專利名稱：電動機的控制裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及適合控制電車驅(qū)動用的交流電動機、特別是永磁同步電動機的電動機
的控制裝置。
背景技術(shù)：
近年來，在產(chǎn)業(yè)設(shè)備、家電領(lǐng)域、汽車領(lǐng)域等交流電動機應用領(lǐng)域中，取代用逆變 器來驅(qū)動控制感應電動機的以往方式，用逆變器來驅(qū)動控制永磁同步電動機的方式不斷增 加。 永磁同步電動機與感應電動機相比，由于通過永磁體建定磁通，因此不需要勵磁
電流，由于在轉(zhuǎn)子中沒有電流流動，因此不會產(chǎn)生二次銅損，除通過永磁體的磁通產(chǎn)生的轉(zhuǎn)
矩之外，還通過利用轉(zhuǎn)子的磁阻差異而產(chǎn)生的磁阻轉(zhuǎn)矩，可以高效得到轉(zhuǎn)矩等，由此已知是
一種高效率的電動機，近年來，還探討將其用于電車驅(qū)動用的功率轉(zhuǎn)換裝置。 作為驅(qū)動控制永磁同步電動機的方法，例如可以舉出有以某一電流產(chǎn)生最大的轉(zhuǎn)
矩的最大轉(zhuǎn)矩/電流控制、和將電動機的效率維持在最大的最大效率控制等。這些最佳控
制方法，是調(diào)整對電動機施加的電流振幅與相位、使其成為計算式或預先儲存在表格中的
最佳值的控制方法，由于其內(nèi)容在各種文獻中都有所披露，因此此處省略詳細的說明。另
外，關(guān)于最大轉(zhuǎn)矩/電流控制，例如在下述專利文獻1中有所披露。 專利文獻1 :日本專利特開2003-33097號公報 然而，在實施如上所述的最佳控制方法時，由于根據(jù)電動機的旋轉(zhuǎn)速度及輸出轉(zhuǎn) 矩的大小，將轉(zhuǎn)矩分量電流(q軸電流)、磁通分量電流(d軸電流)都調(diào)整為最佳值，因此電 動機的最佳的交鏈磁通根據(jù)電動機的旋轉(zhuǎn)速度及輸出轉(zhuǎn)矩的大小而變化，電動機端子間電 壓(等于逆變器輸出電壓)會大幅變動。 另外，成為用于電車驅(qū)動的功率轉(zhuǎn)換裝置內(nèi)置的逆變器的輸入的直流電源的電壓 為1500V至3000V左右，與一般工業(yè)用途比較，電壓較高，逆變器使用具有3300V至6500V 左右的耐壓的高耐壓的開關(guān)元件。然而，高耐壓的開關(guān)元件的開關(guān)損耗、導通損耗都較大， 它們的和即逆變器損耗為幾KW至十幾KW的數(shù)量級，用于冷卻該損耗的由冷卻器或冷卻風 扇等構(gòu)成的冷卻裝置的尺寸、重量、成本會占據(jù)功率轉(zhuǎn)換裝置的相當部分。
因此，優(yōu)選將開關(guān)頻率在不產(chǎn)生電動機的電流振蕩、轉(zhuǎn)矩脈動、噪聲、振蕩的范圍 內(nèi)設(shè)計得盡可能低，使逆變器損耗為最低限度，從而使冷卻裝置小型化。具體而言，優(yōu)選結(jié) 構(gòu)為常用的開關(guān)頻率為750Hz左右，冷卻裝置具有可以冷卻該開關(guān)頻率所導致的逆變器 損耗的能力。另外，由于在冷卻器、開關(guān)元件存在熱容，因此在短時間可以使開關(guān)頻率提高 至1000Hz左右。 另一方面，關(guān)于逆變器的控制對象即永磁同步電動機的極數(shù)，從電動機的小型化、 輕量化的觀點而言，在電車驅(qū)動用途中，優(yōu)選為6極或者8極，與以往的感應電動機幾乎都 是4極相比，極數(shù)較多。在8極機的情況下，逆變器輸出頻率的最大值(電車的設(shè)計最高速 度下的逆變器輸出頻率)為400Hz左右，成為使用以往的感應電動機時的2倍左右。
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例如在開關(guān)頻率為750Hz的狀態(tài)下，使逆變器輸出頻率為400Hz進行運轉(zhuǎn)時，逆變
器輸出電壓半周期中所包含的脈沖數(shù)是將載波頻率(等于開關(guān)頻率)除以逆變器輸出頻
率，成為1. 875，變得非常少。若在這樣的狀態(tài)下驅(qū)動電動機，則逆變器輸出電壓的正的半周
期和負的半周期中分別包含的脈沖數(shù)或脈沖位置會變得不平衡，施加在電動機的電壓的正
負對稱性被破壞，在電動機中會產(chǎn)生電流振蕩或轉(zhuǎn)矩脈動，成為噪聲或振蕩的原因。 為了避免這樣的現(xiàn)象，考慮在脈沖數(shù)減少的區(qū)域即逆變器輸出頻率較高的區(qū)域
中，與逆變器輸出頻率同步?jīng)Q定載波頻率，逆變器輸出電壓的正的半周期和負的半周期中
分別包含的脈沖數(shù)或脈沖位置相同，以確保施加在電動機的電壓的正負對稱性。 例如，考慮所謂同步3脈沖模式，該同步3脈沖模式可以調(diào)整逆變器的輸出電壓振
幅，且作為可以盡可能為最低的開關(guān)頻率的設(shè)定，是將載波頻率選定為逆變器頻率3倍。此
時，在逆變器輸出頻率為400Hz的條件下，載波頻率(開關(guān)頻率)成為1200Hz。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的問題 然而，若考慮到冷卻裝置的尺寸、重量、成本，則用于電車用的高耐壓的開關(guān)元件 優(yōu)選為始終在750Hz左右的開關(guān)頻率下使用，若如上所述在1200Hz的開關(guān)頻率下使用，則 存在的問題是逆變器損耗過大，需要使冷卻裝置大型化，無法以小型、輕量、低成本構(gòu)成功
率轉(zhuǎn)換裝置。 本發(fā)明是鑒于上述情況而完成的，其目的在于提供一種電動機的控制裝置，該電 動機的控制裝置在構(gòu)成用于驅(qū)動電車用的電動機的功率轉(zhuǎn)換裝置時，可以避免冷卻裝置的 大型化，可以使其以小型、輕量、低成本構(gòu)成。
用于解決問題的方法 為解決所述問題、達到目的，本發(fā)明所涉及的電動機的控制裝置包括對于與直流 電源連接并向交流電動機輸出任意頻率和任意電壓的三相交流的逆變器、生成用于控制所 述逆變器內(nèi)具有的開關(guān)元件的脈寬調(diào)制信號的電壓指令生成部；以及基于輸入的轉(zhuǎn)矩指 令、生成對所述交流電動機的電流指令的電流指令生成部，所述電動機的控制裝置的特征 在于，所述電流指令生成部在預定的條件下，進行調(diào)整，使得所述逆變器的損耗不增加，輸 出電流指令，使所述交流電動機基于所述轉(zhuǎn)矩指令產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩。
發(fā)明的效果 根據(jù)本發(fā)明所涉及的電動機的控制裝置，由于被逆變器驅(qū)動的交流電動機產(chǎn)生的 轉(zhuǎn)矩被調(diào)整為使逆變器的損耗不增加、并基于電流指令生成，因此具有的效果是能以小 型、輕量、低成本構(gòu)成驅(qū)動交流電動機的功率轉(zhuǎn)換裝置。


圖1是表示本發(fā)明的理想的實施方式所涉及的電動機的控制裝置的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖2是表示本實施方式的電壓指令/P麗信號生成部的結(jié)構(gòu)例的圖。
圖3是表示永磁同步電動機的控制特性的圖。 圖4是說明使用本實施方式所涉及的控制方法時的控制狀態(tài)的圖。
圖5是說明使用本實施方式所涉及的控制方法時的電流矢量的軌跡的圖。
圖6是說明使用現(xiàn)有技術(shù)所涉及的控制方法時的控制狀態(tài)的圖。 圖7是說明使用現(xiàn)有技術(shù)所涉及的控制方法時的電流矢量的軌跡的圖。 標號說明 1電容器 2逆變器 6電動機 7旋轉(zhuǎn)變壓器(resolver) 8電壓檢測器 10電流指令生成部 20d軸電流控制部 21q軸非干涉計算部 22d軸非干涉計算部 23q軸電流控制部 30調(diào)制比計算部 40控制相位角計算部 50電壓指令/P麗信號生成部 53乘法運算器 54調(diào)整增益表 55電壓指令計算部 57非同步載波信號生成部 58脈沖載波生成部 59開關(guān) 60脈沖模式切換處理部 61 63比較器 64 66反相電路 70逆變器角頻率計算部 90三相-dq軸坐標變換部 95基準相位角計算部 100控制裝置
具體實施例方式
下面，基于附圖詳細說明本發(fā)明所涉及的電動機的控制裝置的理想的實施方式。 另外，本發(fā)明不限于以下所示的實施方式。 圖1是表示本發(fā)明的理想的實施方式所涉及的電動機的控制裝置的結(jié)構(gòu)例的圖。 如圖1所示，在電動機的控制裝置100的周邊部包括成為直流電源的電容器1、從電容器1 的直流電壓轉(zhuǎn)換為任意頻率的交流電壓的逆變器2、以及永磁同步電動機(以下僅稱作"電 動機")6。 在位于逆變器2的輸入側(cè)或者輸出側(cè)的外圍電路部配置有檢測電容器1的電壓 的電壓檢測器8 ;以及檢測逆變器2的輸出線的電流iu、 iv、 iw的電流檢測器3、4、5，對電動機6配置有檢測轉(zhuǎn)子機械角9m的旋轉(zhuǎn)變壓器(resolver)7，各檢測信號輸入至電動機的 控制裝置100。 另外，可以使用編碼器代替旋轉(zhuǎn)變壓器7，也可以使用從檢測的電壓、電流等來計 算求出位置信號的無位置傳感器方式，代替從旋轉(zhuǎn)變壓器7得到的位置信號，此時不需要 旋轉(zhuǎn)變壓器7。 S卩，位置信號的獲取不限于使用旋轉(zhuǎn)變壓器7。另外，關(guān)于電流檢測器3、4、 5，由于可以通過計算從其他2相電流來求出l相的電流，因此最少設(shè)置2相即可。另外，也 可以采用從逆變器2的直流側(cè)電流再現(xiàn)并獲取逆變器2的輸出電流的結(jié)構(gòu)。
向逆變器2輸入由電動機的控制裝置100生成的柵極信號U、V、W、X、Y、Z，對逆變 器2內(nèi)置的開關(guān)元件進行P麗(Pulse Width Modulation :脈寬調(diào)制)控制。逆變器2優(yōu)選 電壓型P麗逆變器，由于其結(jié)構(gòu)已知，因此省略詳細的說明。 形成從未圖示的外部的控制裝置向電動機的控制裝置100輸入轉(zhuǎn)矩指令T*的結(jié) 構(gòu)，電動機的控制裝置100控制逆變器2，使得電動機6的產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩T與轉(zhuǎn)矩指令T* 一致。
接下來，說明電動機的控制裝置100的結(jié)構(gòu)。電動機的控制裝置100包括根據(jù)轉(zhuǎn) 子機械角9m算出基準相位角9e的基準相位角計算部95;根據(jù)從電流檢測器3、4、5檢測 的三相電流iu、 iv、 iw和基準相位角9 e生成d軸電流id、 q軸電流iq的三相_dq軸坐標 變換部90 ;根據(jù)基準相位角9 e算出逆變器輸出角頻率o的逆變器角頻率計算部70 ;根 據(jù)從外部輸入的轉(zhuǎn)矩指令W和逆變器輸出角頻率co生成d軸電流指令ic^、q軸電流指令 iq*的電流指令生成部10 ;對d軸電流指令id*與d軸電流之差進行比例積分控制、生成d 軸電流誤差pde的d軸電流控制部20 ;對q軸電流指令iq*與q軸電流之差進行比例積分 控制、生成q軸電流誤差pqe的q軸電流控制部23 ;根據(jù)d軸電流指令id*和逆變器輸出 角頻率"計算q軸前饋電壓vqFF的q軸非干涉計算部21 ;根據(jù)q軸電流指令iq*和逆變 器輸出角頻率"計算d軸前饋電壓vdFF的d軸非干涉計算部22;根據(jù)d軸電流誤差pde 與d軸前饋電壓vdFF之和即d軸電壓指令vd*、q軸電流誤差pqe與q軸前饋電壓vqFF之 和即q軸電壓指令vq^基準相位角9 e、電壓檢測器8的電壓EFC計算調(diào)制比PMF的調(diào)制 比計算部30 ;根據(jù)d軸電流誤差pde與d軸前饋電壓vdFF之和即d軸電壓指令vd*、 q軸 電流誤差pqe與q軸前饋電壓vqFF之和即q軸電壓指令vq^基準相位角9 e，計算控制相 位角9的控制相位角計算部40;以及根據(jù)調(diào)制比PMF、控制相位角e生成發(fā)往逆變器2的 柵極信號U、 V、 W、 X、 Y、 Z的電壓指令/P麗信號生成部50。 接下來，說明上面說明的各控制塊的功能。首先，在基準相位角計算部95中，基于
下式(l)，根據(jù)轉(zhuǎn)子機械角9m算出電角度即基準相位角ee。 <formula>formula see original document page 7</formula> 式中，PP是電動機6的極對數(shù)。 在三相-dq軸坐標變換部90中，基于下式(2)，根據(jù)三相電流iu、 iv、 iw和基準相 位角9e，生成d軸電流id、q軸電流iq。
數(shù)學式1
<formula>formula see original document page 7</formula>
在逆變器角頻率計算部70中，通過基于下式(3)將基準相位角9 e進行微分，算 出逆變器輸出角頻率"。
co = d 9 e/dt…(3) 另外，通過將逆變器輸出角頻率"除以2 ，計算出逆變器輸出頻率FINV。
接下來，說明電流指令生成部10的功能。在電流指令生成部10中，根據(jù)從外部輸 入的轉(zhuǎn)矩指令W和逆變器輸出角頻率"，生成d軸電流指令ic^、q軸電流指令ic^。作 為生成方法，可以例舉以某一電流產(chǎn)生最大的轉(zhuǎn)矩的最大轉(zhuǎn)矩/電流控制、或?qū)㈦妱訖C的 效率維持在最大的最大效率控制所涉及的最佳控制方法等。這些最佳控制方法是下述的 方式即，將電動機的旋轉(zhuǎn)速度和輸出轉(zhuǎn)矩的大小等作為參數(shù)，來進行調(diào)整，使電動機6的 實際電流與計算式或預先儲存在表格中而得到的最佳的轉(zhuǎn)矩分量電流指令(q軸電流指令 iq*)、磁通分量電流指令(d軸電流指令id*) —致。另外，由于電流指令生成部10的結(jié)構(gòu) 是本發(fā)明的核心部分，之后將進行詳細的說明。 接下來，利用d軸電流控制部20、q軸電流控制部23，分別基于下式(4) 、 (5)，生成 將d軸電流指令id*與d軸電流之差進行比例積分放大的d軸電流誤差pde、將q軸電流指 令iq*與q軸電流之差進行比例積分放大的q軸電流誤差pqe。
pqe = (Kl+K2/s) (iq*_iq)... (4)
pde = (K3+K4/s) (id*_id)…(5) 式中，K1、K3是比例增益，K2、K4是積分增益，s是微分算子。 另外，特別在以單脈沖模式運轉(zhuǎn)時等情況下，pqe、 pde也可以根據(jù)需要設(shè)為零等， 而不用于控制。 另外，q軸非干涉計算部22、 q軸非干涉計算部21，分別基于下式(6) 、 (7)，計算d
軸前饋電壓vdFF、 q軸前饋電壓vqFF。 vdFF = (Rl+s Ld) id*-w Lq iq*". (6) vqFF = (Rl+s Lq) iq*+" (Ld id*+(J)a)". (7) 式中，Rl是電動機6的一次繞組電阻(Q ) ， Ld是d軸電感(H) ， Lq是q軸電感(H)， 小a是永磁體磁通(Wb)。 另外，在調(diào)制比計算部30中，根據(jù)d軸電流誤差pde與d軸前饋電壓vdFF之和即 d軸電壓指令vd*、 q軸電流誤差pqe與q軸前饋電壓vqFF之和即q軸電壓指令vq^基準 相位角9 e、電容器1的電壓EFC，基于下式(8)計算調(diào)制比PMF。
PMF = VM*/VMmax... (8)
式中， VMmax = ( V (6)/ Ji) EFC…(9)
VM* = sqrt (vd*2+vq*2)... (10) 另外，調(diào)制比PMF是表示逆變器輸出電壓指令矢量的大小VM*相對于逆變器可輸 出的最大電壓VMmax (由式(9)定義)的比例，在PMF = 1. 0時，表示逆變器輸出電壓指令矢 量的大小VMA與逆變器可輸出的最大電壓VMmax相等。另外，從式(2)至式(10)式可知， 根據(jù)由電流指令生成部10生成的d軸電流指令id*、q軸電流指令iq氣調(diào)制比PMF發(fā)生變 化。 在控制相位角計算部40中，根據(jù)d軸電流誤差pde與d軸前饋電壓vdFF之和即d軸電壓指令vd*、 q軸電流誤差pqe與q軸前饋電壓vqFF之和即q軸電壓指令vq*、以及 基準相位角9e，基于下式(11)計算控制相位角e 。
9 = 9 e+Ji +THV... (11)
式中， THV = tan—1 (vd*/vq*)…(12) 接下來，說明電壓指令/P麗信號生成部50的結(jié)構(gòu)、功能及動作。圖2是表示本實 施方式的電壓指令/P麗信號生成部50的結(jié)構(gòu)例的圖。如圖2所示，電壓指令/P麗信號生 成部50包括乘法運算器53、調(diào)整增益表54、電壓指令計算部55、非同步載波信號生成部 57、同步3脈沖載波生成部58、開關(guān)59、脈沖模式切換處理部60、比較器61 63、以及反相 電路64 66而構(gòu)成。 在電壓指令計算部55中，根據(jù)調(diào)制比PMF和控制相位角e，基于下式(13)至
(15)，生成三相電壓指令即U相電壓指令Vu* 、 V相電壓指令Vv* 、 W相電壓指令Vw* 。 Vu* = PMFM sin 9 ... (13) Vv* = PMFM sin ( 9 - (2 n /3))…(14) Vw* = PMFM sin ( 9 - (4 n /3))…(15) 式中，PMFM如后述所示，是對調(diào)制比PMF乘以調(diào)整增益表54的輸出的電壓指令振 幅。 另外，如后述，與上述各電壓指令比較的載波信號CAR是至少作為非同步載波信 號、同步載波信號輸出的信號，在圖2的結(jié)構(gòu)中，可以選擇與脈沖模式控制部即脈沖模式切 換處理部60決定的脈沖模式相應的載波信號。 另外，非同步載波信號是與逆變器輸出頻率FINV無關(guān)而決定的頻率的載波信號， 此處，考慮到例如上述的冷卻裝置的尺寸、重量、成本的最優(yōu)化，假定開關(guān)頻率為750Hz。
另外，同步載波信號將載波信號的頻率同步作為逆變器輸出頻率的函數(shù)，使得構(gòu) 成逆變器輸出電壓的脈沖數(shù)及其位置在逆變器輸出電壓的正側(cè)半周期和負側(cè)半周期中相 同。 另外，在本實施方式中，說明了使用同步3脈沖載波信號作為同步載波信號的例 子，但除此以外例如也可以是同步5脈沖載波信號等，還可以預先準備多個同步載波信號， 根據(jù)需要進行切換。 另外，如上所述，式(13)至(15)中的系數(shù)PMFM是用乘法運算器53對調(diào)制比PMF 乘以調(diào)整增益表54的輸出的電壓指令振幅。調(diào)整增益表54用于在非同步脈沖模式及同步 3脈沖模式下、校正逆變器輸出電壓VM相對于調(diào)制比PMF的不同的關(guān)系，簡要如下。
在非同步脈沖模式下，逆變器沒有失真，可輸出的最大電壓(有效值)為 0.612.EFC;但在同步3脈沖模式下，則為0. 7797 *EFC(= V (6)/ji)。即，在非同步 脈沖模式下，與同步3脈沖模式相比，逆變器輸出電壓相對于調(diào)制比PMF為1/1. 274 (= 0. 612/0. 7797)。為了抵消這兩者之差，在非同步脈沖模式下，將調(diào)制比PMF的1. 274倍的 值作為電壓指令振幅PMFM，輸入至上述電壓指令計算部55。另一方面，在同步3脈沖模式 下，將調(diào)制比PMF的1. 0倍的值作為電壓指令振幅PMFM，輸入至上述電壓指令計算部55。另 外，嚴格來講，由于逆變器輸出電壓相對于調(diào)制比PMF的關(guān)系是非線性的，因此也可以使用 考慮到該非線性的表格。
接下來，U相電壓指令Vu*、V相電壓指令Vv*、W相電壓指令Vw*在比較器61至63 中與載波信號CAR進行大小比較，生成柵極信號U、V、W、以及將這些柵極信號作為輸入通過 反相電路64至66而得到的X、 Y、 Z。載波信號CAR是利用脈沖模式切換處理部60通過開 關(guān)59選擇由非同步載波信號生成部57生成的非同步載波信號A、由同步3脈沖載波生成部 58生成的同步3脈沖載波信號B、在單脈沖模式下選擇的零值C的信號，非同步載波信號A、 同步3脈沖載波信號是以零為中心，取-l到1的值。 另外，脈沖模式切換處理部60在調(diào)制比PMF為0. 785以下時選擇非同步脈沖模 式、在調(diào)制比PMF為0. 785以上而1. 0以下時選擇同步脈沖模式、在調(diào)制比PMF為1. 0以上 時選擇單脈沖模式進行動作。 接下來，說明成為本發(fā)明核心的電流指令生成部10的結(jié)構(gòu)及動作。另夕卜，電流指 令生成部10依照后述的內(nèi)容，生成q軸電流iq的指令即d軸電流指令id*及q軸電流指 令iq氺。 圖3是表示永磁同步電動機的控制特性的圖。另外，包含圖3的以下的附圖所示 的控制特性，與最大輸出轉(zhuǎn)矩為1500Nm、向逆變器2輸入的電壓EFC為3000V的面向電車設(shè) 計的電動機相關(guān)，但其他電動機也具有類似的特性。 圖3中，橫軸是d軸電流id，縱軸是q軸電流iq，從圖中的右上向左下存在的多條 曲線(實線)是轉(zhuǎn)矩一定曲線，這些曲線表示圖中的左端記載的各轉(zhuǎn)矩值(轉(zhuǎn)矩T)的d軸 電流id與q軸電流iq的關(guān)系(電流矢量的關(guān)系)。 另一方面，從圖中的左上向右下的曲線(虛線)是表示最小電流條件的曲線，是輸 出某一轉(zhuǎn)矩T時電動機電流最小的曲線。換言之，是表示能以最小的電流產(chǎn)生最大的轉(zhuǎn)矩 的、可以進行所謂最大轉(zhuǎn)矩/電流控制的條件的曲線。 若在表示上述最小電流條件的曲線、與轉(zhuǎn)矩一定曲線的交點控制電流矢量，則能
以最小的電流得到該轉(zhuǎn)矩T。通過這樣控制，具有的優(yōu)點是可以使得得到某一轉(zhuǎn)矩T時的
電動機6的銅損、逆變器損耗為最小，可以構(gòu)成小型、輕量的電動機6、逆變器2。 例如，在欲輸出1000Nm的轉(zhuǎn)矩T時，若在d軸電流id = -127A附近、q軸電流iq =
220A附近的圖示A點的位置來控制(電流控制)逆變器2，則能以最小的電流產(chǎn)生1000Nm
的轉(zhuǎn)矩。 并且，圖中的點劃線表示的曲線是電壓限制曲線，也是感應電壓一定曲線，是表示 在某一逆變器輸出頻率FINV下電動機6的端子電壓為最大的d軸電流id與q軸電流iq的 關(guān)系(電流矢量的關(guān)系)的曲線。另外，在圖中，表示在逆變器2的輸入電壓EFC為3000V 的條件下、以逆變器輸出頻率FINV為參數(shù)的3種情況(160Hz、240Hz、320Hz)的電壓限制曲線。 理論上可選擇的d軸電流id與q軸電流iq的組合(電流矢量)是在這些電壓限
制曲線的內(nèi)側(cè)(曲線的下側(cè))。即，以存在于電壓限制曲線的線上的電流矢量使電動機6運
轉(zhuǎn)時，電動機6的線電壓最大(即逆變器2的調(diào)制比PMF為1. 0，輸出最大電壓的狀態(tài))，此
時可輸出的轉(zhuǎn)矩T是位于電壓限制曲線與轉(zhuǎn)矩一定曲線交點的轉(zhuǎn)矩T。 另一方面，以存在于電壓限制曲線的內(nèi)側(cè)(下側(cè))的電流矢量使電動機6運轉(zhuǎn)時，
逆變器2的調(diào)制比PMF在1. 0以下，電動機6的線電壓取零以上、不到最大值的值。另外，
由于存在于電壓限制曲線的外側(cè)(曲線的上側(cè))的電流矢量處于超過逆變器2的最大輸出
10電壓的區(qū)域，因此不能選擇。 此處，著眼于圖3所示的電壓限制曲線的3種情況(逆變器輸出頻率FINV為 160Hz、240Hz、320Hz)。從這些電壓限制曲線可知，隨著電動機6的速度增加，逆變器輸出頻 率FINV增大，電壓限制曲線向圖的下側(cè)移動，可選擇的電流矢量受到限制，并且可輸出的 轉(zhuǎn)矩T的大小減小。另外，隨著逆變器輸出頻率FINV增大，在表示最小電流條件的曲線上 可以產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩T減小。 例如，在逆變器輸出頻率FINV為160Hz的情況下，可以在最小電流條件上(d軸電 流id = -185A附近、q軸電流iq = 285A附近，圖示B點)產(chǎn)生最大轉(zhuǎn)矩1500Nm。然而， 在逆變器輸出頻率FINV為240Hz的情況下，可以產(chǎn)生的最大轉(zhuǎn)矩為在該電壓限制曲線上的 圖示C點(d軸電流id = -250A附近、q軸電流iq = 245A附近)得到的大約1480Nm。另 外，能以最小電流條件產(chǎn)生的最大轉(zhuǎn)矩為在最小電流條件與電壓限制曲線的交點即圖示D 點(d軸電流id = -170A附近、q軸電流iq = 260A附近)的1300Nm。另外，在1300Nm至 1480Nm之間無法以最小電流條件進行運轉(zhuǎn)，是通過使d軸電流id向負側(cè)增加的、進行所謂 的弱磁控制可以運轉(zhuǎn)的區(qū)域。 S卩，如上所述，為了使電動機6的銅損、逆變器2的損耗最小，一般的控制方法是， 在控制逆變器2、為了盡可能以最小電流條件成立的電流矢量產(chǎn)生期望的轉(zhuǎn)矩時，通過電動 機6的旋轉(zhuǎn)速度增加，逆變器輸出頻率FINV增加，在無法進行最小電流曲線上的控制(最 大轉(zhuǎn)矩/電流控制)時，進行使d軸電流id向負側(cè)增加的弱磁控制。 另外，除以上說明的以最小電流條件的控制(最大轉(zhuǎn)矩/電流控制)之外，還可以 使用所謂最大效率控制，即，在包含電動機6的鐵損的電動機6的損耗為最小的最大效率曲 線(未圖示)上控制電流矢量，對電動機6進行運轉(zhuǎn)控制。 接下來，以從速度為零的狀態(tài)利用逆變器2驅(qū)動電動機6以使電車動力加速、在到 達某一速度的時刻停止加速移至維持速度一定的恒速運轉(zhuǎn)的情況；以及由于不需要加速而 因此降低轉(zhuǎn)矩T以使逆變器2停止的情況作為一個例子，詳細說明這些動作形態(tài)。
另外，在說明時，首先通過說明現(xiàn)有技術(shù)所涉及的控制方法，明確上述的問題的詳 細部分。接下來，說明作為用于解決本問題的一個例子的本實施方式所涉及的控制方法。
圖6是說明使用現(xiàn)有技術(shù)所涉及的控制方法時的控制狀態(tài)的圖，圖7是說明使用 該控制方法時的電流矢量的軌跡的圖。另外，圖6的下端所示的動作時間(1)至(6)分別 與圖7的動作點(1)至(6)對應。 首先，參照圖6，說明從現(xiàn)有技術(shù)所涉及的動作時間(1)到(3)的動作。在動作時 間(1)，起動逆變器2，向電動機6施加電壓，開始加速。從動作時間(1)到(2)，是將轉(zhuǎn)矩指 令W從零以斜坡狀升起到1300Nm的區(qū)間。此時，逆變器2的輸出電流(以下記為"逆變器 電流IA")從OA以斜坡狀升起到180A。另外，逆變器電流IA與電動機6的電流相等，其值 表示有效值。 若轉(zhuǎn)矩指令T*到達1300Nm，則逆變器電流IA被控制在180A的一定值，在直到動 作時間(3)的期間，電動機6輸出一定轉(zhuǎn)矩并加速。此時，逆變器2的調(diào)制比PMF與逆變器 輸出頻率FINV成比例增加。 若在動作時間(2)_1調(diào)制比PMF成為0. 785以上，則將逆變器2的脈沖模式從載 波頻率為750Hz的非同步脈沖模式切換至同步脈沖模式。另外，在該圖中，作為同步脈沖模式表示同步3脈沖模式作為一個例子，但也可以是3脈沖以外的例如同步5脈沖模式等，也 可以組合過調(diào)制。 從動作時間(2)到(2)_1的區(qū)間，由于逆變器電流IA(180A)和逆變器2的開關(guān) 頻率(750Hz) —定，因此由逆變器2的開關(guān)元件的導通損耗與開關(guān)損耗之和構(gòu)成的逆變 器損耗P成為一定值。另外，在動作時間(2)-1，由于逆變器2的脈沖模式變?yōu)橥?脈 沖模式，開關(guān)頻率減少到與逆變器輸出頻率FINV的3倍同步的值(該圖的例子中大致為 500Hz( " 170HzX3))，因此逆變器損耗P減少。 從動作時間(2)_1到(3)的區(qū)間，逆變器2的脈沖模式是同步3脈沖模式，開關(guān)頻 率與逆變器輸出頻率FINV的增加同步地增加。另外，隨著開關(guān)頻率的增加，逆變器損耗P 也隨之增加。 此處，參照圖7說明從上述的動作時間(1)到(3)的電流矢量的軌跡。圖7中，從 動作點(1)到(2)之間，電流矢量在表示最小電流條件的曲線上增加。另外，從動作點(2) 到(3)之間，在成為轉(zhuǎn)矩T = 1300Nm的點維持。另外，電壓限制曲線隨著逆變器輸出頻率 FINV的增加，而向圖的下側(cè)方向移動。 接下來，返回圖6，說明從動作時間(3)到(4)的區(qū)間的動作。在動作時間(3)，調(diào) 制比PMF成為1. O，逆變器2的輸出電壓的大小以根據(jù)輸入電壓EFC決定的最大值達到頂 點。因此，在動作時間(3)以后，逆變器2的脈沖模式被選擇為單脈沖模式。此時，由于為 了維持最大轉(zhuǎn)矩/電流控制，進行控制，使轉(zhuǎn)矩指令W從1300Nm減少到750Nm，因此逆變器 電流IA也隨著該控制而減少。 另外，在動作時間(3)，由于逆變器2的脈沖模式從同步3脈沖模式切換到單脈沖 模式，因此開關(guān)頻率與逆變器輸出頻率FINV變成相同。為此，開關(guān)損耗減少，相應地逆變器 損耗P減少。 另一方面，在從動作時間(3)到(4)的區(qū)間中，逆變器電流IA慢慢減少，但由于開 關(guān)頻率與逆變器輸出頻率FINV的增加也同步地增加，因此作為整個逆變器損耗P將增加。
接下來，參照圖7，說明從上述的動作時間(3)到(4)的區(qū)間的電流矢量的軌跡。 首先，在動作點(3)，調(diào)制比PMF成為1. 0。即，在轉(zhuǎn)矩一定曲線(轉(zhuǎn)矩T = 1300Nm)、表示最 小電流條件的曲線與電壓限制曲線的交點上存在動作點。 以后，由于隨著逆變器輸出頻率FINV的增加，電壓限制曲線向圖的下側(cè)移動，因 此電流矢量的軌跡在電壓限制曲線與表示最小電流條件的曲線的交叉點上朝向動作點(4) 移動。 另外，在上述說明中，以在表示最小電流條件的曲線上維持電流矢量時作為例子 進行了說明，但不必一定在表示最小電流條件的曲線上維持電流矢量，如上所述，為了使轉(zhuǎn) 矩T進一步增加，也可以進行使d軸電流向負方向增加的弱磁運轉(zhuǎn)。例如，在逆變器輸出 頻率MNV = 240Hz的條件下，通過在轉(zhuǎn)矩一定曲線與電壓限制曲線接觸的點(d軸電流id 二-250A附近、q軸電流iq二 245A附近圖3的C點)控制電流矢量，轉(zhuǎn)矩T可以輸出到 大致1480Nm。 再次返回圖6，說明從動作時間(4)到(6)的區(qū)間的動作。在動作時間(4)，開始 減小轉(zhuǎn)矩指令W，之后，在動作時間(6)為零。這樣的控制形態(tài)是假定有下述情況S卩，由 于電車的速度充分增加、因此減少轉(zhuǎn)矩指令T*的情況；或者為了中止電車的加速而減少轉(zhuǎn)矩T*并停止逆變器2的情況等。 利用該控制，逆變器電流IA向零減少。另夕卜，由于逆變器電流IA的減少，使電樞反 作用導致的磁通減少，因此與電樞交鏈的交鏈磁通的大小減小，調(diào)制比PMF也減小。另外， 隨著調(diào)制比PMF的減少，脈沖模式從單脈沖模式切換到同步3脈沖模式。
此處，在動作時間(4)，由于脈沖模式從單脈沖模式切換到同步3脈沖模式，因此 開關(guān)頻率從與逆變器輸出頻率FINV相同的320Hz、增加到逆變器輸出頻率FINV的3倍的 960Hz。隨著開關(guān)頻率的增加，逆變器損耗P也隨之增加。 另外，之后，由于從動作時間(4)到(6)，逆變器電流IA向零減少，因此開關(guān)元件的 導通損耗及開關(guān)損耗這兩者減少，它們的和即逆變器損耗P也減少。 與上述同樣，參照圖7，說明從動作時間(4)到(6)的電流矢量的軌跡。首先，在動 作點(4)，由于調(diào)制比PMF在1.0以下，因此電流矢量在表示最小電流條件的曲線上向電壓 限制曲線的下側(cè)方向移動。之后，經(jīng)由成為轉(zhuǎn)矩T二 300Nm的動作點(5)，移動到逆變器電 流IA為零的動作點(6)。 以上的動作是基于現(xiàn)有技術(shù)所涉及的控制方法的動作。特別是，若著眼于圖6的 從動作時間(4)到(5)，則可知逆變器損耗P的大小在全運轉(zhuǎn)區(qū)間(從動作時間(1)到(6)) 成為最大。 該動作是由于在電動機6的速度較高的區(qū)域、即逆變器輸出頻率FINV較大的區(qū)域 切換到同步3脈沖模式，因在該區(qū)間中、開關(guān)頻率在全運轉(zhuǎn)區(qū)間中達到最大的960Hz而引起 的。 然而，如上所述，可以使開關(guān)頻率在短時間內(nèi)上升到1000Hz左右。然而，若考慮到 例如逆變器輸出頻率FINV位于320Hz附近，將轉(zhuǎn)矩指令T*設(shè)定為比750Nm稍微小一些的 值時，電車的速度由于路線的傾斜條件等而取得平衡時，則從動作時間(4)到(5)之間(從 動作點(4)到(5)的期間)有可能是長時間的運轉(zhuǎn)。即存在下述的情況，該情況是在逆變 器輸出頻率FINV較大的狀態(tài)時選擇同步3脈沖模式，并保持逆變器損耗P為超過冷卻裝置 的能力的過大值的狀態(tài)而電機車繼續(xù)運轉(zhuǎn)。因此，有可能導致因檢測到溫度過高等而使逆 變器2停止、或開關(guān)元件熱毀壞等問題。 并且，在逆變器輸出頻率FINV為最大值即400Hz時，考慮到同樣進行轉(zhuǎn)矩T*的減 少、脈沖模式成為同步3脈沖模式的情況。此時，開關(guān)頻率成為1200Hz，逆變器損耗P與上 述情況相比，其大小成為進一步過大。因此，產(chǎn)生導致因檢測到溫度過高等而使逆變器2停 止、或開關(guān)元件熱毀壞等問題的可能性提高。 作為用于避免上述問題的一個方法，考慮例如增加冷卻裝置的冷卻能力。然而， 在增加冷卻裝置的冷卻能力時，冷卻裝置的尺寸、重量、成本都會增加，會導致包含逆變器2 的功率轉(zhuǎn)換裝置的尺寸、重量、成本的增加，很難說是優(yōu)選的方法。 為解決以上的問題，在本實施方式中，使用圖4及圖5所示的控制方法。此處，圖4 是說明使用本實施方式所涉及的控制方法時的控制狀態(tài)的圖，圖5是說明使用該控制方法 時的電流矢量的軌跡的圖。另外，圖4的下端所示的動作時間(1)至(6)分別與圖5的動 作點(1)至(6)對應。 下面，參照圖4及圖5，說明本實施方式所涉及的控制方法。另外，由于從動作時間 (4)到動作時間(6)的控制動作是本發(fā)明的核心部分，并且是與現(xiàn)有技術(shù)不同的部分，因此省略說明從動作時間(1)到(4)的區(qū)間的動作。 圖4中，在動作時間(4)，開始減小轉(zhuǎn)矩指令T氣之后，在動作時間(6)為零。這樣 的控制形態(tài)是假定有下述情況即，由于電車的速度充分增加、因此減少轉(zhuǎn)矩指令T*的情 況；或者為了中止電車的加速而減少轉(zhuǎn)矩T*并停止逆變器2的情況等。
利用該控制，逆變器電流IA也向零減少。然而，在本實施方式所涉及的控制方法 中，電流指令生成部10調(diào)整電流矢量，使得電動機6的端子電壓的大小不變化，并進行控 制，使得交鏈磁通的大小不變化。因此，調(diào)制比PMF維持1.0不變。因此，脈沖模式仍然是 單脈沖模式，而不像現(xiàn)有技術(shù)所涉及的控制方法那樣，進行切換至同步3脈沖模式的控制。
因此，從動作時間(4)到(5)的區(qū)間，由于脈沖模式仍然是單脈沖模式，且逆變器 電流IA減少，因此開關(guān)元件的導通損耗及開關(guān)損耗減少，它們的和即逆變器損耗P也減少。
另一方面，在動作時間(5)，交鏈磁通的大小無法維持，電動機6的端子電壓無法 維持。此時，由于調(diào)制比PMF開始減少，因此脈沖模式從單脈沖模式切換到同步3脈沖模式。
另外，在動作時間(5)，由于脈沖模式切換至同步3脈沖模式，因此開關(guān)頻率從與 逆變器輸出頻率FINV相同的320Hz、增加到逆變器輸出頻率FINV的3倍的960Hz。隨著開 關(guān)頻率的增加，逆變器損耗P也隨之增加。 此處，關(guān)于切換到同步3脈沖模式的時刻的逆變器電流IA，若將圖6所示的現(xiàn)有技 術(shù)與圖4所示的本實施方式相比，則可知現(xiàn)有技術(shù)的逆變器電流IA是117A，與之相對，本實 施方式的逆變器電流IA是58A。即，與現(xiàn)有技術(shù)相比，可以大幅抑制逆變器損耗P的最大值。 另外，之后，由于從動作時間(5)到(6)，逆變器電流IA向零減少，因此開關(guān)元件的 導通損耗及開關(guān)損耗這兩者減少，它們的和即逆變器損耗P也減少。 接下來，參照圖5，說明從上述的動作時間(4)到(6)的區(qū)間的電流矢量的軌跡。 首先，在從動作點(4)到(5)之間，電流矢量維持在電壓限制曲線上而動作。因此，電動機6 的端子電壓保持在最大值一定的狀態(tài)，轉(zhuǎn)矩T和電流矢量的大小(逆變器電流IA)這兩者 都減少。 另一方面，若到達動作點(5)，則由于電流矢量不可能維持在電壓限制曲線上(為 了將電流矢量維持在電壓限制曲線上，d軸電流id必須為正)，因此電動機6的端子電壓小 于最大值，調(diào)制比PMF成為1.0以下。此時，電流矢量在電壓限制曲線的下側(cè)方向維持d軸 電流id = 0的狀態(tài)，并且q軸電流iq向零減少，到達動作點(6)。 以上的動作是本實施方式所涉及的控制動作。如上所述，在本實施方式所涉及的 控制方法中，在電動機6高速旋轉(zhuǎn)中，逆變器輸出頻率FINV較大時，與轉(zhuǎn)矩指令T*無關(guān)，特 別是轉(zhuǎn)矩指令T*減少而可以進行最大轉(zhuǎn)矩/電流控制或者最大效率控制等時，通過進行生 成將電流矢量優(yōu)先維持在電壓限制曲線上的電流指令的控制，通過將電動機6的端子電壓 維持在最大電壓并使逆變器2的脈沖模式作為單脈沖模式進行運轉(zhuǎn)(即，進行控制，使得脈 沖模式不切換至同步3脈沖模式)，可以避免逆變器損耗P過大。利用該控制，在逆變器電 流IA充分減小、逆變器損耗P不會過大的條件下，也可以進行控制，使得電流矢量從電壓限 制曲線上離開，例如將電流矢量移動到q軸上或者表示最小電流條件的曲線上、最大效率 曲線上等。 然而，在將電流矢量維持在電壓限制曲線上時，電流矢量有時會從表示最小電流
14條件的曲線或者最大效率曲線(未圖示)上離開。此時，與將電流矢量在表示最小電流條 件的曲線或者最大效率曲線(未圖示)上進行控制時相比，電動機6的效率略有下降。此 時，由于電動機6的損耗增加，因此電動機6的溫度可能會上升，但由于電動機6的熱容與 逆變器2相比足夠大，因此可以將電動機6的溫度上升抑制在實用上沒有問題的程度。
另外，也可以根據(jù)需要，在電流矢量到達動作點(5)之前，將該電流矢量從電壓限 制曲線上移動到表示最小電流條件的曲線上進行控制。另外，也可以在電流矢量到達動作 點(5)的階段，將該電流矢量從電壓限制曲線上移動到表示最小電流條件的曲線上進行控 制。 另外，也可以根據(jù)需要，在電流矢量到達動作點(5)之前，將該電流矢量從電壓限 制曲線上移動到最大效率曲線上進行控制。另外，也可以在電流矢量到達動作點(5)的階 段，將該電流矢量從電壓限制曲線上移動到最大效率曲線上進行控制。
另外，在將電流矢量從電壓限制曲線上移動到表示最小電流條件的曲線上或者最 大效率曲線上時，移動前后的電流矢量的大小與相位不連續(xù)。另一方面，在將電流矢量從電 壓限制曲線上移動到q軸上時，由于確保了移動前后的電流矢量的大小與相位的連續(xù)性， 因此可以避免d軸電流指令id*、 q軸電流指令iq*的急劇變動，可以進行更穩(wěn)定的控制。
S卩，將電流矢量維持在電壓限制曲線上直到哪個動作點，只要遵循以上說明的本 發(fā)明的內(nèi)容，以盡可能減小逆變器損耗P的最大值為目的來決定即可。 具體而言，可以包含與逆變器損耗P相關(guān)的量即逆變器輸出頻率、逆變器電流、逆 變器損耗(開關(guān)損耗、導通損耗)、開關(guān)頻率等分別是否在預定值以上、或者這些多個量是 否在預定值以上作為判斷基準。 并且，為了使控制動作的延遲為最低限度，優(yōu)選事先推測逆變器輸出頻率、逆變器 電流、逆變器損耗、開關(guān)頻率等分別是否在預定值以上、或者這些多個量是否在預定值以上 的結(jié)構(gòu)。 另外，考慮到逆變器損耗P和電動機6的損耗這兩方面，也可以例如決定電流指 令，使得兩者的損耗之和成為最小。 另外，在電車驅(qū)動用逆變器中，由于一般而言以逆變器電流IA、開關(guān)頻率都增大的 非同步脈沖模式的區(qū)域的逆變器損耗P作為基準來決定冷卻裝置的冷卻性能，因此優(yōu)選全 運轉(zhuǎn)區(qū)域的逆變器損耗P的最大值不超過非同步脈沖模式的逆變器損耗P那樣的結(jié)構(gòu)。
另外，在電動機6由逆變器2運轉(zhuǎn)的狀態(tài)下，使逆變器2停止時，根據(jù)逆變器輸出 頻率FINV和逆變器電流IA的大小，如上所述，逆變器損耗P有可能過大。因此，在電動機6 由逆變器2運轉(zhuǎn)的狀態(tài)下，使逆變器2停止的停止指令(未圖示)從外部的控制裝置(未 圖示)輸入到電動機的控制裝置100時，電流指令生成部IO優(yōu)選為生成盡可能將電流矢量 維持在電壓限制曲線上的電流指令的結(jié)構(gòu)。通過這樣將停止指令作為觸發(fā)，生成將電流矢 量維持在電壓限制曲線上的電流指令，可以簡化電流指令生成部10的結(jié)構(gòu)。
另外，在圖5中，僅示出d軸電流id的負的區(qū)域，進一步在上述說明中，說明了不 使用d軸電流id的正的區(qū)域(未圖示)的情況，但也可以使用d軸電流id的正的區(qū)域。 即，由于電壓限制曲線、轉(zhuǎn)矩一定曲線都從d軸電流id的負的區(qū)域到正的區(qū)域連續(xù)地延長 存在，因此若使用直到d軸電流id的正的區(qū)域，則即使超過動作點(5)時，也可以將電流矢 量維持在電壓限制曲線上。
通過這樣構(gòu)成，由于在逆變器輸出頻率FINV較大的區(qū)域中，可以延長脈沖模式維持為單脈沖模式不變的區(qū)間，因此可以避免逆變器損耗P成為超過冷卻裝置的能力的過大值的情況，可以避免因檢測到溫度過高等而導致逆變器2停止、或開關(guān)元件熱毀壞等問題。
另外，通過這樣構(gòu)成，可以避免冷卻逆變器2的開關(guān)元件的冷卻裝置大型化，可以使包含逆變器2的功率轉(zhuǎn)換裝置小型化、輕量化、低成本化。 另外，在上述實施方式中，主要是以電車動力運行中的動作為例進行了說明，但在進行加以再生制動的減速動作時，也可以采用同樣的控制方法。 另外，在上述以外的情況下，例如，在電動機6自由(惰性)旋轉(zhuǎn)中將逆變器2從停止狀態(tài)起動時，根據(jù)逆變器輸出頻率FINV及逆變器電流IA的大小如何，如上所述，逆變器損耗P有可能過大。因此，在逆變器2處于停止狀態(tài)、且電動機6處于自由(惰性)旋轉(zhuǎn)中時，在從外部的控制裝置(未圖示)向電動機的控制裝置100輸入使逆變器2起動的起
動指令(未圖示)時，電流指令生成部io優(yōu)選生成盡可能將電流矢量維持在電壓限制曲線
上的電流指令的結(jié)構(gòu)。通過這樣將起動指令作為觸發(fā)，生成將電流矢量維持在電壓限制曲線上的電流指令，可以簡化電流指令生成部10的結(jié)構(gòu)。 當然，在這樣的結(jié)構(gòu)中，可以包含與逆變器損耗P相關(guān)的量即逆變器輸出頻率、逆變器電流、逆變器損耗(開關(guān)損耗、導通損耗)、開關(guān)頻率等分別是否在預定值以上、或者這些多個量是否在預定值以上作為判斷基準，生成如上所述的電流指令。 并且，為了使控制動作的延遲為最低限度，優(yōu)選事先推測逆變器輸出頻率、逆變器電流、逆變器損耗、開關(guān)頻率等分別是否在預定值以上、或者這些多個量是否在預定值以上的結(jié)構(gòu)。 另外，也可以根據(jù)需要，將該電流矢量從電壓限制曲線上移動到表示最小電流條件的曲線上進行控制。另外，也可以根據(jù)需要，將電流矢量從電壓限制曲線上移動到最大效率曲線上進行控制。 另外，在上述實施方式的說明中，以控制永磁同步電動機的電動機的控制裝置為中心進行了說明，但也可以在驅(qū)動控制其他種類的電動機的電動機的控制裝置中，使用本實施方式所涉及的控制方法。 如以上說明的那樣，根據(jù)本實施方式所涉及的電動機的控制裝置，由于電流指令生成部在預定的條件下進行調(diào)整，使得逆變器的損耗不增加，生成輸出電流指令，使得電動機基于轉(zhuǎn)矩指令產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩，因此可以避免冷卻裝置的大型化，能以小型、輕量、低成本構(gòu)成包含逆變器的功率轉(zhuǎn)換裝置。 另外，作為上述預定的條件，優(yōu)選包含逆變器輸出在直流電源的輸出電壓下可以產(chǎn)生的最大電壓的狀態(tài)下、轉(zhuǎn)矩指令減少的情況。 另外，在作為脈沖模式至少具有非同步脈沖模式、同步脈沖模式、單脈沖模式時，
作為上述預定的條件，優(yōu)選包含逆變器以單脈沖模式動作中轉(zhuǎn)矩指令減少的情況。 另外，在作為脈沖模式至少具有非同步脈沖模式、同步脈沖模式、單脈沖模式時，
作為上述預定的條件，優(yōu)選包含逆變器損耗比非同步脈沖模式時大、或者預測為大的情況
中的任意一種。 另外，作為上述預定的條件，優(yōu)選包含逆變器的輸出頻率在預定值以上、或者預測為在預定值以上的情況中的任意一種。
另外，作為上述預定的條件，優(yōu)選包含逆變器的輸出電流在預定值以上、或者預測為在預定值以上的情況中的任意一種。 另外，作為上述預定的條件，優(yōu)選包含逆變器的損耗在預定值以上、或者預測為在預定值以上的情況中的任意一種。 另外，作為上述預定的條件，優(yōu)選包含開關(guān)元件的開關(guān)頻率在預定值以上、或者預測為在預定值以上的情況中的任意一種。 另外，作為上述預定的條件，優(yōu)選包含電動機由逆變器運轉(zhuǎn)的狀態(tài)下使逆變器停止時或電動機自由旋轉(zhuǎn)中、從停止逆變器的狀態(tài)起動的情況。 另外，使逆變器的損耗不增加而進行調(diào)整的電流指令，優(yōu)選包含以下的任意一個值。
(1)逆變器的輸出電壓是在上述直流電源的輸出電壓下成為最大的值， (2)根據(jù)需要，在滿足能以最小的電流得到對電動機的轉(zhuǎn)矩的最小電流條件的值、
和滿足在直流電源的輸出下逆變器的輸出電壓成為最大的條件的值之間進行切換而生成
的值， (3)根據(jù)需要，在滿足電動機的效率成為最大的最大效率條件的值、和滿足在直流
電源的輸出下逆變器的輸出電壓成為最大的條件的值之間進行切換而生成的值， 另外，以上的實施方式所示的結(jié)構(gòu)是本發(fā)明內(nèi)容的一個例子，也可以與其他已知
的技術(shù)組合，在不脫離本發(fā)明要點的范圍內(nèi)，當然也可以省略一部分等、或進行變更而構(gòu)成。 并且，在本說明書中，考慮用于電車用的電動機的控制裝置而對發(fā)明內(nèi)容進行說
明，但使用領(lǐng)域不限于此，當然也可以應用于電動汽車、電梯等各種相關(guān)領(lǐng)域。
工業(yè)上的實用性 如上所述，本發(fā)明所涉及的電動機的控制裝置，作為能以小型、輕量、低成本構(gòu)成驅(qū)動電動機的功率轉(zhuǎn)換裝置的發(fā)明是有用的。
1權(quán)利要求
一種電動機的控制裝置，包括對于與直流電源連接并向交流電動機輸出任意頻率和任意電壓的三相交流的逆變器、生成用于控制所述逆變器內(nèi)具有的開關(guān)元件的脈寬調(diào)制信號的電壓指令生成部；以及基于輸入的轉(zhuǎn)矩指令、生成對所述交流電動機的電流指令的電流指令生成部，所述電動機的控制裝置的特征在于，所述電流指令生成部在預定的條件下，進行調(diào)整，使得所述逆變器的損耗不增加，輸出電流指令，使所述交流電動機基于所述轉(zhuǎn)矩指令產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩。
2. 如權(quán)利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，作為所述預定的條件，包含所述逆變器輸出在所述直流電源的輸出電壓下可以產(chǎn)生的最大電壓的狀態(tài)下、所述轉(zhuǎn)矩指令減少的情況。
3. 如權(quán)利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，在所述逆變器至少具有非同步脈沖模式、同步脈沖模式、單脈沖模式作為脈沖模式時，作為所述預定的條件，包含所述逆變器以單脈沖模式動作中所述轉(zhuǎn)矩指令減少的情況。
4. 如權(quán)利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，在所述逆變器至少具有非同步脈沖模式、同步脈沖模式、單脈沖模式作為脈沖模式時，作為所述預定的條件，包含所述逆變器損耗比非同步脈沖模式時大、或者預測為大的情況中的任意一種。
5. 如權(quán)利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，作為所述預定的條件，包含所述逆變器的輸出頻率在預定值以上、或者預測為在預定值以上的情況中的任意一種。
6. 如權(quán)利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，作為所述預定的條件，包含所述逆變器的輸出電流在預定值以上、或者預測為在預定值以上的情況中的任意一種。
7. 如權(quán)利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，作為所述預定的條件，包含所述逆變器的損耗在預定值以上、或者預測為在預定值以上的情況中的任意一種。
8. 如權(quán)利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，作為所述預定的條件，包含開關(guān)元件的開關(guān)頻率在預定值以上、或者預測為在預定值以上的情況中的任意一種。
9. 如權(quán)利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，作為所述預定的條件，包含所述交流電動機由所述逆變器運轉(zhuǎn)的狀態(tài)下使所述逆變器停止的情況。
10. 如權(quán)利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，作為所述預定的條件，包含所述交流電動機自由旋轉(zhuǎn)中、從停止所述逆變器的狀態(tài)起動的情況。
11. 如權(quán)利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，使得所述逆變器的損耗不增加而進行調(diào)整的電流指令，是所述逆變器的輸出電壓在所述直流電源的輸出電壓下成為最大的值。
12. 如權(quán)利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，使得所述逆變器的損耗不增加而進行調(diào)整的電流指令，是根據(jù)需要在滿足能以最小的電流得到所述轉(zhuǎn)矩的最小電流條件的值、和滿足在所述直流電源的輸出電壓下所述逆變器的輸出電壓成為最大的條件的值之間進行切換而生成的值。
13. 如權(quán)利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，使得所述逆變器的損耗不增加而進行調(diào)整的電流指令，是根據(jù)需要在滿足所述交流電動機的效率成為最大的最大效率條件的值、和滿足在所述直流電源的輸出電壓下所述逆變器的輸出電壓成為最大的條件的值之間進行切換而生成的值。
14. 如權(quán)利要求1所述的電動機的控制裝置，其特征在于，所述交流電動機是永磁同步電動機，所述電流指令在以所述交流電動機的永磁體磁通的方向為d軸、以與d軸垂直的方向為q軸的dq坐標系中定義時，使得所述逆變器的損耗不增加而進行調(diào)整的電流指令，是在該電流指令的矢量存在于q軸上的值、和滿足在所述直流電源的輸出電壓下所述逆變器的輸出電壓成為最大的條件的值中所選擇的任意一個。
全文摘要
在構(gòu)成用于驅(qū)動電車用的交流電動機的功率轉(zhuǎn)換裝置時，避免冷卻裝置大型化，以小型、輕量、低成本構(gòu)成?？刂平涣麟妱訖C的控制裝置內(nèi)所具有的電流指令生成部，在功率轉(zhuǎn)換裝置內(nèi)的主電路即逆變器輸出在直流電源的輸出電壓下可以產(chǎn)生的最大電壓的狀態(tài)下，且轉(zhuǎn)矩指令減少時，進行調(diào)整，使得逆變器的損耗不會增加，輸出電流指令，使交流電動機基于轉(zhuǎn)矩指令產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩。
文檔編號H02P27/06GK101796717SQ20078010058
公開日2010年8月4日 申請日期2007年10月29日 優(yōu)先權(quán)日2007年10月29日
發(fā)明者北中英俊 申請人:三菱電機株式會社