專利名稱：用于由整流器變換器饋電的旋轉(zhuǎn)磁場電機中的定子電流目標值標稱值和扭矩目標值標稱 ...的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于由整流器變換器饋電的旋轉(zhuǎn)磁場電機中的定子電流目標值標稱值和扭矩目標值標稱值的受控應(yīng)用方法。
背景技術(shù)：
為給扭矩可在寬轉(zhuǎn)速范圍內(nèi)高動態(tài)調(diào)整到希望值的旋轉(zhuǎn)磁場機器饋電，大多使用具有恒定輸入電壓的脈沖反相換流器，經(jīng)常結(jié)合磁場定向控制調(diào)節(jié)方法。這樣的驅(qū)動系統(tǒng)通常還對調(diào)節(jié)質(zhì)量有高的技術(shù)要求。在可以每種希望的方式供給終端電流的前提下原理上旋轉(zhuǎn)磁場機器的磁通和扭矩恒調(diào)整到希望的值，但是，這僅在了解該電機的一個足夠精確的說明模型的所有電磁系統(tǒng)參數(shù)時才可能。那時借助信號處理系統(tǒng)，從終端電流和轉(zhuǎn)速出發(fā)，能夠根據(jù)目標變量，例如為扭矩的目標變量，連續(xù)確定所屬終端電壓。在對旋轉(zhuǎn)磁場機器的調(diào)節(jié)有特別的高動態(tài)要求時，必須使脈沖頻率增高。這對于反相換流器的效率和成本不適當。
用于鐵道車輛的牽引整流器由于大功率密度和效率的要求不允許高的開關(guān)頻率。例如，在電壓調(diào)整范圍中的開關(guān)頻率在牽引機車、電力機車和重型短途交通火車中為300Hz-800Hz，而在輕型交通火車中為800Hz-2kHz。此外，必須優(yōu)化使用可用的中間電路電壓，這意味著，出于調(diào)節(jié)技術(shù)的理由，不允許要求預(yù)留電壓。為避免不允許的電網(wǎng)反作用，必須可限定和可影響穩(wěn)態(tài)諧波譜。這一點與受限的開關(guān)頻率和最大調(diào)整性一起要求用于脈沖反相換流器的同步的提供時鐘脈沖方法。
對牽引變流器的動態(tài)要求同樣很高。無論是干擾行為如驅(qū)動線路電壓階躍還是驅(qū)動行為如希望的高扭矩動態(tài)特性，對于處理滑動過程和制動過程以及機械驅(qū)動振蕩，相對于正常的穩(wěn)態(tài)驅(qū)動必須是高動態(tài)的。
此外，必須準確保持變流器的投影的最大電流負載，以避免功率部分過大。在干擾和驅(qū)動有大的變化時也必須能夠通過調(diào)節(jié)方法供給規(guī)定的電流。
因此需要一種使用供給定子電流的調(diào)節(jié)方法。該方法對于預(yù)先給定的扭矩能夠同時保持最優(yōu)的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)行為。
由于在同步過程中引起的相當多的諧波，以及電機參數(shù)(雜散電感和主電感)對于諧波大多是非線性的，定子電流的精確和高動態(tài)控制到目前為止還不能直接成為可能。
在公開發(fā)表的“Die stromrichternahe Antriebsregelung des Streuergertesfür Bahnautomatisierungssysteme SIBAS 32”(刊登在德文期刊“eb-Elektrische Bahnen”，90卷(1992)，11期，第344到350頁)中，公開了一種為異步電機根據(jù)磁場定向控制方法的似整流器的驅(qū)動調(diào)節(jié)器，它具有采集測量值的基本功能、磁通模型、調(diào)節(jié)結(jié)構(gòu)以及觸發(fā)裝置。
對于按照所述磁場定向控制方法的驅(qū)動調(diào)節(jié)器，需要采集模擬測量變量。測量兩個電機電流和脈沖反相換流器的也稱為中間電路電壓的輸入電壓。在一個變體方案中還測量兩個線電壓。作為其他的測量變量，采集電動機轉(zhuǎn)速。一個反相換流器給兩個并聯(lián)的驅(qū)動電動機饋電，所以采集兩個電動機轉(zhuǎn)速，而為調(diào)節(jié)使用算術(shù)中值。
磁場定向控制調(diào)節(jié)的基礎(chǔ)是了解轉(zhuǎn)子磁通的數(shù)值和角位置。因為這些變量不能直接測量，所以一般使用按照異步電機的結(jié)構(gòu)構(gòu)建的計算模型。為從電壓、電流和轉(zhuǎn)速測量的實際值確定轉(zhuǎn)子磁通，使用一個磁通模型。它由兩個異步電機的兩個已知的分模型組成，即電壓模型和電流模型。在低轉(zhuǎn)速時電流模型的影響起主要作用，相反，在高轉(zhuǎn)速時電壓模型的影響起主要作用。因此使用的結(jié)構(gòu)結(jié)合兩個分模型的優(yōu)點，并可以作為一個由電流模型驅(qū)動的電壓模型理解。電流模型包括時間常數(shù)參數(shù)。在運行期間電機的轉(zhuǎn)子阻抗強烈隨轉(zhuǎn)子溫度變化。因此，為電流模型的準確工作需要了解當前的轉(zhuǎn)子阻抗。
信號處理器系統(tǒng)的中心任務(wù)在于控制脈沖反相換流器，使得驅(qū)動電動機遵循要求的目標值。兩個線電壓以及三個電機電流在坐標變換中換算為兩個正交的分量?，F(xiàn)在兩個正交的電流分量使用磁通角度從定子固定的坐標系變換為轉(zhuǎn)子磁通空間向量旋轉(zhuǎn)的坐標系，亦即采用電流分量的針對磁場性。于是在濾波后得到形成磁場的和形成扭矩的電流分量的實際值。在穩(wěn)態(tài)運行點，這些電流分量大小相等。
現(xiàn)在為從驅(qū)動變量目標磁通和目標扭矩求調(diào)節(jié)輸出變量，通常在一個所謂的去耦合電路中后構(gòu)建該異步電機的反結(jié)構(gòu)。它從磁通目標值、從磁化特性曲線取的磁化電流目標值、轉(zhuǎn)子磁通的有效電流目標值和角速度計算所需要的電壓分量。為穩(wěn)定而把兩個用于形成磁場的和形成扭矩的電流分量的電流調(diào)節(jié)器加在去耦合電路的輸出上。
對當前的中間電路電壓的調(diào)節(jié)的匹配在觸發(fā)裝置中進行。從中間電路電壓的目標電壓和實際值為脈沖寬度調(diào)制器計算激勵電平。觸發(fā)裝置的任務(wù)是通過交替開關(guān)電動機上三對反相換流器分支產(chǎn)生需要的頻率和振幅可調(diào)整的電壓基波。
開關(guān)時間根據(jù)運行狀態(tài)按照兩種不同的調(diào)制方法計算。在起動范圍和低速時的低頻低壓情況下使用異步正弦形調(diào)制。因為在這里在基頻的一個周期中出現(xiàn)多次開關(guān)，所以必須由處理器實時確定開關(guān)向量以及屬于它的開關(guān)角度。如果開關(guān)頻率對基頻(稱為脈沖數(shù))的比達到約10到8的一個值，則必須與基頻同步供給反相換流器時鐘脈沖。隨著基頻的增加，由于反相換流器的開關(guān)頻率受限，必須分級縮小脈沖數(shù)。這里使用離線優(yōu)化的脈沖模式。最重要的優(yōu)化準則是諧波電流的均方根值，因為主要是它通過變流器饋電在電動機中引起附加損失。
因此優(yōu)化后的第二步是執(zhí)行脈沖模式選擇。在此為選擇適宜的脈沖系統(tǒng)為處理器建立一個標識字段，其內(nèi)為基頻和激勵電平的所有可能的離散值存儲最適宜的脈沖模式，該脈沖模式滿足最大開關(guān)頻率的邊界條件和保持最小的脈沖寬度以及最大的峰值電流值。該脈沖模式選擇電平以及為每一脈沖系統(tǒng)和每一激勵電平離線優(yōu)化的脈沖角度在信號處理單元中以表形式存儲。在程序模塊觸發(fā)裝置中首先從選擇電平中確定由調(diào)節(jié)所需要的運行點所屬的調(diào)制方式和脈沖系統(tǒng)。在優(yōu)化的模式的范圍內(nèi)從為所涉及的激勵電平存儲的開關(guān)角度根據(jù)瞬時定子頻率計算開關(guān)時間。在脈沖系統(tǒng)改變時，時間點的選擇必須保證不出現(xiàn)任何等化過程或者不希望的電流峰值。
使用這一所謂的電壓觸發(fā)裝置，調(diào)節(jié)變量電壓僅能作為基波在數(shù)值和角度中規(guī)定，其余電氣變量的瞬時值在那時通過脈沖模式規(guī)定，不再受離線影響。在調(diào)節(jié)變量過高的動態(tài)特性下出現(xiàn)等化過程，其將導(dǎo)致強烈的扭矩振蕩。
在公開發(fā)表的“Direkte Selbstregelung(DSR)für hochdynamischeDrehfeldantriebe mit Stromrichterspeisung”(刊登在德文期刊“etzArchiv”，7卷(1985)，7期，第211到218頁)中，說明了一種整流器饋電的異步電機的直接自調(diào)節(jié)，它不要脈沖寬度調(diào)制工作，參數(shù)靈敏度小，此外具有非常好的動態(tài)特性。當旋轉(zhuǎn)磁場機器由三相反相換流器在恒定輸入電壓下饋電時，定子電壓的空間向量僅能取7個離散值。如果忽略在弱磁場區(qū)通常相對于在定子繞組的銅電阻上的定子電壓的小的電壓降，則電壓空間向量的各瞬時值于是為全部磁通關(guān)于速度和方向確定空間向量的瞬時位置的改變的唯一因素。當基頻時鐘處于穩(wěn)態(tài)時，磁通空間向量的尖峰因此以恒定的路徑速度和小脈動的角速度通過一個等邊六邊形。
在基頻時鐘中，影響異步電機扭矩的唯一可能在于控制開關(guān)電壓空間向量之間的時間距離。如果忽略在定子繞組的銅電阻上成正比的電壓，則可以在具有恒定輸入直流電壓的三相反相換流器中很容易地把速度變?yōu)榱阒?，亦即通過接入其數(shù)值具有零值的7個電機電壓空間向量。正如已知的，任何所需的、在脈沖周期內(nèi)取平均的路徑速度的中間值都可以在一個脈沖周期內(nèi)通過對兩個間隔單元的持續(xù)時間的選擇來確定，其中該脈沖周期包括一個第一間隔單元，在該第一間隔單元中磁通空間向量的路徑速度不減小，和一個第二間隔單元，在該第二間隔單元中，磁通空間向量相對于定子軸是固定不變的。
用于直接磁通自調(diào)節(jié)的信號處理具有一個磁通比較器和一個扭矩比較器。從測量的電壓值減去在異步電機定子繞組的銅電阻上的電壓降，借助積分器產(chǎn)生定子磁通的正交分量，它們變換為該異步電機每一定子繞組軸的磁通變量。該磁通變量每次與一個可以從扭矩調(diào)節(jié)導(dǎo)出的磁通驅(qū)動變量比較。于是在基本轉(zhuǎn)速范圍內(nèi)產(chǎn)生按照下述步驟的一個非常簡單的調(diào)節(jié)如果扭矩實際值超過目標值大于允許的容差，則代替通過磁通自調(diào)節(jié)從電機電壓六個外部的空間向量值規(guī)定的當前空間向量值一直接通第七具有數(shù)值零的空間向量值，直到扭矩的實際值低于目標值大于允許的容差。之后磁通自調(diào)節(jié)再次規(guī)定反相換流器的開關(guān)狀態(tài)。具有數(shù)值零的第七電壓空間向量值公知可以通過兩個不同的開關(guān)狀態(tài)作用。通過相應(yīng)的選擇準則可以滿足附帶條件，例如最小的開關(guān)頻度、開關(guān)狀態(tài)最小時間的保證。
以所述方式，產(chǎn)生的磁通鏈的轉(zhuǎn)動部分在一個脈沖間隙上平均的角速度自動調(diào)整到為產(chǎn)生希望的扭矩所需要的值，而且不必知道有關(guān)軸轉(zhuǎn)速和有關(guān)電感、電阻的當前值以及有關(guān)其他在磁場定向控制調(diào)節(jié)方法中公知的變量和參數(shù)的每一種信息。反相換流器通常總存在的慢的和快的輸入直流電壓的波動通過直接的自調(diào)節(jié)被自動考慮，而停留在對在規(guī)定容差范圍內(nèi)使用的扭矩沒有影響。
這種直接的自調(diào)節(jié)對于牽引驅(qū)動是適宜的并提供優(yōu)化的動態(tài)行為，但是不能提供可再現(xiàn)的穩(wěn)態(tài)行為。此外，這種直接的自調(diào)節(jié)不允許開關(guān)頻率對基頻過小的比。
在公開發(fā)表的“Direkte Drehmomentregelung von Drehstromantrieben”(刊登在德文期刊“ABB Technik”，Nr.3，1995，第19到24頁)中，建議一種新開發(fā)的直接扭矩調(diào)節(jié)。該直接扭矩調(diào)節(jié)，也稱為“Direct Torque Control(DTC)”基于異步電機磁場定向控制調(diào)節(jié)和直接自調(diào)節(jié)的理論。在直接扭矩調(diào)節(jié)中在很大程度上集成電動機和反相換流器。反相換流器的所有開關(guān)過程都依賴于電動機的電磁狀態(tài)。如同在直流電機的情況，DTC允許分開調(diào)節(jié)磁通和扭矩。不需要在電動機和反相換流器控制之間的脈沖寬度調(diào)制。
DTC系統(tǒng)的核心單元是用于扭矩、磁通的滯后調(diào)節(jié)的部件以及用于開關(guān)優(yōu)化的邏輯單元。該系統(tǒng)的另一個重要的部件是精確的電動機模型。該電動機模型通過測量產(chǎn)生扭矩、定子磁通、頻率和軸轉(zhuǎn)速的直流中間電路實際值信號中的兩個電動機電流和電壓。扭矩和磁通的目標值與實際值比較，通過滯后的兩點調(diào)節(jié)產(chǎn)生調(diào)節(jié)信號。用于開關(guān)優(yōu)化的邏輯單元根據(jù)扭矩和磁通的目標值求最佳電壓向量。定子磁通的調(diào)節(jié)通過反相換流器的輸出電壓實現(xiàn)。在DTC中把定子磁通和扭矩保持在滯后極限，亦即在選擇的容差范圍內(nèi)。僅當扭矩和定子電流的實際值對于其目標值的偏離大于允許的滯后時，才改變狀態(tài)目標值。當旋轉(zhuǎn)的定子磁通向量達到其滯后上限或下限時，使用一個適宜的電壓向量改變定子磁通的方向并由此使其保持在滯后范圍內(nèi)。通過調(diào)節(jié)定子磁通向量得到所需要的扭矩。
該直接扭矩調(diào)節(jié)還提供如直接自調(diào)節(jié)那樣的優(yōu)化的動態(tài)行為。然而穩(wěn)態(tài)行為不可重現(xiàn)，以及該直接扭矩調(diào)節(jié)也不允許開關(guān)頻率對基頻過小的比。
在公開發(fā)表的“Direkte Selbstregelung，ein neuartiges Regelverfahren fürTraktionsantriebe im Ersteinsatz bei dieselelektrischen Lokomotiven”(刊登在德文期刊“eb-Elektrische Bahnen”，89卷(1991)，3期，第79到87頁)中，說明了直接自調(diào)節(jié)的實現(xiàn)(DSR)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的任務(wù)在于，提供一種用于受控供給定子電流目標值和扭矩目標值的方法，該方法能夠避免已知方法的缺點，并允許將其使用范圍擴展到同步電機中。
該任務(wù)根據(jù)本發(fā)明通過權(quán)利要求1的特征解決。
通過本發(fā)明的這一方法，組合磁場定向控制調(diào)節(jié)與用于離線優(yōu)化的脈沖模式的電壓時間電平觸發(fā)裝置。也就是說，作為調(diào)節(jié)變量不再規(guī)定定子電壓，而是規(guī)定其積分，亦即電壓時間電平。因為該電壓時間電平具有磁通的大小，所以該電壓時間電平形象地作為終端磁通表示。因此從電壓觸發(fā)裝置產(chǎn)生電壓時間電平組件，用它能夠穩(wěn)態(tài)和動態(tài)準確跟蹤選擇的磁通路徑，以便由此對于旋轉(zhuǎn)磁場機器的轉(zhuǎn)子磁通既能按照數(shù)值也能按照角度直接隨每一可能的開關(guān)行為調(diào)節(jié)求得的終端磁通的位置。因此在靜止狀態(tài)下由于用由定子磁通對于轉(zhuǎn)子磁通的位置規(guī)定的終端磁通進行的精確的穩(wěn)態(tài)初始控制來供給定子磁通從而扭矩。此外，通過初始控制終端磁通間接供給定子電流，由此避免直接電流控制的缺點。
因為在同步提供時鐘脈沖的情況下磁通對于電壓的時間連續(xù)微分不可能達到穩(wěn)態(tài)和動態(tài)的正確的初始控制，所以根據(jù)本發(fā)明的理解這點轉(zhuǎn)移到時間離散的、脈沖同步的觸發(fā)裝置中。由此該觸發(fā)裝置的輸入變量于是不再是電壓，而是其對于時間的積分，其與一個電壓時間電平相應(yīng)，該電壓時間電平在各離散的時鐘時間間隔內(nèi)由觸發(fā)裝置實現(xiàn)。磁通的微分在觸發(fā)裝置內(nèi)的移動在很大程度上決定觸發(fā)裝置中優(yōu)化的脈沖模式的處理和輸出的變化。
在一個有利的方法中，通過計算穩(wěn)態(tài)定子電壓間接求終端磁通。由此同時得到一個激勵電平，其可以在選擇脈沖模式時使用。在弱磁場區(qū)必須限制該通過計算穩(wěn)態(tài)定子電壓間接采用的激勵電平。
在另一個有利的方法中，確定終端磁通的一個實際值，它在動態(tài)使用求得的終端磁通時在一個選擇的磁通范圍曲線上使用。由此可以在很大程度上補償能夠?qū)е卵a償過程的偏離。因此動態(tài)偏離從定子磁通向終端磁通上移動，由此也能夠動態(tài)供給扭矩目標值。通過供給扭矩目標值精確提供定子磁通對轉(zhuǎn)子磁通的位置，由此也規(guī)定了定子電流。因此同樣動態(tài)地間接供給定子電流的目標值。


為進一步說明本發(fā)明參考概括表示本發(fā)明方法的附圖。
圖1表示旋轉(zhuǎn)磁場機器的全部驅(qū)動控制的結(jié)構(gòu)，無轉(zhuǎn)速傳感器。
圖2表示轉(zhuǎn)子磁通固定的坐標系中異步電機的向量圖。
圖3表示異步電機的簡化表示的調(diào)節(jié)距離。
圖4表示異步電機針對轉(zhuǎn)子磁通的電壓初始控制。
圖5表示用于電壓觸發(fā)裝置的初始控制的機構(gòu)。
圖6表示為電壓時間電平觸發(fā)裝置的初始控制的結(jié)構(gòu)。
圖7表示在定子固定的空間向量坐標系中脈沖反相換流器可能的輸出電壓。
圖8表示在一個象限中的終端磁通曲線，帶磁通數(shù)值閾值和磁通角度閾值。
圖9表示根據(jù)本發(fā)明的一個有利的方法的實現(xiàn)。
圖10表示根據(jù)圖9的磁通調(diào)節(jié)器和扭矩調(diào)節(jié)器的一種實現(xiàn)。
圖11表示根據(jù)圖9的初始控制器的一種實現(xiàn)。
圖12詳細表示為計算終端磁通實際值的設(shè)備的框圖。
圖13表示在基本轉(zhuǎn)速范圍中電壓時間電平觸發(fā)裝置的結(jié)構(gòu)。
圖14表示全塊情況下路徑縮短的功能。
圖15表示在側(cè)面脈沖模式情況下路徑縮短的功能。
圖16表示在動態(tài)路徑縮短的情況下零向量的位置。
圖17表示在基本轉(zhuǎn)速區(qū)域和弱磁場區(qū)域中電壓時間電平觸發(fā)裝置的結(jié)構(gòu)。
具體實施例方式
為保證清楚起見，下面以異步電機為例說明本發(fā)明的方法。
圖1表示旋轉(zhuǎn)磁場機器4的全部驅(qū)動控制2的結(jié)構(gòu)，無轉(zhuǎn)速傳感器。設(shè)備6，特別是微處理器，負責執(zhí)行本發(fā)明方法的主要部分。借助該設(shè)備6從求得的電流分量ISqsoll和ISdsoll和一個求得的定子旋轉(zhuǎn)頻率ωS作為調(diào)節(jié)變量計算電壓時間電平，它在這里稱為終端磁通ΨKsoll。要提供的定子電流目標值ISsoll的形成扭矩的電流分量ISqsoll借助扭矩調(diào)節(jié)器8取決于扭矩目標值Msoll、求得的轉(zhuǎn)子磁通實際值ΨR和扭矩實際值M計算。此外，在該扭矩調(diào)節(jié)器8的頻率輸出上得到轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)差頻率ωR，它通過加法器10與一個計算出來的、正比于旋轉(zhuǎn)磁場機器4的機械轉(zhuǎn)速的旋轉(zhuǎn)頻率ω邏輯連接。為確定要提供的定子電流目標值ISsoll的形成磁通的電流分量ISdsoll，提供一個磁通調(diào)節(jié)器12。其輸入上有一個規(guī)定的轉(zhuǎn)子磁通目標值ΨRsoll和一個求得的轉(zhuǎn)子磁通實際值ΨR。這兩個電流分量ISdsoll和ISqsoll是轉(zhuǎn)子磁通固定的坐標系d、q的分量。扭矩調(diào)節(jié)器8和磁通調(diào)節(jié)器12從磁場定向控制調(diào)節(jié)熟知。此外，從磁場定向控制調(diào)節(jié)還知道另外的設(shè)備14、16和18。14表示電動機模型，16表示轉(zhuǎn)速和參數(shù)適配器，18表示數(shù)值形成器。借助設(shè)備16計算旋轉(zhuǎn)磁場機器4的轉(zhuǎn)速值和參數(shù)值，如定子電阻Rs、雜散電感Lo和主電感Lh。為此，一方面使用轉(zhuǎn)子磁通實際值ΨR、另一方面使用定子電流差I(lǐng)Se，其由定子電流模型值ISmot和位于坐標變換器20的輸出上的定子電流實際值IS產(chǎn)生。定子電流模型值ISmot由設(shè)備14提供，后者產(chǎn)生轉(zhuǎn)子磁通ΨR和扭矩實際值M。為此該設(shè)備14至少需要參數(shù)和求得的轉(zhuǎn)速實際值ω。22表示一個逆反相換流器模型，給它供給定子電流模型值ISmot。在逆反相換流器模型22的輸出側(cè)存在用于負載側(cè)整流器24特別是脈沖反相換流器的控制信號So，該整流器給旋轉(zhuǎn)磁場機器4饋電。作為旋轉(zhuǎn)磁場機器4，可以使用異步電機或者同步電機。
圖2在轉(zhuǎn)子磁通固定的坐標系d、q中舉例表示異步電機的向量圖。該向量圖如通常那樣表示穩(wěn)態(tài)和動態(tài)情況的定子電壓向量US。同樣表示出帶有正交電流分量ISd和ISq的定子電流向量IS。新的一點是在該公知的向量圖中表示出磁通向量ψK和ψS。磁通向量ψK相應(yīng)于旋轉(zhuǎn)了90°的定子電壓向量USstat。因此該磁通向量ψK是定子電壓向量USstat的積分并稱為終端磁通向量ψK。該終端磁通向量ψK相應(yīng)于定子磁通向量ψS和一個相應(yīng)于在定子電阻RS上的電壓降的磁通向量的向量和。
一個穩(wěn)態(tài)和動態(tài)的正確的初始控制必須反演出該調(diào)節(jié)距離的結(jié)構(gòu)，以便補償其穩(wěn)態(tài)和動態(tài)行為。圖3原理表示旋轉(zhuǎn)磁場機器特別是異步電機的結(jié)構(gòu)的劃分，具有定子框26的快速改變的電氣變量和轉(zhuǎn)子框28的僅能緩慢改變的電氣變量。轉(zhuǎn)子磁通ψR和扭矩M(在恒定勵磁的同步電機中僅是扭矩)的初始控制和調(diào)節(jié)可以分為轉(zhuǎn)子磁通ψR的緩慢的初始控制和調(diào)節(jié)和建立磁場和扭矩的電流分量ISd和ISq的高動態(tài)初始控制和調(diào)節(jié)。在本發(fā)明的方法中，僅對關(guān)于定子框26的電流分量ISd和ISq的初始控制和調(diào)節(jié)感興趣。在恒定勵磁的同步電機中原理上僅存在定子框26。
圖4表示定子框26的初始控制需要的結(jié)構(gòu)。在此，電壓分量USd和USq分為穩(wěn)態(tài)和動態(tài)部分USdstat、USqstat和USddyn、USqdyn。因為初始控制的這些結(jié)構(gòu)對于專業(yè)人員不言而喻，所以在此略去對這些結(jié)構(gòu)的詳細說明。該電壓初始控制的問題由動態(tài)電壓分量USddyn和USqdyn引起，它們必須由定子磁通目標值ψSdsoll和ψSqsoll的差規(guī)定。
這些在圖4中表示的定子電壓US的初始控制的結(jié)構(gòu)可以用電壓觸發(fā)裝置向初始控制的完全結(jié)構(gòu)擴展。圖5概括表示一個這樣的結(jié)構(gòu)。在觸發(fā)裝置30中，執(zhí)行對瞬時中間電路電壓UD的匹配以及從磁通同步的坐標系向定子固定的坐標系的反變換以輸出開關(guān)時間點。在用于電壓觸發(fā)裝置的初始控制的該結(jié)構(gòu)中，用32表示具有優(yōu)化脈沖模式的脈沖模式表，用34表示參數(shù)雜散電感Lσ，用36表示參數(shù)定子電阻RS，用38表示微分設(shè)備，用40每次表示相加位置。為動態(tài)的精確初始控制，必須考慮參數(shù)雜散電感Lσ的頻率依賴性，即在高頻時的減小。根據(jù)該結(jié)構(gòu)，對從轉(zhuǎn)子磁通ψR和通過定子電流IS引起的漏磁通ψσ產(chǎn)生的中間變量定子磁通ψS微分，以便得到定子電壓US。這在異步調(diào)制時能夠沒有問題地實現(xiàn)，因為在一個開關(guān)周期中作為中值可以調(diào)整每一可能的電壓向量US。
磁通變化的微分的動態(tài)部分在同步的脈沖模式下可以認為不足夠快，因為通過為準連續(xù)處理的脈沖模式的時間離散過大。這可以通過下面說明，即在同步的時鐘中電壓空間向量的開關(guān)順序被固定確定。由此不能任意影響電壓的大小和角度，使得定子磁通ψS的微分不能轉(zhuǎn)變?yōu)橄Ｍ亩ㄗ与妷嚎臻g向量US。這意味著，初始控制在優(yōu)化的脈沖模式下只能穩(wěn)態(tài)作用。
因為在同步時鐘中磁通對電壓的時間連續(xù)的微分不能達到正確的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)的初始控制，所以根據(jù)本發(fā)明把它轉(zhuǎn)移到一個時間離散的、脈沖同步的觸發(fā)裝置中。于是從屬的觸發(fā)裝置的輸入變量不再是定子電壓US，而是它在時間上的積分，亦即是一個電壓時間電平，它在各離散的時鐘時間間隔中必須由觸發(fā)裝置42實現(xiàn)。圖6概括表示為必須轉(zhuǎn)換電壓時間電平的觸發(fā)裝置42的初始控制的結(jié)構(gòu)。因為具有大小的電壓時間電平相應(yīng)于一個磁通，所以在下面把該電壓時間電平稱為終端磁通ψK。觸發(fā)裝置42中終端磁通ψK的時間離散的微分當然必須在向定子固定的坐標系反變換后進行。根據(jù)定子磁通空間向量ψS對轉(zhuǎn)子磁通空間向量ψR的位置對于離散的電壓狀態(tài)的接通和切斷時刻的確定當然在很大程度上決定觸發(fā)裝置42中優(yōu)化的脈沖模式的處理和輸出的改變。
優(yōu)化的脈沖模式作為預(yù)先計算的開關(guān)角存在，它依賴于激勵電平并以離散步驟計算和存儲。在此中間回路電壓UD對于時鐘時間間隔取恒定值。目標電壓為當前的中間回路電壓UD以及開關(guān)時間中的開關(guān)角向激勵電平a的換算在觸發(fā)裝置42中進行。
在兩點反相換流器中有六個長度為2/3UD的電壓向量U0、…、U5和兩個長度為零的零向量U6、U7。這些電壓向量U0、…、U7在圖7中在一個定子固定的空間向量坐標系α、β中表示。當把電壓時間電平看作一個磁通(終端磁通)時，它可以在空間向量系中同樣如電壓U0、…、U7作為向量描述。當六個電壓向量U0、…、U5中的一個接通時，一個這樣的終端磁通向量ΨK以每秒2/3UD的速度在電壓向量的方向上運動，在零向量U6、U7接通時，它保持不動。當在基波時鐘時一個接一個接通電壓向量U0、…、U5時，產(chǎn)生終端磁通向量ΨK的六角形曲線。
電壓時間電平觸發(fā)裝置42的基本思想是為電壓時間電平集成穩(wěn)態(tài)和動態(tài)初始控制和糾錯，以便將其提供。
當電壓時間電平或者終端磁通ΨK位于對于瞬時狀態(tài)適宜的穩(wěn)態(tài)值時，精確調(diào)整首先要調(diào)節(jié)的變量扭矩和定子電流分量。前提是，該值可穩(wěn)態(tài)地以最大可用電壓實現(xiàn)。
在同步的脈沖模式的情況下，雖然調(diào)節(jié)自身當然仍僅提供基波目標值，但是與異步調(diào)制不同，通過使用磁通觸發(fā)裝置初始控制包括諧波的穩(wěn)態(tài)電壓。從調(diào)節(jié)的基波目標值求出為該觸發(fā)裝置的目標磁通曲線，然后在觸發(fā)裝置中從它針對瞬時值確定開關(guān)操作，由此確定諧波。
雖然目標電壓僅對穩(wěn)態(tài)適用，但是目標磁通路徑適用于穩(wěn)態(tài)和動態(tài)。由此實現(xiàn)，使用需要的微分的動態(tài)初始控制轉(zhuǎn)移到時間上離散工作的觸發(fā)裝置42中。時間離散化在這里應(yīng)該理解為通過同步脈沖模式的時鐘。
通過調(diào)節(jié)跟蹤目標磁通路徑，自動保證電壓對磁通的積分常數(shù)的跟蹤，可以不再出現(xiàn)等化過程。
在觸發(fā)裝置42的脈沖模式表中，現(xiàn)在代替電壓向量和換算為開關(guān)時間的開關(guān)角，必須預(yù)先給出電壓向量和終端磁通值(＝電壓積分)。磁通目標值ΨKsoll產(chǎn)生一個要達到的開關(guān)閾值，從它使用瞬時中間電路電壓UD和迄今達到的磁通實際值ΨK每次新計算開關(guān)時間Tschalt。由此終端磁通ΨK的所有錯誤在達到各開關(guān)閾值時被修正。由此錯誤修正的調(diào)節(jié)方法具有非周期響應(yīng)。
因為終端磁通ΨKsoll不能直接作為扭矩施加的操作變量使用，因為在歐姆電阻RS上的電壓降只能認為是穩(wěn)態(tài)的，所以為修正也僅可以使用準穩(wěn)態(tài)終端磁通實際值ΨK。
為保持規(guī)定的終端磁通路徑對脈沖模式的修正措施按照圖8導(dǎo)致下面不同的開關(guān)閾值。
開關(guān)類型1.“角”(從一個電壓向量變化到另一個)磁通數(shù)值閾值投影軸垂直于新向量，開關(guān)閾值相應(yīng)于該新磁通軌跡與投影軸的交點作用通過根據(jù)目標定子電流確定終端磁通實際值，可以做到把定子磁通實際值也動態(tài)地設(shè)定在中心，同時磁通數(shù)值錯誤由于在電阻RS上的電壓降以非常好的近似預(yù)先控制補償。磁通被設(shè)定在中心，磁通數(shù)值錯誤被修正。
2.“零接通”(從一個電壓向量變化到一個零向量，下一電壓向量是同一電壓向量)投影軸垂直于先行的(第一半象限)或者再下一個(第二半象限)電壓向量。
3.“零角”(從一個電壓向量變化到一個零向量，下一電壓向量是另一電壓向量)投影軸垂直于下一電壓向量。
4.“零切斷”(從零向量變化到一個電壓向量)磁通角閾值當終端磁通連續(xù)的目標角等于脈沖模式的開關(guān)角時，零向量切斷和接通下一電壓向量。
作用因為實際磁通空間向量在接通零向量時在由脈沖模式規(guī)定的位置中止磁通軌跡，所以在繼續(xù)運行時在達到切斷目標角時，通過在定子磁通和轉(zhuǎn)子磁通空間向量之間的目標角的目標磁通空間向量從而扭矩，可以非常精確地調(diào)整。角度錯誤通過接通零向量由實際值、和通過切斷零向量根據(jù)目標值被最可能地補償。
因此脈沖模式表由這種開關(guān)的順序組成，其中除磁通閾值的值外，存儲開關(guān)類型、接通狀態(tài)(電壓向量)和投影軸。
圖9概括表示根據(jù)本發(fā)明的一個有利的方法的實現(xiàn)。根據(jù)該圖，從一個預(yù)先給定的轉(zhuǎn)子磁通數(shù)值|ΨRsoll|借助磁通調(diào)節(jié)器12求形成磁通的電流分量ISdsoll。從扭矩目標值Msoll借助扭矩調(diào)節(jié)器8和用從電動機模型14求得的轉(zhuǎn)子磁通數(shù)值實際值|ΨR|計算形成扭矩的電流分量ISqsoll。此外，用一個計算的穩(wěn)態(tài)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)差頻率ωR確定用于脈沖模式選擇和用于預(yù)先計算需要的初始控制的、穩(wěn)態(tài)適宜的定子旋轉(zhuǎn)頻率ωS(＝定子磁通的角速度)。這兩個電流分量ISdsoll和ISqsoll，在它們?nèi)缭诎凑請D6的結(jié)構(gòu)中用設(shè)備34和36乘之前，各在數(shù)值上被限定。于是在設(shè)備34的輸出上存在一個漏磁通目標值Ψσ，它加在轉(zhuǎn)子磁通實際值ΨR上，使得在加法器40的輸出上存在一個定子磁通目標值ΨSsoll。該定子磁通目標值ΨSsoll用一個假想的定子旋轉(zhuǎn)頻率ωS乘，它們的乘積通過另一個加法器40加在一個位于設(shè)備36的輸出上的電壓值上。由此得到定子電壓的一個穩(wěn)態(tài)目標值USstat。穩(wěn)態(tài)定子電壓值的該目標值USstat對于中間回路電壓UD標準化。該標準化了的穩(wěn)態(tài)定子電壓USstat的正交分量變換為極分量激勵電平a和電壓角δu。為此使用坐標變換器46。極分量激勵電平a一方面為尋址優(yōu)化的脈沖模式的角度表被直接使用和為尋址脈沖選擇電平被平滑使用，另一方面為求基波終端磁通數(shù)值|ΨK|使用。為此把極分量激勵電平a導(dǎo)向乘法器48。乘法器48的第二輸入上存在中間回路電壓UD。由此導(dǎo)致去標準化。在該乘法器48的輸出上的值接著通過定子旋轉(zhuǎn)頻率ωS除，以便產(chǎn)生基波終端磁通數(shù)值|ΨK|。
從極分量電壓角δu(根據(jù)圖2在電壓USstat和轉(zhuǎn)子磁通ΨR之間的角)通過減去90°求出終端磁通ΨK和轉(zhuǎn)子磁通ΨR之間的角δΨk(或者Xsoll)。在該角δΨk上借助另一個加法器50加上電動機模型14的連續(xù)的轉(zhuǎn)子磁通角γΨR，得到用于電壓時間電平觸發(fā)裝置的現(xiàn)行終端磁通目標角γΨksoll。
圖10舉例清楚表示扭矩調(diào)節(jié)器和磁通調(diào)節(jié)器8和12，與此相對，圖11表示連接的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)初始控制器。
通過間接計算穩(wěn)態(tài)定子電壓USstat，一方面得到激勵電平a，另一方面可以把該激勵電平a限制在弱磁場區(qū)。激勵電平a為選擇脈沖模式所需要。該激勵電平a直接用于尋址脈沖模式的角度表，而平滑后用于尋址脈沖模式選擇電平U/f電平。在把激勵電平a限制在弱磁場區(qū)時(圖11)，必須這樣進行電壓角δu的計算，使得形成穩(wěn)態(tài)扭矩的電壓分量USdstat(圖11)繼續(xù)相應(yīng)于它的目標值。該電壓δu用下面的等式 計算。
按照圖11，形成磁場的電流分量ISdsoll的目標值為計算在形成扭矩的電壓分量USdstat的通道中作用的定子電阻RS上的歐姆電壓降必須限制在一個相應(yīng)于在瞬時運行狀態(tài)下可實現(xiàn)的磁通的值。為使在激勵電平的限制中被初始控制的扭矩不出現(xiàn)任何穩(wěn)態(tài)錯誤，這是需要的。
在求脈沖模式時歐姆定子電阻RS無關(guān)緊要，因為它為諧波相對于漏抗可以忽略。由此可以進行脈沖模式與負載無關(guān)的預(yù)先計算。通過該預(yù)先計算然后確定終端磁通路徑。然而，對于調(diào)整扭矩Msoll的基波，不能忽略歐姆電阻RS。在它上面的電壓降引起終端磁通ΨK和定子磁通ΨS之間的差。
所需要的靜止狀態(tài)在同步的脈沖模式下首先在零向量U6、U7存在時實際上通過每一新的開關(guān)狀態(tài)實現(xiàn)的假設(shè)允許，在比較終端磁通實際值ΨK與選擇的磁通數(shù)值閾值ΨKSchw時以在歐姆定子電阻RS上的穩(wěn)態(tài)電壓降為基礎(chǔ)，其相應(yīng)于作為穩(wěn)態(tài)考慮的電流目標值。
為此，根據(jù)圖12，為計算當前終端磁通，需要在積分定子電壓US前減去由瞬時定子電流IS在歐姆定子電阻RS上引起的電壓降，并由此計算定子磁通瞬時值。在定子固定的坐標α、β中適當進行積分，然后在轉(zhuǎn)子磁通同步的坐標系d、q中借助坐標旋轉(zhuǎn)器52旋轉(zhuǎn)定子磁通分量ΨSα、ΨSβ，由此能夠用在轉(zhuǎn)子坐標中存在的電流目標值ISdsoll和ISqsoll確定穩(wěn)態(tài)的終端磁通分量ΨKq和ΨKd。為另外使用該終端磁通分量ΨKq和ΨKd，把它們通過另一個坐標旋轉(zhuǎn)器54重新旋轉(zhuǎn)回到定子固定的坐標Ψkα和Ψkβ。于是在該坐標旋轉(zhuǎn)器54的輸出上出現(xiàn)定子固定的磁通分量Ψkα和Ψkβ。由此以相當好的近似代替終端磁通ΨK動態(tài)施加定子磁通ΨS，并從而直接施加定子電流IS和扭矩M。等化過程通過歐姆電阻RS得以避免。
圖13詳細表示在基本轉(zhuǎn)速區(qū)中電壓時間電平觸發(fā)裝置的結(jié)構(gòu)。在該結(jié)構(gòu)中，56、58和60各表示存儲器，62表示用于整流器線性化的設(shè)備，64表示為磁通數(shù)值閾值計算開關(guān)時間的設(shè)備，66表示為磁通角度閾值計算開關(guān)時間的設(shè)備，68表示求終端磁通實際值ΨK的設(shè)備，70表示象限投影設(shè)備，72表示用于從開關(guān)狀態(tài)T1、T2和T3產(chǎn)生標準電壓實際值US的電壓分量的USα和USβ的設(shè)備，74表示開關(guān)時間計數(shù)器。在存儲器56、58和60存儲離線計算的脈沖模式PM，其中在存儲器56中存儲一個具有磁通數(shù)值閾值的表和一個具有磁通角度閾值的表。在存儲器58中存儲一個具有投影軸的表，而在存儲器60中存儲一個具有開關(guān)狀態(tài)(電壓向量)的表。
取決于調(diào)整變量終端磁通目標值ΨKsoll的極分量激勵電平a，從存儲器56中讀出一個對額定磁通標準化了的磁通數(shù)值閾值和一個相應(yīng)的磁通角度閾值γΨKSchw。該讀出的標準化了的磁通數(shù)值閾值通過乘法器76與調(diào)整變量終端磁通目標值ΨKsoll的極分量基波終端磁通數(shù)值|ΨK|soll相乘。作為結(jié)果得到與激勵電平a相應(yīng)的磁通數(shù)值閾值ΨKSchw。該磁通數(shù)值閾值ΨKSchw在設(shè)備64中首先與一個投影的終端磁通實際值ΨKproj比較，后者存在于象限投影設(shè)備70的輸出端。求得的差供給除法器78，在該除法器78的第二輸入上有值 其相應(yīng)于終端磁通ΨK的一個在投影軸上有關(guān)的路徑速度。在除法器78的輸出上存在一個相應(yīng)的開關(guān)時間TschaltΨ，它供給具有開關(guān)狀態(tài)的表的存儲器60的輸入。通過該開關(guān)時間TschaltΨ接通一個零向量U6、U7、一個“角”或者一個“零角”。
從存儲器56讀出的γΨKSchw在設(shè)備66中與連續(xù)的終端磁通角度γΨKsoll比較，其差用該磁通角度的路徑速度除。路徑速度正比于定子旋轉(zhuǎn)頻率ωS。在除法器78的輸出上出現(xiàn)為切斷一個零向量的開關(guān)時間Tschaltγ，它同樣供給存儲器60的第二輸入。
取決于這些TschaltΨ和Tschaltγ，從存儲器62讀出下一(第i個)開關(guān)狀態(tài)，并把該開關(guān)時間分配給所屬反相換流器支路。產(chǎn)生的開關(guān)時間T1、T2和T3供給用于整流器線性化的設(shè)備62和用于產(chǎn)生定子電壓目標值US的電壓分量USα和USβ的設(shè)備72的一個坐標變換器82。該坐標變換器82的兩個輸出各與一個乘法器84和86連接，在乘法器84和86的第二輸入上各存在因子2/3UD。在這兩個乘法器84和86的輸出上各有定子電壓目標值US的一個電壓分量USα和USβ。從這些電壓分量USα和USβ使用設(shè)備68計算終端磁通實際值分量ΨKα和ΨKβ，關(guān)于設(shè)備68在圖12中表示出它的一個實施例。借助象限投影設(shè)備70從這兩個計算的終端磁通實際值分量ΨKα和ΨKβ得到一個在象限零上投影的終端磁通實際值ΨKproj。
借助設(shè)備62，脈沖整流器62的取決于電流的電壓錯誤也通過同步的脈沖模式得以補償。為此把整流器輸出電流I1、I2和I3供給該設(shè)備62。后面連接的開關(guān)時間計數(shù)器74保證準確輸出事先算出的時間，并由此保證該終端磁通控制器組件像電壓控制器組件那樣無缺點的行為，。因為在整流器線性化后開關(guān)狀態(tài)的順序可能不再相應(yīng)于由脈沖模式規(guī)定的順序，所以為避免以軟件方式對開關(guān)重新排序，應(yīng)該使用一個計數(shù)器硬件，在該硬件中輸出的順序僅依賴于加載的開關(guān)時間，而與加載的順序無關(guān)。
在出錯的或者過短的零向量U6、U7的情況下，角度錯誤或者動態(tài)電壓角度部分不再能夠通過它的改變被控制。但是通過該角度主要影響扭矩，而扭矩在每一運行點是高動態(tài)的，且與磁通無關(guān)被調(diào)整。因此如在完全控制的情況一樣，必須優(yōu)先于磁通初始控制和調(diào)節(jié)進行扭矩初始控制和調(diào)節(jié)，特別是形成磁場的電流分量的動態(tài)改變由于大的旋轉(zhuǎn)時間常數(shù)而對轉(zhuǎn)子磁通ΨR的作用極為減弱。不過重要的是，不把不再是不受影響的形成磁場的電流分量ISdsoll放大到額定值，因為那時它對于脈沖反相換流器不再起重要的限流作用。
終端磁通ΨKsoll的角度δΨK為此必須通過磁通數(shù)值閾值ΨKSchw被影響。磁通數(shù)值閾值ΨKSchw的動態(tài)改變在恒定的中間回路電壓UD的情況下引起以恒定的路徑速度延伸的磁通路徑變長或變短，由此終端磁通ΨKsoll的角度δΨK相對于轉(zhuǎn)子磁通ΨR改變。
該路徑以和在異步調(diào)制時動態(tài)磁場減弱的原理作用，然而在同步時鐘的情況下與此相反可被精確初始控制，因為一個象限的路徑改變的區(qū)域通過為該象限確定脈沖模式已知。
調(diào)節(jié)結(jié)構(gòu)的這一改變，由于對于零向量U6或者U7的依賴性，在激勵電平為從0.8到0.9的完全調(diào)整前已經(jīng)動態(tài)開始，然后在達到控制極限時也以穩(wěn)態(tài)作用，這意味著，形成磁場的電流分量ISdsoll和轉(zhuǎn)子磁通ΨR也是靜止的，不再受影響。這里穩(wěn)態(tài)初始控制為準確的目標角度考慮。
為改變磁通路徑的長度，在瞬時象限中改變磁通路徑的開關(guān)閾值，使的它向較小的或者較大的值移動。圖14中表示為全塊的路徑縮短，圖16表示在側(cè)面脈沖模式例如3重側(cè)面的情況下的路徑縮短。從該幾何圖形可以認為，路徑長度改變和相應(yīng)角度改變與閾值改變線性相關(guān)。需要的匹配因子從下式得出 在圖14中，用該匹配因子Kschw從一個預(yù)先計算的磁通數(shù)值閾值ΨKschVB產(chǎn)生一個減小的磁通數(shù)值閾值ΨKschred，由此路徑的長度S0縮短ΔS。
在具有開關(guān)到側(cè)面(角折入)的脈沖模式的情況下有下面的特征，路徑的長度S0只依賴于最大磁通閾值，而不依賴于所有較小的閾值。亦即所有磁通閾值的簡單的比例改變都滿足上面給出的等式。因此這一功能與脈沖模式無關(guān)。
基本上，通過動態(tài)的路徑長度變化ΔS能夠相對于轉(zhuǎn)子磁通ΨR向前和向后旋轉(zhuǎn)終端磁通角δΨK，相應(yīng)于提高(在行進方向)或者降低(在制動方向)旋轉(zhuǎn)扭矩Msoll。但是必須注意，由于磁通的減少在向前旋轉(zhuǎn)時調(diào)節(jié)一個比在穩(wěn)態(tài)運行時小的形成磁場的電流，但在向后旋轉(zhuǎn)時由于磁通增加調(diào)節(jié)一個較大的電流。因此角δΨK的向后旋轉(zhuǎn)僅允許在很小的程度內(nèi)使用。
不過這并不表示什么嚴重問題，因為較大的角度變化僅在扭矩升高到控制極限時才需要。在扭矩降低時，由初始控制要求激勵電平小于1，這穩(wěn)態(tài)地導(dǎo)致選擇具有零向量U6、U7的脈沖模式。這里可以動態(tài)地接通異步的零電壓空間向量。每象限允許的零電壓的數(shù)量在此可用參數(shù)規(guī)定。
當在到完全控制的過渡區(qū)域中出現(xiàn)對于所需要的角度變化本來就過短的零向量U6、U7時，在進行路徑縮短時必須在這里在零電壓時通過可實現(xiàn)的角度補償考慮它，因為否則會進行過補償。
為此，不用匹配因子Kschw乘其上接通零向量U6、U7的磁通數(shù)值閾值ΨKschVB，而是使其不變。因為在第一和第二半象限零向量的接通閾值各自有另外的投影軸，從中對于切斷閾值產(chǎn)生按照圖16的零向量-在第一半象限中的零向量延遲ΔS≈ΔγΨK接通，無切斷角修正，-在第二半象限中的零向量不延遲接通，切斷角延遲ΔγΨK。
由此調(diào)節(jié)功能由零向量阻止，僅角度變化通過路徑縮短起作用。
圖17表示電壓電平觸發(fā)裝置的結(jié)構(gòu)，它與按照圖13的結(jié)構(gòu)的不同僅在于附加設(shè)備88。附加設(shè)備88受控對現(xiàn)行終端磁通目標角γΨKSoll和磁通數(shù)值閾值ΨKschw作用。對于現(xiàn)行終端磁通目標角γΨKSoll的作用在第二半象限內(nèi)進行，與此相對，對于磁通數(shù)值閾值ΨKschw的作用在“角”的情況下進行。為接收這些受控輸入，附加設(shè)備88有兩個開關(guān)90和92。在開關(guān)92的輸入上有為目標磁通路徑的終端磁通實際值ΨKα、ΨKβ的角度差。該差可以在每一象限的開始和在中點確定。每一象限的中點借助設(shè)備94識別。借助設(shè)備96和98預(yù)先計算一個被計算的終端磁通實際值ΨKα、ΨKβ的角度。
接著從該角度差求匹配因子Kschw，用它在接通零向量U6、U7之外修改磁通數(shù)值閾值ΨKschw。在第二半象限中該角度差還必須為切斷零向量與磁通角度閾值γΨKSoll相加通過本發(fā)明的這一方法，把高調(diào)節(jié)動態(tài)直接開關(guān)的方法與離線優(yōu)化的脈沖模式的優(yōu)化穩(wěn)態(tài)方法結(jié)合起來。
權(quán)利要求
1.一種用于由整流器饋電的旋轉(zhuǎn)磁場機器中的定子電流目標值(ISsoll)和扭矩目標值(Msoll)的受控應(yīng)用方法，其中，根據(jù)預(yù)定的轉(zhuǎn)子磁通目標值(ΨRsoll)和求得的轉(zhuǎn)子磁通實際值(ΨR)計算定子電流目標值(ISsoll)的形成磁場的電流分量(ISdsoll)和根據(jù)預(yù)定的扭矩目標值(Msoll)、求得的轉(zhuǎn)子磁通實際值(ΨR)和一個測量的定子電流(IS)的求得的形成扭矩的電流分量(ISq)計算定子電流目標值(ISsoll)的形成扭矩的電流分量(ISqsoll)，其中，根據(jù)求得的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)差頻率(ωR)和旋轉(zhuǎn)頻率(ω)確定定子旋轉(zhuǎn)頻率實際值(ωS)，其中，從這些求得的值(ISdsoll，ISqsoll，ωS，ΨR)根據(jù)參數(shù)由頻率決定的雜散電感(Lσ)和定子電阻(RS)作為操作變量計算定子電壓(ΨKsoll)的積分，從它導(dǎo)出從存儲的離線優(yōu)化的磁通路徑中選擇的磁通路徑。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，根據(jù)計算的電流分量(ISdsoll，ISqsoll)、參數(shù)由頻率決定的雜散電感(Lσ)和定子電阻(RS)、定子旋轉(zhuǎn)頻率(ωS)和轉(zhuǎn)子磁通實際值(ΨR)計算標準化的穩(wěn)態(tài)定子電壓(USstat)，它通過一個測量的中間回路電壓(UD)進行標準化。
3.根據(jù)前述權(quán)利要求之一的方法，其特征在于，為求終端磁通實際值(ΨK)，在積分定子電壓(US)前從其中減去由瞬時定子電流(IS)在定子電阻(RS)上引起的電壓降，在積分后，在向轉(zhuǎn)子磁通同步的坐標系變換后，加上由定子旋轉(zhuǎn)頻率ωS除通過要供給的定子電流目標值(ISsoll)在定子電阻(RS)上引起的電壓降的商。
4.根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其特征在于，從標準化了的穩(wěn)態(tài)定子電壓(USstat)作為極分量計算激勵電平(a)和電壓角(δU)。
5.根據(jù)權(quán)利要求2和4的方法，其特征在于，根據(jù)計算的定子旋轉(zhuǎn)頻率(ωS)的測量的中間回路電壓(UD)從激勵電平(a)根據(jù)下式|Ψ‾K|=a·UD·2πωS]]>計算基波終端磁通數(shù)值。
6.根據(jù)權(quán)利要求2和4的方法，其特征在于，根據(jù)求得的連續(xù)的轉(zhuǎn)子磁通角(γΨR)和在終端磁通(ΨK)和轉(zhuǎn)子磁通(ΨR)之間求得的一個角(δΨK)根據(jù)下式γΨKsoll＝γΨR+δΨK計算連續(xù)的終端磁通目標角(γΨKsoll)。
7.根據(jù)權(quán)利要求4的方法，其特征在于，標準化的穩(wěn)態(tài)定子電壓(USstat)的極分量電壓角(δU)根據(jù)下式 計算。
8.根據(jù)權(quán)利要求7的方法，其特征在于，終端磁通(ΨK)和轉(zhuǎn)子磁通(ΨR)之間的角(δΨK)根據(jù)下式 計算。
全文摘要
本發(fā)明涉及用于為整流器饋電的多相機器(4)受控供給定子電流目標值和扭矩目標值的方法。根據(jù)本發(fā)明，在轉(zhuǎn)子磁通或者磁極轉(zhuǎn)子固定的坐標系(d，q)中根據(jù)扭矩目標值(M
文檔編號H02P21/00GK1833355SQ200480022620
公開日2006年9月13日 申請日期2004年7月15日 優(yōu)先權(quán)日2003年8月6日
發(fā)明者弗蘭克·霍夫曼, 弗朗茲·斯珀, 喬格·斯坦克 申請人:西門子公司