動態(tài)余量。根據(jù)本發(fā)明的一些實施方式，在諸如Vin中的階躍、負載中的改變、或可以影響DC到DC轉(zhuǎn)換器的任何其他瞬變的瞬變狀況中，占空比改變以適應(yīng)新的操作狀況。 現(xiàn)有技術(shù)的方案將最大占空比鉗位至單個值。對于以最小Vin來合適操作而言，最大占空比鉗位值必須高于最大占空比。例如，第一最大值Dmi可以被鉗位為比標稱值D高10%，第二最大占空比值Dm2比標稱值D高20 %，第三最大占空比值Dm3比標稱值D高30 %。Vds與Dmx 直接成比例，其中X是任何動態(tài)余量值。該現(xiàn)有技術(shù)方案導(dǎo)致不必要的占空比動態(tài)余量，而 Vdsmax與Vin直接成比例。因此，主電源開關(guān)承受較高的電壓應(yīng)力，并且在瞬變狀況期間在變壓器中形成了大的磁通量不平衡。磁通量不平衡可以引起如上所述的變壓器的磁通量飽和災(zāi)難性的故障。為了防止這些問題，本發(fā)明的實施方式對正向饋送最大占空比鉗位，這意味著當調(diào)整占空比時將Vin納入考慮。如下所述，這導(dǎo)致Vdsmax不再是Vin的直接函數(shù)。圖9顯示了圖表810A和圖表810B，其分別使用現(xiàn)有技術(shù)方案和根據(jù)本發(fā)明的方案比較Vin和Vdsmax，這兩個方案均采用10%占空比動態(tài)余量。該示例對Vin采用30V和57V之間的范圍，并且對Vott采用5V。常數(shù)K被定義為K= (NP/NS)V0UT = 18. 330計算穩(wěn)態(tài)占空比為D = K/VIN，并且計算穩(wěn)態(tài)最大占空比為Dm = K/VINMAX或18. 33/57 = 0. 61。在現(xiàn)有技術(shù)方法中，Vds = Vin/(I-D)。圖表810A表示現(xiàn)有技術(shù)方法的Vds對VIN。由于D = 0. 61，在10%動態(tài)余量的鉗位 Dmx 給出(0.61) (1. 1)的 Dmx 或 Dmx = 0.67。最大 Vds 因此是 57/(1-0. 67) = 172V。對于在范圍30V-57V內(nèi)的Vin，主電源開關(guān)應(yīng)被額定為170V之上。這樣的電源開關(guān)將是大的、昂貴的并且及其低效的。圖表810B顯示了根據(jù)本發(fā)明一種實施方式的Vin對VDS。使用正向饋送方法，Vdsmax = VIN/(1-(KY/VIN))，其中 K= (Np/Ns)Vouto 假定動態(tài)余量為 10%并且(Np/Ns) = (11/3),Ky =17)，則在 VIN = 57V 處出現(xiàn) Vdsmax = 57/(1420. 17/57)) = 89V。在 Vin = 30V 處出現(xiàn)Vdsmax = 30/(1-(20. 17/30)) = 91. 5V。Vds在30V-57V的整個輸入范圍內(nèi)保持相對恒定，Vds的范圍在91. 5V到80. 7V。因此，考慮到制造和安全公差，在主電源開關(guān)上額定出的最大Vds可以標稱地在100V之上。得到的是總體上更為高效和更為成本效益的DC到DC轉(zhuǎn)換器，該功率轉(zhuǎn)換器具有減少的交叉?zhèn)鲗?dǎo)和可控制的反向電流以及減少的變壓器內(nèi)磁通量飽和的危險。圖10顯示了三對圖表910A和910B、920A和920B以及930A和930B，其描繪了針對現(xiàn)有技術(shù)方法(910A、920A和930A)的10%、20%和30%占空比動態(tài)余量以及針對根據(jù)本發(fā)明實施方式的方法的對應(yīng)曲線(910B、920B和930B)的各種Vds對Vin。圖11顯示了圖4的用以根據(jù)本發(fā)明一種實施方式鉗位最大占空比的控制器360 和460的狀態(tài)圖解1000。在狀態(tài)1010中，控制器360和460讀取輸入電壓Vin并將其用于計算最大占空KDmx。作為一個示例，最大Ky常數(shù)固定為相對于K的百分比(例如10%)。 可以選擇其他百分比以適配目前和將來的應(yīng)用。如果Vin改變，如標記為AVin的瞬變所示， 則使用新的Vin以更新Dmx?？刂破?60和460可以是專用集成電路(ASIC)、包括計算機可執(zhí)行指令的計算機可讀介質(zhì)(該指令用以執(zhí)行諸如圖6、圖7和圖11所示的算法或狀態(tài)機)、以及用以執(zhí)行該指令的處理器、或用于執(zhí)行諸如本公開中描述的算法或狀態(tài)機的任何其他裝置。圖6、圖7和圖11顯示了實踐本發(fā)明的一些實施方式的狀態(tài)機的若干示例。在閱讀本公開之后，本領(lǐng)域技術(shù)人員將意識到可以以各種方式(諸如通過添加附加的狀態(tài)或修改所示的一些狀態(tài))來修改狀態(tài)機。雖然已單獨論述了不同的實施方式，可以理解，可以以不同的方式組合不同實施方式的特征。例如，一個實施方式并入分別在圖6和圖11中示出的反向電流限制保護和最大占空比鉗位的特征。另一個實施方式并入分別在圖6和圖7中示出的反向電流限制保護和交叉感應(yīng)保護的特征。另一實施方式并入圖6、圖7和圖11中示出的特征。本領(lǐng)域技術(shù)人員將意識到用以適配目前和將來應(yīng)用的其他特征組合。在名稱為"Active-Clamped, Spread-Spectrum, Current-Mode PffM Controllers, ” 19-5331 ；Rev 1 ；9/10 的文件中針對產(chǎn)品"MAX5974A/MAX5974B/MAX5974C/ MAX/5974D”描述了根據(jù)本發(fā)明一些實施方式的有源鉗位控制器，該有源鉗位控制器可以 1 自 Maxim Integrated Products,120 Gabriel Drive, Sunnyvale, California94086, U. S. A.名稱為"Active-Clamped, Spread-Spectrum, Current-Mode PWM Controllers，，的文獻在此通過引用并入本文。在操作中，監(jiān)視DC到DC轉(zhuǎn)換器的正向和反向電流。如果任一電流落出預(yù)定范圍之外，則通過改變DC到DC轉(zhuǎn)換器的占空比來自動地中斷該電流。如果電流之一在切換循環(huán)的特定部分期間以“錯誤的”的方向流動，則中斷該電流以阻止交叉?zhèn)鲗?dǎo)。還動態(tài)計算最大占空比以確保電源開關(guān)兩端的電壓被保持在可接受的限制內(nèi)。雖然已參照許多具體細節(jié)描述了本發(fā)明，但是本領(lǐng)域技術(shù)人員將意識到本發(fā)明在不偏離本發(fā)明的精神下可以以其他特定形式體現(xiàn)。因此，本領(lǐng)域技術(shù)人員將理解本發(fā)明不限于前述示例細節(jié)。本領(lǐng)域技術(shù)人員容易了解在不偏離由所附權(quán)利要求書限定的本發(fā)明的精神和范圍的前提下可以對實施方式做出其他一些修改。
權(quán)利要求
1.一種DC到DC轉(zhuǎn)換器，包括變壓器，具有耦合到正向電流路徑和反向電流路徑的初級繞組，所述正向電流路徑被配置成在DC到DC轉(zhuǎn)換器的切換循環(huán)的電源階段期間將正向電流從所述初級繞組的頂部提供到所述初級繞組的底部，并且所述反向電流路徑被配置成在所述切換循環(huán)的復(fù)位階段期間將反向電流從所述初級繞組的底部提供到所述初級繞組的頂部；感測元件，被配置成感測所述正向電流和所述反向電流；以及控制器，被配置成基于所感測的所述正向電流和所述反向電流的值控制所述正向電流和所述反向電流。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的DC到DC轉(zhuǎn)換器，其中所述控制器進一步被配置成如果所述正向電流在預(yù)定的第一閾值之上則在所述電源階段的剩余部分期間中斷所述正向電流，如果所述反向電流在預(yù)定的第二閾值之下，則在所述復(fù)位階段的剩余部分期間中斷所述反向電流。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的DC到DC轉(zhuǎn)換器，進一步包括在所述正向電流路徑上的用于控制正向電流的電源開關(guān)和在所述反向電流路徑上的用于控制所述反向電流的復(fù)位開關(guān)，其中所述正向電流路徑與所述反向電流路徑并行。
4.根據(jù)權(quán)利要求3的DC到DC轉(zhuǎn)換器，其中所述控制器進一步被配置成當所述正向電流在所述預(yù)定的第一閾值之上時自動地斷開所述電源開關(guān)和當所述反向電流在所述預(yù)定的第二閾值之下時自動地斷開所述復(fù)位開關(guān)。
5.根據(jù)權(quán)利要求3的DC到DC轉(zhuǎn)換器，其中所述控制器可操作以控制所述電源開關(guān)和所述復(fù)位開關(guān)以自動地調(diào)節(jié)所述DC到DC轉(zhuǎn)換器的占空比以維持所述電源開關(guān)兩端的電壓在預(yù)定的范圍內(nèi)。
6.根據(jù)權(quán)利要求5的DC到DC轉(zhuǎn)換器，其中所述占空比的最大值取決于對所述DC到 DC轉(zhuǎn)換器的輸入電壓。
7.根據(jù)權(quán)利要求3的DC到DC轉(zhuǎn)換器，其中所述控制器進一步被配置成僅在通過所述初級繞組的磁化電流是反向電流時接通所述電源開關(guān)，并且僅在所述磁化電流是正向電流時接通所述復(fù)位開關(guān)。
8.根據(jù)權(quán)利要求1的DC到DC轉(zhuǎn)換器，還包括在所述反向電流路徑上的電容器，其中所述控制器進一步被配置成在所述電源階段從所述初級繞組對所述電容器充電，并且在所述復(fù)位階段期間從所述電容器向所述初級繞組放電，所述電容器具有大于所述DC到DC轉(zhuǎn)換器的輸入電壓的值。
9.根據(jù)權(quán)利要求1的DC到DC轉(zhuǎn)換器，其中所述感測元件包括將所述正向電流路徑和所述反向電流路徑耦合到共同電勢的感測電阻器，所述控制器進一步被配置成監(jiān)視所述感測電阻器兩端的電壓和電流。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的DC到DC轉(zhuǎn)換器，其中所述共同電勢是地。
11.根據(jù)權(quán)利要求1的DC到DC轉(zhuǎn)換器，其中所述感測元件包括分別將正向電流路徑和反向電流路徑耦合到共同電勢的第一感測電阻器和第二感測電阻器，所述控制器進一步配置成監(jiān)視所述第一感測電阻器和所述第二感測電阻器兩端的電壓或電流。
12.根據(jù)權(quán)利要求10的DC到DC轉(zhuǎn)換器，其中所述共同電勢是地。
13.—種控制DC到DC轉(zhuǎn)換器中電流流動的方法，所述轉(zhuǎn)換器包括具有初級繞組的變壓器，所述方法包括感測從所述初級繞組的頂部到所述初級繞組底部的正向電流路徑中的正向電流，以及感測從所述初級繞組的底部到所述初級繞組的頂部的反向電流路徑中的反向電流，其中所述正向電流路徑包括電源開關(guān)；以及在所述DC到DC轉(zhuǎn)換器的切換循環(huán)期間自動地調(diào)節(jié)所述正向電流和所述反向電流。
14.根據(jù)權(quán)利要求13的方法，其中自動地調(diào)節(jié)所述正向電流和所述反向電流包括如果正向電流在預(yù)定的正向閾值之上則在所述切換循環(huán)的電源階段的剩余部分期間中斷所述正向電流，如果反向電流在預(yù)定的反向閾值之下，則在所述切換循環(huán)的復(fù)位階段的剩余部分期間中斷所述反向電流。
15.根據(jù)權(quán)利要求13的方法，其中調(diào)節(jié)所述正向電流和所述反向電流保持所述電源開關(guān)兩端的最大電壓在預(yù)定的范圍內(nèi)。
16.根據(jù)權(quán)利要求15的方法，其中所述預(yù)定范圍在所述電源開關(guān)的最大額定值之下。
17.根據(jù)權(quán)利要求15的方法，其中調(diào)節(jié)所述正向電流和所述反向電流包括調(diào)節(jié)所述DC 到DC轉(zhuǎn)換器的占空比。
18.根據(jù)權(quán)利要求17的方法，其中調(diào)節(jié)所述占空比使用脈沖寬度調(diào)制。
19.根據(jù)權(quán)利要求13的方法，其中所述電源開關(guān)兩端的電壓與DC到DC轉(zhuǎn)換器的占空比D和I-D的乘積成反比。
20.根據(jù)權(quán)利要求13的方法，所述方法還包括僅在所述初級繞組中的磁化電流是反向電流時傳導(dǎo)正向電流并且僅在所述磁化電流是正向電流時傳導(dǎo)反向電流。
21.根據(jù)權(quán)利要求13的方法，還包括在所述電源階段期間在所述反向電流路徑上存儲電荷；以及在所述復(fù)位階段期間沿所述反向電流路徑釋放電荷，從而減少所述初級繞組上的磁化電感。
22.根據(jù)權(quán)利要求13的方法，還包括檢測一個或多個傳感電阻器兩端的電壓以確定所述初級繞組兩端的磁化電流的方向。
23.根據(jù)權(quán)利要求13的方法，其中所述反向電流路徑包括復(fù)位開關(guān)，所述方法還包括檢測所述電源開關(guān)和所述復(fù)位開關(guān)中的一個或兩個的兩端的電壓以確定所述初級繞組兩端的磁化電流的方向。
24.一種用于監(jiān)視和調(diào)節(jié)DC到DC轉(zhuǎn)換器的切換循環(huán)期間的電流的控制器，所述控制器包括處理器，被配置成執(zhí)行至少具有第一狀態(tài)、第二狀態(tài)和第三狀態(tài)的狀態(tài)機，所述第一狀態(tài)對應(yīng)于在所述切換循環(huán)的第一階段期間具有正向極性的第一電流和具有基本上為0值的第二電流，所述第二狀態(tài)對應(yīng)于在所述切換循環(huán)的第二階段期間具有基本上為0值的所述第一電流和具有反向極性的所述第二電流，并且所述第三狀態(tài)對應(yīng)于在所述切換循環(huán)的剩余部分期間具有基本上為0值的所述第一電流和所述第二電流，其中所述第一狀態(tài)和所述第二狀態(tài)之間的瞬變?nèi)Q于所述第一電流和所述第二電流的值和極性，所述切換循環(huán)期間的所述第一狀態(tài)和所述第二狀態(tài)的相對持續(xù)時間限定可變占空比。
25.根據(jù)權(quán)利要求24的控制器，其中所述處理器被配置成接收對應(yīng)于所述第一電流和所述第二電流的輸入信號并根據(jù)所述狀態(tài)機生成用于控制所述第一電流和所述第二電流的輸出信號。
26.根據(jù)權(quán)利要求24的控制器，其中所述可變占空比取決于對應(yīng)于對所述DC到DC轉(zhuǎn)換器的輸入電壓的第三值。
27.根據(jù)權(quán)利要求26的控制器，其中所述狀態(tài)機被配置成自動地調(diào)節(jié)所述占空比D以維持值1/(D* (I-D))在預(yù)定范圍內(nèi)。
28.根據(jù)權(quán)利要求27的控制器，其中所述預(yù)定范圍取決于所述DC到DC轉(zhuǎn)換器的電源開關(guān)的預(yù)定的漏極到源極電壓。
29.根據(jù)權(quán)利要求24的控制器，其中當所述第一電流超過預(yù)定的正向閾值時觸發(fā)從所述第一狀態(tài)到所述第三狀態(tài)的第一瞬變，并且當所述第二電流在預(yù)定的反向閾值之下時觸發(fā)從所述第二狀態(tài)向所述第三狀態(tài)的第二瞬變。
30.根據(jù)權(quán)利要求24的控制器，其中當所述第二電流具有反向極性時觸發(fā)從所述第一狀態(tài)到所述第三狀態(tài)的瞬變，并且當所述第一電流具有正向極性時觸發(fā)從所述第二狀態(tài)向所述第三狀態(tài)的瞬變。
全文摘要
通過監(jiān)視和控制DC到DC轉(zhuǎn)換器的變壓器初級繞組中正向電流和反向電流等來保護DC到DC轉(zhuǎn)換器不受損害。如果電流值落出預(yù)定的范圍或者電流在切換循環(huán)的一部分期間以將導(dǎo)致交叉?zhèn)鲗?dǎo)的方式流動，則中斷電流。還可以通過調(diào)節(jié)這些轉(zhuǎn)換器的最大占空比以隨其輸入電壓變化來保護在這些轉(zhuǎn)換器中的電源開關(guān)免受損害。以這種方式，所述電源開關(guān)兩端的最大電壓被保持在相對窄的范圍內(nèi)?？梢砸匀魏味喾N方式來組合這些保護性特征，從而適配目前和將來的應(yīng)用。
文檔編號H02M1/32GK102315761SQ201110190599
公開日2012年1月11日 申請日期2011年6月29日 優(yōu)先權(quán)日2010年6月29日
發(fā)明者T·A·哈伊恩 申請人:馬克西姆綜合產(chǎn)品公司