專利名稱：可調整前緣遮蔽時間的控制電路及電源轉換系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種前緣遮蔽(leading edge blanking)時間的控制電路，特別是
一種可調整前緣遮蔽時間的控制電路及包含該控制電路的電源轉換系統(tǒng)。
背景技術：
圖1顯示公知的反馳式電源轉換器(flybackconverter)10。脈沖調制(pulse width modulation;PWM)控制芯片100自其輸出管腳(pin)OUT輸出 一脈沖調制 信號VPWM控制功率開關101的導通與截止，以將輸入電壓Vin轉換成輸出 電壓Vout，而為了避免反馳式電源轉換器10的一次側電流Ip過大造成元件損 毀，脈沖調制控制芯片100更偵測電流檢測(current sensing)管腳CS的電壓準 位Vcs (Vcs=Rsxlp， 一次側電流Ip流經感測電阻Rs所產生)，當Vcs達 到一預設的過電流保護(overcurrentprotection)參考電壓準位時，脈沖調制控制 芯片100即啟動一過電流保護機制，管腳OUT不再輸出脈沖調制信號VPWM， 使得功率開關101截止， 一次側電流Ip截止，進而防止過電流現(xiàn)象發(fā)生。
然而，功率開關101導通的瞬間會有突波(spike)產生，使電流檢測管腳 CS所偵測到的電壓準位Vcs瞬間提高，因此容易誤觸發(fā)脈沖調制控制芯片100 的過電流保護機制，而在沒有過電流發(fā)生的情況下誤將功率開關101截止，影 響電源轉換器10的運作。 一種解決的方法是在脈沖調制控制芯片100中增設 一前緣遮蔽機制，脈沖調制控制芯片100于功率開關101導通瞬間的前緣遮蔽 時間內忽略電流檢測管腳CS所偵測的電壓信號(即不執(zhí)行過電流檢測)，直到 預設的遮蔽時間過后才恢復正常的過電流檢測。
目前采取電流模式(current mode)控制的脈沖調制控制芯片多半內建一固 定前緣遮蔽時間的控制電路，然而采取固定的前緣遮蔽時間的控制電路會造成 以下兩個缺點。
在功率開關101剛截止時，其漏極電壓為Vd=Vin+(Vout/N)+Ip*(Lk/Cd)1/2，
其中N為變壓器二次側繞組與一次側繞組的圈數(shù)比，Lk為變壓器一次側的漏感，Cd為功率開關101的雜散電容。當電源轉換器IO在開機時，二次側電流 Is對輸出電容Co充電，使得輸出電壓V0Ut由0慢慢增加，若輸出端負載為 滿載的情況下，將使得輸出電壓Vout增加的速度更慢，由Vout =L *(dls/dt) 的公式可知變壓器T1的一次側能量很難充分釋放至變壓器的二次側，又因為 在前緣遮蔽時間內，功率開關101為導通狀態(tài)，若固定的前緣遮蔽時間過長， 將使一次側電流Ip累積到很大的值，加上若電源轉換器10的輸入電壓Vin也 很高時，功率開關101的漏極電壓Vd可能會過高而導致功率開關101損壞。
脈沖調制控制芯片多半具有間歇工作模式(burst mode)的功能，此操作模 式如下在輸出端負載為輕載的情況下，脈沖調制控制芯片IOO進入間歇工作 模式，此時若脈沖調制控制芯片100的反饋信號VCOMP的電壓值低于某一門 檻準位時，管腳OUT停止輸出脈沖調制信號VPWM，當反饋信號VCOMP的 電壓值高于此一門檻準位時，系統(tǒng)進入正常的電流模式控制，管腳OUT又輸 出脈沖調制信號VPWM，使得反饋信號VCOMP的電壓值會在此一門檻準位 附近呈現(xiàn)近似弦波的波形。在脈沖調制控制芯片IOO進入間歇工作模式時，若 前緣遮蔽時間過短，由輸入端Vin送入系統(tǒng)的能量便較小，如此將使反饋信號 VCOMP所呈現(xiàn)近似弦波的頻率變高，這將造成系統(tǒng)有較高的切換損失，使系 統(tǒng)的省電功能變差。
發(fā)明內容
本發(fā)明的目的在于提出一種可調整前緣遮蔽時間的控制電路，應用于一電 源轉換系統(tǒng)，該控制電路根據(jù)與該電源轉換系統(tǒng)輸出端的負載大小相關的一反 饋信號調整一遮蔽時間，使該電源轉換系統(tǒng)在該遮蔽時間內不啟動一過電流保 護機制，該控制電路包含一可變充電電流產生電路、 一電容、 一充放電開關以 及一第一比較器。該可變充電電流產生電路根據(jù)該反饋信號產生一與該反饋信 號的電壓值成比例的一充電電流。該充放電開關耦接該電容，當該電源轉換系 統(tǒng)的功率開關導通時該充放電開關截止，使該充電電流對該電容進行充電，當 該功率開關截止時該充放電開關導通，使該電容進行放電。該第一比較器的一 輸入端耦接該電容及該充放電開關，當該電容的充電電壓達到該第一比較器的 參考電壓時，該第一比較器的輸出信號使該電源轉換系統(tǒng)啟動該過電流保護機 制。從該功率開關開始導通，直到該電容的充電電壓達到該第一比較器的參考電壓的時間間隔為該遮蔽時間。
該電源轉換系統(tǒng)包含一變壓器， 一反饋電路， 一功率開關， 一脈沖調制信 號產生器, 一過電流保護機制及一可調整前緣遮蔽時間的控制電路。反饋電 路，耦接至該電源轉換系統(tǒng)輸出端，以輸出與該電源轉換系統(tǒng)輸出端的負載大 小相關的一反饋信號，功率開關，與該變壓器的一次側繞組串聯(lián)，脈沖調制信 號產生器，用以產生一脈沖調制信號以控制該功率開關，并根據(jù)該反饋信號決 定該脈沖調制信號的責任周期，過電流保護機制，當流經該一次側繞組的電流 大于一預設值時，該脈沖調制信號產生器輸出的脈沖調制信號使該功率開關截 止，該控制電路根據(jù)與該電源轉換系統(tǒng)輸出端的負載大小相關的一反饋信號調 整一遮蔽時間，使該電源轉換系統(tǒng)在該遮蔽時間內不啟動該過電流保護機制。 該可調整前緣遮蔽時間的控制電路更包含一充電電流限流的機制，當反饋 信號的電壓值小于一第一門檻值時，一固定最小值的充電電流在該電源轉換系 統(tǒng)的功率開關導通時對該電容進行充電。當反饋信號的電壓值大于一第二門攬 值時，一固定最大值的充電電流在該電源轉換系統(tǒng)的功率開關導通時對該電容 進行充電。
下面結合附圖和具體實施例對本發(fā)明進行詳細描述，但不作為對本發(fā)明的
限定。 .
圖1為公知的反馳式轉換器；
圖2a顯示本發(fā)明可調整前緣遮蔽時間的電源轉換系統(tǒng)；
圖2b顯示本發(fā)明第一實施例的可調整前緣遮蔽時間的控制電路；
圖3顯示本發(fā)明第二實施例的可調整前緣遮蔽時間的控制電路；
圖4顯示本發(fā)明電源轉換系統(tǒng)的前緣遮蔽時間與反饋信號電壓值的關系。
其中，附圖標記
10 反馳式電源轉換器
100脈沖調制控制芯片 101功率開關 20 電源轉換系統(tǒng) Tl、 T2變壓器202功率開關
Rs電流感測電阻
290反饋電路
2000脈沖調制控制器
200控制電路
201脈沖調制信號產生器
204過電流比較器
205邏輯門
210電壓/電流轉換電路
220電流鏡電路
232電容
234充放電開關
240第一比較器
250第二比較器
260第一電流源
270第二電流源
300前緣遮蔽時間的控制電路
350第三比較器
具體實施例方式
為使對本發(fā)明的目的、構造、特征、及其功能有進一步的了解，茲配合實 施例詳細說明如下。
圖2a顯示本發(fā)明實施例的可調整前緣遮蔽時間的電源轉換系統(tǒng)20。 該電源轉換系統(tǒng)20包含一變壓器T2、一功率開關202、一電流感測(current sensing)電阻Rs、 一反饋電路290以及一脈沖調制控制器2000。反饋電路290 輸出一反饋信號VCOMP，其電壓值與電源轉換系統(tǒng)20輸出端的負載大小成 正比。
脈沖調制控制器2000包含一可調整前緣遮蔽時間的控制電路200、 一脈 沖調制信號產生器201、 一過電流比較器204以及一邏輯門205。脈沖調制信 號產生器201根據(jù)反饋信號VCOMP產生一脈沖調制信號VPWM，以控制該
7功率開關202。
過電流比較器204，具有一第一輸入端(反相輸入端)與一第二輸入端(非反 相輸入端)，第一輸入端接收一過電流保護參考電壓VrefO，第二輸入端接收一 感測電壓Vcs (Vcs=RsxIp， 一次側電流Ip流經感測電阻Rs所產生)。
圖2b顯示本發(fā)明第一實施例的可調整前緣遮蔽時間的控制電路200，該 控制電路200包含一電壓/電流轉換電路210、 一電流鏡電路220、 一電容232 以及一充放電開關234、 一第一比較器240、 一第二比較器250、 一第一電流 源260以及一第二電流源270。
電壓/電流轉換電路210根據(jù)反饋信號VCOMP產生一與該反饋信號 VCOMP的電壓值成正比的第一電流IRl(IRl=VCOMP/Rl);電流鏡電路220 根據(jù)該第一電流IR1產生一與該第一電流IR1相同的第二電流Ia。故電壓/電 流轉換電路210與電流鏡電路220構成一可變充電電流產生電路。
在功率開關202導通時(即脈沖調制信號VPWM為邏輯高準位)，充放電: 開關234(NMOS晶體管截止，充電電流IC1對電容232充電，此時充電電流 IC1由第二電流Ia提供，當電容232上的電壓VC1充電至第一比較器240的 參考電壓Vrefl時，第一比較器240的輸出信號VLEB由邏輯低準位轉為邏輯 高準位，使得邏輯門205的輸出信號不會被固定在邏輯低準位(請參照圖2a)， 換言之，過電流比較器204的輸出信號可透過邏輯門205傳遞給脈沖調制信 號產生器201，此時若感測電壓Vcs達到過電流保護參考電壓VrefO的準位時， 脈沖調制信號產生器201根據(jù)過電流比較器204輸出的邏輯高準位信號，脈沖 調制信號產生器201輸出的脈沖調制信號VPWM將由邏輯高準位轉為邏輯低 準位，功率開關202將由導通狀態(tài)轉為截止狀態(tài)。
在功率開關202截止時(即脈沖調制信號VPWM為邏輯低準位)，充放電 開關234導通，因此電容232透過充放電開關234進行放電，直到電容232 上的電壓VC1降為零。
從功率開關202開始導通，導致電容232開始進行充電，直到電容232 上的電壓VC1充電至第一比較器240的參考電壓Vrefl，這一段時間可稱為前 緣遮蔽時間TLEB，在此段前緣遮蔽時間TLEB之內，第一比較器240的輸出 信號VLEB為邏輯低準位，使得邏輯門205的輸出信號被固定于邏輯低準位， 此時若感測電壓Vcs達到過電流保護參考電壓VrefO的準位時，過電流比較器
8204輸出端的高邏輯準位信號即無法透過邏輯門205傳遞給脈沖調制信號產 生器201，脈沖調制信號產生器201輸出的脈沖調制信號VPWM仍將維持為 邏輯高準位，功率開關202維持導通狀態(tài)。
若反饋信號VCOMP的電壓值降低，第一電流IR1與第二電流Ia亦隨之 變小，當反饋信號VCOMP的電壓值小于一第一門檻值Vthl，也就是第二比 較器250的參考電壓Vref2時，第二比較器250輸出一邏輯低準位信號，使得 三極管Q1截止，三極管Q2導通，此時充電電流IC1由一第一電流源260提 供，充電電流IC1被限制在一最小值，也就是第一電流源260的電流值，功率 開關202導通后，電容232上的電壓VC1會被以最慢的速度充電至第一比較 器240的參考電壓Vrefl，故前緣遮蔽時間TLEB會被限制在一固定的最大值。 如此當反饋信號VCOMP的電壓值降低到很小時，可避免前緣遮蔽時間TLEB 過長而超出合理范圍。
若反饋信號VCOMP的電壓值升高，第一電流IR1與第二電流Ia亦隨a 變大，當反饋信號VCOMP的電壓值大于一第二門檻值Vth2時，致使第一電 流IR1與第二電流Ia的電流值的總和超過一第二電流源270的電流值時，因 為第二電流源270無法再提供更多的電流，加上電流鏡220的作用，第一電流 IR1與第二電流Ia會各自被箝制在第二電流源270的電流值的一半，故第二門 檻值Vth2等于[(1/2) x (第二電流源270電流值)x電阻Rl]，此時三極管 導通，三極管Q2截止(當反饋信號VCOMP的電壓值大于第二比較器250的參 考電壓Vref2時，第二比較器輸出一邏輯高準位信號，使得三極管Q1導通， 三極管Q2截止)，故充電電流IC1等于第二電流Ia，此時充電電流IC1有最大 值，即第二電流源270的電流值的一半，功率開關202導通后，電容232上的 電壓VC1會被以最快的速度充電至第一比較器240的參考電壓Vrefl，故前緣 遮蔽時間TLEB會被限制在一固定的最小值。如此當反饋信號VCOMP的電壓 值升高到很大時，可避免前緣遮蔽時間TLEB過短而超出合理范圍。
當反饋信號VCOMP的電壓值介于第一門檻值Vthl(參考電壓Vref2)和第 二門檻值Vth2之間時，三極管Q1導通，三極管Q2截止，充電電流IC1即為 第二電流Ia，第二電流Ia的值與第一電流IR1的值相同，均為VCOMP/Rl， 因此當反饋信號VCOMP的電壓值越大，則充電電流IC1越大，因此前緣遮蔽 時間TLEB越短，亦即前緣遮蔽時間TLEB與反饋信號VCOMP的電壓值成反
9比。
圖3所示為本發(fā)明的第二實施例，與本發(fā)明第一實施例的可調整前緣遮 蔽時間的控制電路200相比較，第二實施例的可調整前緣遮蔽時間的控制電路
300增加了一第三比較器350，其參考電壓為Vref3;并且第二電流源270的配 置也與第一實施例不相同。
在第二實施例參考電壓為Vref3作為第二門檻值Vth2，參考電壓為Vref2 作為第一門檻值Vthl。當反饋信號VCOMP的電壓值介于參考電壓Vref2和 參考電壓Vref3之間時(第一門檻值Vthl < VCOMP的電壓值 <第二門檻值 Vth2)，第二比較器250與第三比較器350皆輸出一邏輯高準位信號，使得三 極管Q1與三極管Q4導通，三極管Q2與三極管Q5截止，充電電流IC1由第 二電流Ia提供，第二電流Ia的值與第一電流IRl的值相同，均為VC0MP/R1， 因此當反饋信號VCOMP的電壓值越大，則充電電流IC1越大，因此前緣遮蔽 時間TLEB越短，亦即前緣遮蔽時間TLEB與反饋信號VCOMP的電壓值成反 比。
當反饋信號VCOMP的電壓值小于第一門檻值Vth2，也就是參考電壓 Vref2時，第二比較器250輸出一邏輯低準位信號，第三比較器350輸出一邏 輯高準位信號，使得三極管Q2與Q4導通，三極管Q1與Q5截止，此時充電 電流IC1由第一電流源260提供，充電電流IC1被限制在一最小值，也就是第 一電流源260的電流值，功率開關202導通后，電容232上的電壓VC1會被 以最慢的速度充電至第一比較器240的參考電壓Vrefl，故前緣遮蔽時間TLEB 會被限制在一固定的最大值。如此當反饋信號VCOMP的電壓值降低到很小 時，可避免前緣遮蔽時間TLEB過長而超出合理范圍。
若反饋信號VCOMP的電壓值大于參考電壓Vref3，三極管Ql與三極管 Q5導通，三極管Q2與三極管Q4截止，此時充電電流IC1由第二電流源270 提供，充電電流IC1被限制在一最大值，也就是第二電流源270的電流值，當 功率開關202導通后，電容232上的電壓VC1會被以最快的速度充電至第一 比較器240的參考電壓Vrefl，故前緣遮蔽時間TLEB會被限制在一固定的最 小值。如此當反饋信號VCOMP的電壓值升高到很大時，可避免前緣遮蔽時間 TLEB過短而超出合理范圍。
圖4顯示本發(fā)明第一實施例以及第二實施例的電源轉換系統(tǒng)20的前緣遮蔽時間TLEB與反饋信號VCOMP電壓值的關系。當反饋信號VCOMP的電 壓值小于第一門檻值Vthl時，前緣遮蔽時間TLEB會有一固定的最大值 TLEB(MAX)，當反饋信號VCOMP的電壓值大于第二門檻值Vth2時，前緣遮 蔽時間TLEB會有一固定的最小值，當反饋信號VCOMP的電壓值介于第一門 檻值Vthl及第二門檻值Vth2的范圍內時(第一門檻值Vthl < VCOMP的電壓 值〈第二門檻值Vth2)，前緣遮蔽時間TLEB的長短與反饋信號VCOMP的電 壓值成反比。
當然，本發(fā)明還可有其他多種實施例，在不背離本發(fā)明精神及其實質的情 況下，熟悉本領域的技術人員可根據(jù)本發(fā)明作出各種相應的改變和變形，但這 些相應的改變和變形都應屬于本發(fā)明所附的權利要求的保護范圍。
權利要求
1. 一種可調整前緣遮蔽時間的控制電路，應用于一電源轉換系統(tǒng)，該控制電路根據(jù)與該電源轉換系統(tǒng)輸出端的負載大小相關的一反饋信號調整一遮蔽時間，使該電源轉換系統(tǒng)在該遮蔽時間內不啟動一過電流保護機制，其特征在于，該控制電路包含一可變充電電流產生電路，用以根據(jù)該反饋信號產生一與該反饋信號的電壓值成比例的一充電電流；一電容；一充放電開關，耦接該電容，當該電源轉換系統(tǒng)的功率開關導通時該充放電開關截止，使該充電電流對該電容進行充電，當該功率開關截止時該充放電開關導通，使該電容進行放電；以及一第一比較器，其一輸入端耦接該電容及該充放電開關，當該電容的充電電壓達到該第一比較器的參考電壓時，該第一比較器的輸出信號使該電源轉換系統(tǒng)啟動該過電流保護機制；其中從該功率開關開始導通，直到該電容的充電電壓達到該第一比較器的參考電壓的時間間隔為該遮蔽時間。
2. 根據(jù)權利要求l所述的可調整前緣遮蔽時間的控制電路，其特征在于， 該控制電路更包含一充電電流限流的機制，當反饋信號的電壓值小于一第一門 檻值時，一固定最小值的充電電流在該電源轉換系統(tǒng)的功率開關導通時對該電 容進行充電。
3. 根據(jù)權利要求2所述的可調整前緣遮蔽時間的控制電路，其特征在于， 該控制電路更包含一第二比較器，其一輸入端耦接該反饋信號，其另一輸入端 耦接一第二參考電壓，當該反饋信號的電壓值低于該第二參考電壓時，該固定 最小值的充電電流在該電源轉換系統(tǒng)的功率開關導通時對該電容進行充電。
4. 根據(jù)權利要求2所述的可調整前緣遮蔽時間的控制電路，其特征在于， 該固定最小值的充電電流由一第一電流源提供。
5. 根據(jù)權利要求l所述的可調整前緣遮蔽時間的控制電路，其特征在于， 該控制電路更包含一充電電流限流的機制，當反饋信號的電壓值大于一第二門 檻值時，一固定最大值的充電電流在該電源轉換系統(tǒng)的功率開關導通時對該電容進行充電。
6. 根據(jù)權利要求5所述的可調整前緣遮蔽時間的控制電路，其特征在于， 該控制電路更包含一第三比較器，其一輸入端耦接該反饋信號，其另一輸入端 耦接一第三參考電壓，當該反饋信號的電壓值高于該第三參考電壓時，該固定 最大值的充電電流在該電源轉換系統(tǒng)的功率開關導通時對該電容進行充電。
7. 根據(jù)權利要求5所述的可調整前緣遮蔽時間的控制電路，其特征在于， 該充電電流由 一第二電流源提供。
8. 根據(jù)權利要求l所述的可調整前緣遮蔽時間的控制電路，其特征在于，該充放電開關的導通與截止受一脈沖調制信號控制。
9. 根據(jù)權利要求l所述的可調整前緣遮蔽時間的控制電路，其特征在于， 該可變充電電流產生電路包含一電壓/電流轉換電路，用以根據(jù)該反饋信號產生一與該反饋信號的電壓 值成比例的一第一電流；以及一電流鏡電路，用以根據(jù)該第一電流產生一與該第一 電流相同的該充電電流。
10. —種電源轉換系統(tǒng)，其特征在于，包含 一變壓器；一反饋電路，耦接至該電源轉換系統(tǒng)輸出端，以輸出與該電源轉換系統(tǒng)輸 出端的負載大小相關的一反饋信號；一功率開關，與該變壓器的一次側繞組串聯(lián)；一脈沖調制信號產生器，用以產生一脈沖調制信號以控制該功率開關，并 根據(jù)該反饋信號決定該脈沖調制信號的責任周期；一過電流保護機制，當流經該一次側繞組的電流大于一預設值時，該脈沖 調制信號產生器輸出的脈沖調制信號使該功率開關截止；以及一根據(jù)權利要求1所述的可調整前緣遮蔽時間的控制電路，該控制電路根 據(jù)與該電源轉換系統(tǒng)輸出端的負載大小相關的一反饋信號調整一遮蔽時間，使 該電源轉換系統(tǒng)在該遮蔽時間內不啟動該過電流保護機制。
全文摘要
本發(fā)明提出一種可調整前緣遮蔽時間的控制電路，應用于一電源轉換系統(tǒng)。該控制電路包含一可變充電電流產生電路，用以根據(jù)該反饋信號產生一與該反饋信號的電壓值成比例的一充電電流；一電容；一充放電開關，耦接該電容，當該電源轉換系統(tǒng)的功率開關導通時該充放電開關截止，當該功率開關截止時該充放電開關導通；一第一比較器，其一輸入端耦接該電容及該充放電開關，當該電容的充電電壓達到該第一比較器的參考電壓時，該第一比較器的輸出信號使該電源轉換系統(tǒng)啟動該過電流保護機制。該控制電路根據(jù)與該電源轉換系統(tǒng)輸出端的負載大小相關的一反饋信號決定一遮蔽時間，使該電源轉換系統(tǒng)在該遮蔽時間內不啟動一過電流保護機制。
文檔編號H02M1/00GK101425752SQ20071016569
公開日2009年5月6日 申請日期2007年10月31日 優(yōu)先權日2007年10月31日
發(fā)明者劉宇銓, 莊明男, 張源文, 王昱斌 申請人:通嘉科技股份有限公司