專利名稱：三相前饋串并聯(lián)補償式高功率因數(shù)整流器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及三相整流器，尤其是一種前饋串并聯(lián)補償式三相高功率因數(shù)整流器。
背景技術：
中國專利CN200420108964.X公開了一種24脈波整流的大功率變頻感應熔煉裝置，該裝置使用兩臺整流變壓器，其四組副邊上各并接兩套半導體電力整流電路，四套半導體電力整流電路的輸出端分別串接大電抗器濾波，用可控硅調壓，電路復雜，成本高，并且仍含有占基波電流為4.4％、4.0％的23次、25次諧波電流，總電流畸變率仍為5.9％，對電網(wǎng)造成諧波危害。
中國專利CN01140014.5公開了一種三相電源并聯(lián)前饋補償式功率因數(shù)校正電路，該電路在正常三相電源的主整流電路上并聯(lián)輔助前饋式補償電路。該前饋式補償電路在一個完整的周期中分12個節(jié)拍工作，補償電路在對應的相位區(qū)間通過控制電路按照順序使雙向開關分別關斷處于同極性的兩相電中電壓絕對值大的相，絕對值小的相與異極性相通過橋式整流電路輸出直流，再經(jīng)升壓變換器控制電流波形，升壓注入到原三相橋整流電路的輸出端。該電路使兩同極性相中電壓絕對值低的相有了適宜波形的電流，同時降低了電壓絕對值高的相的電流，也改善了異極性相的電流波形，所以使得諧波失真明顯降低，電路工作效率很高。但該電路沒改變整流器的輸出電壓波型，即輸出直流電壓仍有紋波，并且當輸出端接入大濾波電容時，失真度迅速變大，對于工業(yè)上大量存在的線性負荷尤其是阻性負荷，無法穩(wěn)壓。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是在中國專利CN01140014.5專利基礎上提供一種三相前饋串并聯(lián)補償式高功率因數(shù)整流器，使其不僅能降低電源的諧波分量，同時改變整流器的輸出電壓波型，即消除輸出直流電壓紋波，當輸出端接入大濾波電容時，失真度不增加，而且能在一定的范圍內(nèi)給出穩(wěn)定的直流電壓，適應各種負載的需求。
本發(fā)明采用的解決方案是1)在中國專利CN01140014.5并聯(lián)輔助的補償電路中增加一個隔離變換器，該隔離變換器的次級整流輸出與主整流器輸出串聯(lián)，不但填補主整流器輸出的電壓紋波，而且提供一定范圍穩(wěn)壓調整；2)在原升壓變換器的BOOST二極管的兩端并聯(lián)開關管，使變換器能在每個 的相位區(qū)間的起始或末尾能提供很小的從主整流輸出到低相間整流輸出反向電流。
市電網(wǎng)為三相恒壓交流電，瞬態(tài)功率平衡原理是三相電的重要原理和優(yōu)異特性。實際需要的直流電源大多為恒定電壓電源，負載的變化遠小于工頻時，對于三相電是恒定功率負荷，三相電機變頻調速系統(tǒng)的電機負荷是對稱的，負載的變化遠小于工頻時，對于三相電也是恒定功率負荷。設計良好的轉換器應能實現(xiàn)電能從三相交流電到恒壓直流電的穩(wěn)定流通而不需儲能濾波，也就不會向電網(wǎng)輻射諧波。傳統(tǒng)的二極管、可控硅整流器和線性穩(wěn)壓整流器通過大容量的電感和電容吞吐紋波能量濾波得到的直流電不理想，并產(chǎn)生向電網(wǎng)輻射的諧波，增加成本造成危害。
本發(fā)明使用的電路與中國專利CN01140014.5相同的是主整流電路I包括主三相橋110和主濾波電容120；前饋式補償電路II包括低相間整流器20、升壓變換器21，但升壓變換器21的BOOST二極管212、二極管213的兩端分別并聯(lián)開關管210、開關管211；關鍵在于增加輸出與前述專利輸出串聯(lián)的隔離變換器22。調整隔離變換器22使其輸出電壓帶有與主整流器輸出大小相等方向相反的紋波，以使總的輸出電壓恒定。對于穩(wěn)定的負荷，整流器即可給出穩(wěn)定的電流，同時由于輸出端可以接入大電容而不產(chǎn)生諧波，該整流器對需要穩(wěn)定電壓的不穩(wěn)定負荷也有很好的適應性。
在以下的表述中三相電的周期為2π，A、B、C分別代表三相，相差為 A相的起始點為零，線電壓的峰值為1，整流器的輸出功率為1，則VoIo＝1，計算中不計整流器自身的損耗，三相輸入電壓分別為Va=Sin(ωt)/3]]>Vb=Sin(ωt+2π/3)/3]]>Vc=Sin(ωt+4π/3)/3]]>功率因數(shù)為1時三相電流應分別為Ia＝Sin(ωt)/Sin(π/3) Ib＝Sin(ωt+2π/3)/Sin(π/3) Ic＝Sin(ωt+4π/3)/Sin(π/3)控制電路檢測三相輸入電壓確定相位和輸入電壓峰值，低相間整流的控制方式與中國專利CN01140014.5相同。三相電過零點外的任意時刻，總有兩相是同極性，余下的相極性相反，而同極性兩相除交叉點外電壓一高一低，在正常的整流電路中，同極性兩相中電壓低的相，即每相過零點前后的 區(qū)間，被阻斷而產(chǎn)生電流缺失。中國專利CN01140014.5的輔助并聯(lián)前饋式補償電路II關斷了同極性兩相中電壓高的相，不僅補償了 相位區(qū)間的電流缺失，而且改善了該時段內(nèi)與之同極性相的電流波形，其結果是不改變整流器的輸出電壓和電流波型，只是使兩同極性相中電壓絕對值低的相有了適宜波形的電流，同時降低了與之同極性電壓絕對值高的相的電流，也改善了異極性相的電流波形，使得諧波失真明顯降低，電路工作效率很高，但是其輸出的電壓和電流的紋波仍被保留，對于無源負載仍需濾波。
本發(fā)明增加與輸出串聯(lián)的隔離變換器22。本發(fā)明的控制原則為1.對應于每一個 ～0或0～ 的區(qū)間，根據(jù)輸出電壓Vo調整隔離變換器22，使其輸出電流I0=1V0;]]>2.對應于每一個 ～0或0～ 的區(qū)間，控制升壓變換器21的電流使低相間整流器的輸出電流為正弦波的 ～0或0～ 部分。
如此三相電的特性將使三相輸入電流都為相應的正弦波部分，就做到了恒壓輸出，單位功率因數(shù)輸入。
由于上述解決方案在前饋式補償電路II中增加了能補償輸出電壓紋波的隔離變換器，使整流器能夠做到無諧波向輸入端輻射，無紋波輸出。整個過程無與工頻基波和其諧波相關的儲能組件，成本低，尤其有利于工頻電網(wǎng)的穩(wěn)定運行。
下面結合附圖和具體實施例對本發(fā)明作進一步詳細的說明


圖1是本發(fā)明的電路原理框圖；圖2是三相電源電壓波形；圖3是普通三相橋式整流輸出電壓以及本專利輸出的電壓電流波形；圖4是一個0到π/6區(qū)間各支路的電流電壓波形；圖5是一個0到π/6區(qū)間各支路的功率流。
具體實施例方式
在圖1所示之電路原理框圖中，電路由主整流電路I和前饋式補償電路II組成，前饋式補償電路II由低相間整流器20，升壓變換器21和隔離變換器22組成。主整流電路I的輸入和前饋式補償電路II的輸入相并聯(lián)，前饋式補償電路II的升壓變換器21的輸出和主整流電路I的輸出并聯(lián)，前饋式補償電路II的隔離變換器22的輸出和主整流電路I的輸出串聯(lián)。主整流電路I包括三相橋110和濾波電容120，三相電輸入100與主整流電路I中的三相橋110輸入端相連，三相橋110的輸出端與濾波電容120相連，前饋式補償電路II的低相間整流器20是由6個GT0(201，202，203，204，205，206)構成的三相橋和濾波電容207組成，其工作原理與中國專利CN01140014.5相同；升壓變換器21由升壓電感215、升壓電感216，升壓開關管214，boost二極管212、二極管213組成，和中國專利CN01140014.5的區(qū)別在于boost二極管212、二極管213的兩端分別反相并聯(lián)有開關管210、開關管211隔離變換器22由開關管220，變壓器221，整流二極管222，續(xù)流二極管223，濾波電感224和電容225組成。
圖2為三相整流器電源電壓波形，通過主整流橋110后的電壓波形如圖3中的Vm，每個周期含有6個脈波，幅值為0.134。加入隔離變換器22的目的就是為了消除這一紋波。
以下取0～ 相位區(qū)間為例，對本專利的控制方法和各支路的電流電壓波形做詳細的表述。
如圖1和圖2所示，在0到π/6相位區(qū)間，主三相橋110的輸出電壓為Vm，電流由C相和B相給出。在低相間整流器20中，B相被關斷，低相間整流器20輸出電壓為Voa，電流由A相與C相給出，為與主三相橋110的輸出電壓為Vm并聯(lián)的升壓變換器21、串聯(lián)的隔離變換器22供電。也就是說在此區(qū)間A相只有電流通過低相間整流器20，B相只有電流通過主整流電路I，C相有電流通過低相間整流器20和主整流電路I。
為保證輸出穩(wěn)定直流電壓Vo，串聯(lián)的隔離變換器22的輸出Voa＝vo-vm＝vo-Sin(ωt+π/2)＝Vad+(1-Sin(ωt+π/2))即在補償主三相橋110輸出電壓Vm紋波的基礎上提供一定的純直流電壓Vad以滿足電壓調節(jié)的需求。如隔離變換器22為圖1所示的單端正激模式，其變壓器223初次級變比為n的選取原則為如Vad＝0，則n＝3.28，為保留余量n應略小。
按前述控制原則1，隔離變換器22和開關管220的正向導通平均電流應為Io/n，全周期平均電流Ias應為Ias=1-IoCosωtSin(ωt+π/6)]]>其變化曲線如圖4中Ias。
由于主三相橋110的輸出與隔離變換器22串聯(lián)，控制隔離變換器22的輸出電流為定值Io，也使得主三相橋110與升壓變換器21的輸出電流之和為Io，并且三相電的內(nèi)阻充分小，Vm和Voa可看作電壓源，這樣調整升壓變換器21的輸出電流既可以規(guī)范主三相橋110的電流又可規(guī)范低相間整流器20的輸出電流。
按控制原則2調整升壓變換器21的輸出電流，即使低相間整流器20的輸出電流Iap為0～π/6相位區(qū)間的正弦部分。
Ips=SinωtSin(π/3)]]>即為A相的電流。
升壓變換器21的輸出電流Iam應為Iam=(SinωtSin(π/3)-1-IoCosωtSin(ωt+π/6))Sin(ωt+π/6)Cosωt]]>而B相的電流即為通過主整流電路I的電流Ib=Im=Io-Iam=Io-(SinωtSin(π/3)-1-IoCosωtSin(ωt+π/6))Sin(ωt+π/6)Cosωt=Sin(ωt+2π/3)Sin(π/3)]]>C相的電流Ic=Ia+Ib=Sin(ωt+π/3)Sin(π/3)]]>0到 相位區(qū)間各部分和各支路的電流示于圖4中。主整流電路I的功率Pm，升壓變換器21向主整流電路I傳輸?shù)墓β蔖p，隔離變換器22的功率Ps的變化示于圖5中。
以上的分析適應于2π全周期內(nèi)的6個相間的 相位區(qū)間，其余6個 相位區(qū)間與之對稱。
如此用本發(fā)明的電路，通過前述的控制原則就得到了恒定的電壓和電流輸出、完美的正弦波電流輸入，而且不涉及任何的與工頻及其諧波相關的能量存取。對于三相電供電恒定功率負載的整流器本應如此。
當然，本發(fā)明之三相電串并聯(lián)前饋補償式高功率因數(shù)整流器并不局限于所舉實施例，如采用其它形式的電源電路構成的低相間整流電路20、升壓變換器21、隔離變換器22等，這些變化均落在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。
權利要求
1.一種三相串并聯(lián)前饋補償式高功率因數(shù)整流器，包括三相主整流電路和輔助的補償電路，其特征在于三相主整流電路為通常的電容濾波橋式整流器，前饋式補償電路的輸入和該主整流電路的輸入并聯(lián)，它含有低相間整流器，單一的BOOST升壓變換器和隔離變換器，該BOOST升壓變換器的輸出與該主整流電路的輸出并聯(lián)，該隔離變換器的輸出與該主整流電路的輸出串聯(lián)。
2.根據(jù)權利要求1所述的三相串并聯(lián)前饋補償式高功率因數(shù)整流器，其特征在于三相電與主整流電路(I)中的三相橋輸入端相連，三相橋的輸出端與濾波電容相連，前饋式補償電路(II)中的低相間整流器的輸入端與三相電相連，低相間整流器的輸出端、升壓變換器的輸入端及隔離變換器的輸入端相連，升壓變換器的輸出端與主整流電路(I)的輸出端并聯(lián)連接，隔離變換器的輸出與主整流電路(I)的輸出端串聯(lián)連接。
3.根據(jù)權利要求1或2所述的三相串并聯(lián)前饋補償式高功率因數(shù)整流器，其特征在于其輔助補償電路中的輸出與主整流電路的輸出串聯(lián)的隔離變換器(I)剛好可以補償主整流電路的輸出的電壓紋波，實現(xiàn)直流輸出。
4.根據(jù)權利要求1或2所述的三相串并聯(lián)前饋補償式高功率因數(shù)整流器，其特征在于其輔助補償電路中的輸出與主整流電路的輸出串聯(lián)的隔離變換器(I)補償主整流電路的輸出的電壓紋波外，提供一定的直流電壓以實現(xiàn)直流輸出電壓的調節(jié)。
5.根據(jù)權利要求1或2所述的三相串并聯(lián)前饋補償式高功率因數(shù)整流器，其特征在于其輔助補償電路中的輸出與該主整流電路的輸出并聯(lián)的BOOST升壓變換器和輸出與主整流電路的輸出串聯(lián)的隔離變換器從該低相間整流器獲取的電流之和補償了三相電中被阻斷相的電流，也校正了其余兩相的電流波形。
全文摘要
一種前饋串并聯(lián)補償式三相高功率因數(shù)整流器，包括三相主整流電路和輔助的前饋補償電路，三相主整流電路為通常的電容濾波橋式整流器，前饋式補償電路的輸入和該主整流電路的輸入并聯(lián)，它由低相間整流器，單一的BOOST升壓變換器和隔離變換器組成，該BOOST升壓變換器的輸出與該主整流電路的輸出并聯(lián)，該隔離變換器的輸出與該主整流電路的輸出串聯(lián)。與主整流電路的輸出串聯(lián)的隔離變換器補償主整流電路輸出的電壓紋波并能提供一定的直流電壓以實現(xiàn)直流輸出電壓的調節(jié)，前饋式補償電路從三相電吸收的電流填補了常規(guī)整流器中相電流的缺失，改善各相的電流波形，降低諧波失真，提高電源效率。
文檔編號H02M1/14GK101087102SQ20061008742
公開日2007年12月12日 申請日期2006年6月9日 優(yōu)先權日2006年6月9日
發(fā)明者王玉富 申請人:王玉富