專利名稱：可變頻率振蕩電路的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種振蕩電路，廣泛用于熒光燈電子鎮(zhèn)流器、冷陰極管CCFL逆變器、變換器或恒壓或恒流的開關電源或充電器等裝置中。
背景技術：
一般半橋式自激振蕩變換器(或逆變器)的基本電路，如在科學出版社《新型開關電源設計與應用》(作者為何希才)，2001年2月第一版第20頁所介紹的，它有2個變壓器T1和T2，T1為主變壓器，T2為可飽和變壓器。整個變換器的振蕩頻率由可飽和變壓器所控制。振蕩頻率不能隨意改變，振蕩頻率由每周期可飽和變壓器T2的飽和時間所決定，而飽和時間是由T2磁芯大小和其上的圈數(shù)和加在線圈上的電壓決定。圈數(shù)和磁芯大小不能變化，電子線路使加上線圈上的電壓在某一輸入電壓時為固定不變，所以整個變換器在某一輸入電壓時的振蕩頻率為不變。用這種自激振蕩器造成的變換器，不論是否串聯(lián)上電感及電容使其成為并聯(lián)諧振變換器，串聯(lián)諧振變換器(電流諧振變換器)，或只有電感的隔離的升壓型變換器，輸出電壓都不能改變，即輸出功率是不可調(diào)的。應用在熒光燈鎮(zhèn)流器的電流諧振逆變器也是由于頻率不變，輸出功率不變，所以熒光燈或冷陰極管CCFL的光度也是不可調(diào)的。

發(fā)明內(nèi)容本實用新型的主要目的就是為了解決現(xiàn)有技術中的振蕩器不能實現(xiàn)變頻的問題，提供一種可變頻率振蕩電路，其振蕩頻率是可調(diào)的，所以輸出功率也是可調(diào)的。
為實現(xiàn)上述目的，本實用新型提出了一種可變頻率振蕩電路，包括振蕩單元，響應電源信號，產(chǎn)生振蕩信號并通過功率輸出端子(E、F)輸出至振蕩電路負載，所述振蕩單元包括充放電裝置C11、C12；第一半波產(chǎn)生裝置串聯(lián)在第一開關晶體管Q1的控制極和主電流導通極之間的支路1響應充放電裝置C11、C12的電流信號，產(chǎn)生周期性變化的第一電壓信號，第一開關晶體管響應支路1的第一電壓信號導通或關閉，從而產(chǎn)生第一半波振蕩信號；第二半波產(chǎn)生裝置串聯(lián)在第二開關晶體管Q2的控制極和主電流導通極之間的支路2響應充放電裝置C11、C12的電流信號，產(chǎn)生周期性變化的第二電壓信號，第二開關晶體管響應支路2的第二電壓信號導通或關閉，從而產(chǎn)生第二半波振蕩信號；可飽和變壓器T1-B與充放電裝置C11、C12串聯(lián)在振蕩單元的輸出端子E、F之間，交替響應第一半波產(chǎn)生裝置和第二半波產(chǎn)生裝置導通時的信號，產(chǎn)生逐漸變大的磁化電流，用于在磁化電流達到飽和時改變充放電的方向；還包括可變電壓單元VC1、VC2產(chǎn)生可調(diào)整大小的電壓，輸出端A、B分別耦合至支路1和支路2的兩端，用于控制振蕩單元的振蕩頻率。
所述可變電壓單元VC1、VC2包括用于產(chǎn)生可調(diào)電壓的電壓控制裝置和用于將電壓放大的電壓放大裝置，所述電壓放大裝置通過輸出端子A、B將電壓信號耦合至振蕩單元的支路1和支路2的兩端。
所述支路1和支路2結構相同，分別包括串聯(lián)的變壓器和電容，所述可變電壓單元VC1、VC2的低電位輸出端A分別耦合至第一二極管D7和第二二極管D8的正極，第一二極管D7和第二二極管D8的負極分別耦合至第一晶體管Q1和第二晶體管Q2的控制極，高電位輸出端B耦合至第一晶體管Q1和第二晶體管Q2的主電流導通極。
如圖1所示，當輸入直流或交流電在輸入端，電容C2充電至直流電的電壓或交流電的峰值電壓，由這個直流電源透過電阻R2，R3，R7經(jīng)過變壓器T1-C向電容C9充電，電容C9的電壓上升，當電容C9的電壓上升到第二晶體管Q2的Vbe導通電壓，第二晶體管Q2導通，電流流經(jīng)電容C3，振蕩器負載，電感器L2-A，可飽和變壓器T1-B，第二晶體管Q2和電阻R5。
變壓器T1-C同時產(chǎn)一個正反饋電壓，這個反饋電壓加上電容C9上的電壓，經(jīng)電阻R7再加到第二晶體管Q2的基極，使第二晶體管Q2進入深層導通。電流開始上升。有兩種工作形式。
第一種形式若振蕩器負載有電容器，如在圖六的結構，構成螢光管或冷陰極管鎮(zhèn)流器或逆變器，電容C4、電感L2-A諧振，電感電流開始向電容C4充電。在可飽和變壓器的電流亦上升。在可飽和變壓器里還同時流著變壓器磁化電流，這個磁化電流隨時間上升。在電容C4和電感L2-A的諧振時電流上升，在電容C4的電壓達到電容C2電壓的一半時，電流達到峰值，不再上升，之后電感開始向電容C4放電，在電感L2-A的電流開始下降。由于可飽和變壓器T1-B的電流等于電感L2-A的電流。當可飽和變壓器T1-B的磁化電流上升到等于當時的電感L2-A的電流時，變壓器T1-C上的正反饋電壓開始消失，第二晶體管Q2開始關閉，電感器L2-A的剩余能量開始對電容C12充電，電容C11放電，當電容C12的電壓上升到電容電容C2的電壓，二極管D5將電壓鉗位在電容C2的電壓，直到電感L2-A的能量完全釋放，電容C4兩端電壓升到最高，即F點電壓降到最低。當電感L2-A的能量完全釋放后，電容C12即透過可飽和變壓器T1-B、電感L2-A，向F點放電，這個電流使變壓器T1-A上產(chǎn)生一個正反饋電壓，這個電壓加上電容器C8上的電壓，通過電阻R6加到第一晶體管Q1的基極，使第一晶體管Q1正向?qū)ǎ娏髁鹘?jīng)第一晶體管Q1的集電極，發(fā)射極再經(jīng)電阻R4流向可飽和變壓器T1-B，電感L2-A、振蕩器負載，流向E點。這個電流在變壓器T1-A上是一個正反饋電壓，使第一晶體管Q1深層導通。由于在第一晶體管Q1開始導通時，電容C11上的電壓是零或電容C12的電壓仍等于電容C2上的電壓，所以第一晶體管Q1是以零電壓開通，當?shù)谝痪w管Q1開通，電容C4開始放電(一般的設計是電容C3＝C10，所以E點上的電壓等于電容C2的一半)。電容C4，電感L2-A開始諧振，電容C4向電感L2-A放電，電感L2-A的電流開始上升，當電容C4兩端電壓降至零時，電感L2-A的電流升到峰值。此后電感L2-A開始向電容C4充電，電感L2-A的電流開始下降，由于可飽和變壓器T1-B和電感L2-A串聯(lián)，所以電感L2-A的電流和可飽和變壓器T1-B的電流相等?？娠柡妥儔浩鱐1-B的電流同時下降，而可飽和變壓器T1-B的磁化電流隨著時間上升，當可飽和變壓器T1-B的磁化電流升到等于電感L2-A的電流，在變壓器T1-A上的正反饋電壓隨即消失，Q1亦立即關閉。存在電感L2-A的能量開始向電容C11充電電容C12放電繼續(xù)向電容C4充電，由于電容C11，C12的數(shù)值小于電容C4，電容C11被充電至電容C2的電壓，電容C12被放電至零，D6開始導通，將電壓鉗在零伏附近。電感L2-A繼續(xù)釋放能量，直至所有磁化能量都向電容C4釋放，F(xiàn)點的電壓上升到最高點，之后電容C4再向電感L2-A、可飽和變壓器T1-B、電容C12放電，在變壓器T1-C上于是產(chǎn)生一個正反饋電壓使第二晶體管Q2導通，電流再次流經(jīng)電感L2-A，可飽和變壓器T1-B，第二晶體管Q2，電阻R5，這個電流使第二晶體管Q2再由正反饋進入深層導通，整個振蕩周期就重復。整個振蕩過程都是零電壓電流振蕩，振蕩頻率在電容C4，電感L2-A的諧振頻率之上。
第二種振蕩形式是在振蕩器負載中有或沒有并聯(lián)或串聯(lián)電容電容C4時出現(xiàn)。同第一種形式一樣，電容電容C2或為一個直流電源，電流經(jīng)電阻R2，電阻R3，電阻R7，變壓器T1-C向電容C9充電，電容C9的電壓上升直到第二晶體管Q2的Vbe大于開啟電壓，第二晶體管Q2的集電極、發(fā)射極電流開始上升。通常電容C3＝C10，所以E點的電壓等于電容C2的電壓的一半，電流由E點經(jīng)振蕩器負載，電感L2-A，可飽和變壓器T1-B，第二晶體管Q2和電阻R5，變壓器T1-C所產(chǎn)生的正反饋使第二晶體管Q2進入深層導通。電感L2-A的電流上升，同時可飽和變壓器T1-B的磁化電流亦開始上升。當電流大到一個地步使可飽和變壓器飽和，當可飽和變壓器T1-B飽和時，變壓器T1-C上的正反饋電壓消失，第二晶體管Q2即時關閉，電感L2-A隨即釋出能量向電容C12充電，電容C11放電，電容C12被充電至電容C2的電壓，電容C11被完全放電，D5開始正向?qū)ú㈦妷恒Q位在電容C2的電壓，直至電感L2-A的能量完全釋放，其后電容C12向F點放電，電流流經(jīng)可飽和變壓器T1-B，電感L2-A。在變壓器T1-A上隨即產(chǎn)生一個正向電壓使第一晶體管Q1導通，電流由Q1流過電阻R4，可飽和變壓器T1-B，電感L2-A至F點，這個電流產(chǎn)生正反饋電壓使第一晶體管Q1進入深層導通。由于第一晶體管Q1導通時電容C11才剛開始充電，所以第一晶體管Q1是以零電壓開通，而在電感L2-A上的電流也是由零開始，整個開通過程是一個零電壓零電流開通。
可飽和變壓器T1-B的電流一直上升，直至可飽和變壓器T1-B被反向飽和，T1-A的正反饋電壓消失，第一晶體管Q1進入關閉狀態(tài)，電感L2-A的能量開始向電容C11，電容C12釋放，使電容C11充電，電容C12放電，直至電容C11充電至電容C2的電壓，而電容C12被完全放電，二極管D6開始導通，并將電壓鉗位在零，直至電感L2-A的能量被完全釋放，不論有沒有并聯(lián)或串聯(lián)電容C4在振蕩器負載中，F(xiàn)點在這時都是一個正電位，電流再一次由F點向電感L2-A，飽和變壓器T1-B，電容C12。在變壓器T1-C上產(chǎn)生一個正向電壓，使第二晶體管Q2導通。第二晶體管Q2的電流上升使可飽和變壓器T1-B的電流上升，變壓器T1-C便產(chǎn)生一個正反饋電壓使第二晶體管Q2進入深層導通，第二晶體管Q2也是零電壓零電流開通。整個振蕩周期再次重復。
在分析中可看出電容C11和C12可只用其中一個也有相同效果。
由上述分析，兩種振蕩形式中的振蕩頻率都是決定于可飽和變壓器T1-B，當可飽和變壓器T1-B的磁化電流上升至等于電感L2-A的電流或磁化電流上升至使可飽和變壓器T1-B飽和，變壓器T1-C上的正反饋電壓都會消失，振蕩器開始完成半周期振蕩，所以如能控制可飽和變壓器T1-B的磁化電流上升的速度，則可改變整個振蕩器的頻率。由于可飽和變壓器T1-B的機械結構如圈數(shù)N，磁芯截面積A是固定的，若要改變磁化電流的上升速度，我們可研究磁通密度B與圈數(shù)N及面積A的關系。
V＝N·dφ/dt由于φ＝B·A所以V＝N·A·dB/dt又B＝μNI/1所以V＝NA(μN/1·dI/dt)V＝μN2A/1·dI/dtφ是磁通量，V是可飽和變壓器T1-B上的電壓，μ是導磁率，1是磁路徑長度，I是電流。
由于N、A、1皆決定于可飽和變壓器T1-B的機械結構，所以V ∝dI/dt，即加在可飽和變壓器T1-B上的電壓正比于磁化電流上升率。改變加在可飽和變壓器T1-B上的電壓V，即可改變磁化電流上升的速率，升高V即升高磁化電流的上升速度，降低V即降低磁化電流的上升的速度。
在圖1中可看出可飽和變壓器T1-B的電壓決定于變壓器T1-A和變壓器T1-C上的電壓。一般變壓器T1-A的圈數(shù)等于變壓器T1-C的圈數(shù)。該圈數(shù)T1-A＝T1-C＝Na，而圈數(shù)T1-B＝Nb，則可飽和變壓器T1-B上的電壓Vb＝T1-A上的電壓Va×Nb/Na，T1-A上的電壓Va取決于電容C8上的電壓Vc8，電阻R6上的電壓Ib×R6，第一晶體管Q1的Vbe及電阻R4上的電壓Ib×hfe×R4。為簡化考慮，在第一晶體管Q1剛開始導通時，在電阻R4和電阻R6的電壓忽略不計，則變壓器T1-A上的電壓加上電容C8上的電壓等于第一晶體管Q1上Vbe的電壓。由于每一次變壓器T1-A產(chǎn)生正向?qū)妷菏沟谝痪w管Q1導通，電流流經(jīng)電容C8，變壓器T1-A，電阻R6、第一晶體管Q1的b、e，電阻R4。這個電流使電容C8放電，電容C8和變壓器T1-A連接的點變成負電位，電容C8的另一點成正電位。這個在電容C8上的電壓剛好和變壓器T1-A上使第一晶體管Q1導通的正向電壓相反。所以當?shù)谝痪w管Q1導通時，變壓器T1-A上的電壓減電容C8上的電壓等于第一晶體管Q1的Vbe，忽略Vbe，則VT1-A＝VC8，改變電容C8上的負電壓即可改變T1-A的電壓VT1-A亦可改變可飽和變壓器T1-B上的電壓，從而改變振蕩頻率。增加電容C8上的負電壓會增加T1-A上的正向電壓，可飽和變壓器T1-B上的電壓也增加，磁化電流上升速度增加，使磁化電流等于電感L2-A上的電流時間減少或可飽和變壓器T1-B的飽和時間減少，從而振蕩頻率增加，輸出能量減少。
電容器C8上的電壓不單由第一晶體管Q1的基極電流放電決定，也取決于充電電流。電容C8的充電是在第一晶體管Q1關閉時、第二晶體管Q2導通時發(fā)生。當?shù)诙w管Q2導通時，變壓器T1-A與電容C8連接的地方為正，另一端為負，變壓器T1-A向電容器C8充電，充電電壓由可變電壓控制VC2控制。若電阻R6的電壓不計(因為電阻很少，電壓可以忽略，以簡化考慮)VC2＝VC8+VT1-A+VF(D7的正向?qū)妷?。
根據(jù)前面的論述，在第一晶體管Q1導通時，VT1-A＝VC8，所以同樣地，當?shù)诙w管Q2導通時，VT1-C≌VC9，而變壓器T1-C和變壓器T1-A的圈數(shù)相等，VT1-A＝VT1-C，所以在第一晶體管Q1關閉時，變壓器T1-A上的電壓也等于電容C8上的電壓，即在第一晶體管Q1關閉時，VT1-A≌VC8VC2＝VC8+VC8+VFVC2≌2VC8由以上得知，增加VC2即可增加VC8而增加振蕩頻率。同樣地電容C9的充電是在第一晶體管Q1開通時，在電容C9上的負電壓(意指電容C9和變壓器T1-C的連接點為負，電容C9的另一端為正)。同樣地VC1≌2VC9。由以上分析可知，輸出功率的大小和振蕩頻率的大小有關，而振蕩頻率的大小取決于可飽和變壓器T1-B的磁化電流上升速度，變壓器T1-B的磁化電流上升速度與變壓器T1-A、變壓器T1-C上的電壓有關，而VT1-A≌VC8，VT1-C≌VC9，VC8和VC9的電壓取決于VC2和VC1，所以同時升高VC1VC2可使使振蕩頻率增加，第一開關晶體管Q1和第二開關晶體管Q2的導通時間縮短，從而輸出功率減少。
本實用新型的有益效果是該可變頻率的振蕩電路可通過調(diào)節(jié)控制電壓，改變振蕩電路的振蕩頻率，從而使輸出功率可控，有利于節(jié)約能源。運用這個可變頻率的自激振蕩器在并聯(lián)諧振變換器，串聯(lián)諧振變換器(電流諧振變換器)或有隔離的升壓型變換器時，同樣在頻率高時，輸出能量較低，例如表現(xiàn)為熒光燈或冷陰極管CCFL的光度較暗，在振蕩頻率較低時，輸出能量較高，例如表現(xiàn)為熒光燈或冷陰極管CCFL的光度較亮，只要加入電壓電流反饋控制電路，很容易制造成恒壓、恒流開關電源，可作為不同的直流或交流供電電源或充電器。
本實用新型的特征及優(yōu)點將通過實施例結合附圖進行詳細說明。

圖1表示本實用新型的可變頻率振蕩電路的電路圖；圖2表示本實用新型的用NPN晶體管構成電壓放大裝置的電路圖；圖3表示本實用新型的用PNP晶體管構成電壓放大裝置的電路圖；圖4表示本實用新型的用穩(wěn)壓IC構成電壓放大裝置的電路圖；圖5表示本實用新型的用運放構成電壓放大裝置的電路圖；圖6表示本實用新型的可變電壓單元與振蕩單元連接的第一種方式的一種實施例的電路圖；圖7表示本實用新型的可變電壓單元與振蕩單元連接的第一種方式的又一種實施例的電路圖；圖8表示本實用新型的可變電壓單元與振蕩單元連接的第二種方式的電路圖；圖9表示本實用新型的可變電壓單元與振蕩單元連接的第三種方式的電路圖；圖10表示本實用新型應用于并聯(lián)諧振變換器的電路圖；圖11表示本實用新型應用于串聯(lián)諧振變換器的電路圖。
在以上一般電路變化中，對應的零件號碼雖然百位數(shù)字不同，但個位及十位數(shù)相同，而英文字母一樣則同樣可作上述的變化。
第一晶體管、第二晶體管在圖1中為Q1、Q2，在圖6中為Q101、Q102，在圖7中為Q201、Q202，在圖8中為Q801、Q802，在圖9中為Q901、Q902，在圖10中為Q601、Q602，在圖11中為Q701、Q702；第三晶體管在圖2中為Q4，在圖3中為Q304，在圖6中為Q104，在圖7中為Q204，在圖8中為Q804，在圖9中為Q904；第一電阻、第二電阻在圖2中為電阻R11、電阻R12，在圖3中為電阻R311、電阻R312，在圖4中為電阻R411、電阻R412，在圖5中為電阻R511、電阻R512，在圖6中為電阻R111、電阻R112，在圖7中為電阻R211、電阻R212；第一二極管、第二二極管在圖1中為D7、D8，在圖6中為D107、D108，在圖7中為D207、D208，在圖8中為D807、D808，在圖9中為D907、D908，在圖10中為D607、D608，在圖11中為D707、D708；第三二極管在圖6中為D109、D110，在圖7中為D209；第一光電耦合器、第二光電耦合器在圖8中為U801(包括U801-A和U801-B)、U802(包括U802-A和U802-B)。
具體實施方式如圖1所示，本實用新型的振蕩電路包括輸入整流濾波單元、振蕩單元和可變電壓單元。由保險絲F1，濾波電容C21，共模電感L21，浪涌吸收電阻R1壓敏電阻VDR1，橋式整流子D1，D2，D3，D4，濾波電容C1、C22、C2，濾波電感L1，電壓輸入選擇開關S1構成。當S1接在110VAC時，電路接成倍壓整流器。這時，整流子D3，D4不工作。當輸入正半周時，電流流經(jīng)整流子D1，電容C1，再流經(jīng)開關S1至輸入的另一端，當負半周時，電流由開關S1流入，經(jīng)電容C22，整流子D2至輸入的另一端。電容C1和電容C22串聯(lián)經(jīng)電感L1向電容C2充電，所以電容C2的峰值電壓是輸入峰值電壓的兩倍。形成倍壓整流電路。當S1拔至220VAC檔時，整流子D1，D2，D3，D4接成一般的橋式整流電路，電容C2被充電至輸入的峰值電壓。所以有了S1后在110VAC和220VAC輸入時，電容C2將被充電至差不多的峰值電壓，因此，這個電路可在110VAC和220VAC工作。
所述可變電壓單元VC1、VC2包括用于產(chǎn)生可調(diào)電壓的電壓控制裝置和用于將電壓放大的電壓放大裝置，所述電壓放大裝置通過輸出端子A、B將電壓信號耦合至振蕩單元的支路1和支路2的兩端。
支路1和支路2結構相同，分別包括串聯(lián)的變壓器和電容，可變電壓單元VC1、VC2的低電位輸出端A分別耦合至第一二極管D7和第二二極管D8的正極，第一二極管D7和第二二極管D8的負極分別耦合至第一晶體管Q1和第二晶體管Q2的控制極，可變電壓單元VC1、VC2的高電位輸出端B耦合至第一晶體管Q1和第二晶體管Q2的主電流導通極。
所述電壓放大裝置包含有第三晶體管和相串聯(lián)的第一電阻和第二電阻，第一電阻和第二電阻的串聯(lián)點連接晶體管的第一信號輸入極，第一電阻的另一端連接第三晶體管的信號輸出極，第二電阻的另一端連接第三晶體管的第二信號輸入極，第三晶體管的信號輸出極和第二信號輸入極分別連接輸出端子A、B。
所述第三晶體管為NPN三極管、PNP三極管、N通道MOSFET和P通道MOSFET中的一種。
如圖2所示是利用一個NPN三極管構成的可變電壓單元的電壓放大裝置，三極管Q4和電阻R11，電阻R12接成Vbe放大器AB兩點的電壓等于(R12/R11+1)VBE，這是AB間電壓的上限，若有電流由C點流入，則BA間的電壓變小，而B點電壓較A點為高。若電流足夠大的話，可使三極管Q4進入飽和狀態(tài)。BA間的電壓可小至0.2V。若流進C的電流是由B點經(jīng)一些阻值再到C點，則BA間電壓最小亦會有一個Vbe，所以BA間的電壓可自(R12/R11+1)Vbe至Vbe之間變化。為簡化計算，Ib忽略不計。
如圖3所示是利用PNP三極管構成的Vbe放大器，它的工作方式和圖2中的NPN一樣，只是BA間的電壓是在(R311/R312+1)Vbe至Vbe間變化。圖2及3的形式也可用N通道或P通道MOSFET構成。
如圖4所示，電壓放大裝置包含有穩(wěn)壓管U404和相串聯(lián)的第一電阻和第二電阻，第一電阻和第二電阻的串聯(lián)點連接穩(wěn)壓管U404的控制腳，第一電阻的另一端連接穩(wěn)壓管U404的正極，第二電阻的另一端連接穩(wěn)壓管U404的負極，穩(wěn)壓管U404的正負極分別連接輸出端子A、B。穩(wěn)壓管是利用TL431之類的穩(wěn)壓IC U404，它的電壓控制范圍是(R412/411+1)×Vref至Vref之間變化，一般參考電壓Vref為1.25V或2.5V，其它的電壓也可以。
如圖5所示，電壓放大裝置包含有運放器U504和相串聯(lián)的第一電阻和第二電阻，第一電阻和第二電阻的串聯(lián)點連接運放器U504的反相輸入端，第一電阻的另一端連接運放器U504的輸出端A，第二電阻的另一端連接輸出端子B，運放器U504的正相輸入端響應參考電壓Vref。本方式是利用放大器再加參考電壓造成，參考電壓可簡單的用二極管的正向電壓或穩(wěn)壓管電壓。電控制范圍是(R511/R512+1)Vref至零之間變化。
如圖6所示，所述電壓控制裝置為電位器R113或可變電壓源VC103，所述電位器R113或可變電壓源VC103的第一端耦合至第一電阻R111和第二電阻R112的串聯(lián)點，所述電位器R113或可變電壓源VC103的第二端耦合至輸出端子B。
實施例一所述電壓控制裝置和電壓放大裝置的耦合方式也有多種，例如通過二極管耦合或通過光電耦合器耦合，如圖6所示，電壓控制裝置和電壓放大裝置的耦合方式為通過二極管耦合，即同時控制可變電壓單元VC1、VC2?？勺冸妷簡卧碾妷悍糯笱b置為相同的兩個，所述電位器R113或可變電壓源VC103的第一端正接第三二極管D109、D110，第三二極管D109的負極連接第一電阻R111和第二電阻R112的串聯(lián)點，二極管D110的負極連接另一個電壓放大裝置的電阻R109和電阻R110的串聯(lián)點。即兩個二極管的陽極接在一起，它們的陰極分別接在兩個電壓放大裝置的控制極C和C′，D110和D109的陽極再接往可變電阻R113或可變電壓控制VC103。在可變電阻R113和可變電壓控制VC103只會用其中一種。
若用可變電阻當然我們可用一組同軸雙連可變電阻或電位器分別并聯(lián)在電阻R111和電阻R112上以作同時變動。亦可像圖6中用二極管D110和D109將兩個VC連起來，再用一個可變以電阻或電位器去控制。或用另一個電壓控制器VC103去控制，而電壓控制器VC103可由另外的控制電路去作自動控制。在用可變電阻的分析比較簡單。由于可變電壓單元VC1和VC2是交替工作的，一個工作時另一個則關閉，它們的工作狀態(tài)由第一二極管D107和第二二極管D108自動控制，在第二二極管D108工作時，可變電壓單元VC1進行電壓控制，A和B之間的電壓由電阻R111，電阻R112，D109正向電壓和電阻R113的數(shù)值控制，為簡化解釋，D109的正向電壓忽略不計，BA間的電壓為((R112.R113/(R112+R113))/R111+1)Vbe，所以R113升高，VBA也升高。當?shù)谝欢O管D107開通時，第二晶體管Q102也同時開通，所以B′與B之間的電壓差為第二晶體管Q102的集射極間飽和電壓和IC×R105，由于電阻R105阻值很小，和第二晶體管Q102的集射極間飽和電壓也很少，實用上也可忽略不計。則可變電壓單元VC1和VC2分析的情況變成一樣。若要減少第二晶體管Q102的集射電壓和電阻R105的影響，可以除去電阻R104和電阻R105，即電阻R104和電阻R105的值為零。使可變電壓單元VC1和VC2接近相等。
還可只用一個電壓放大裝置，這樣可進一步簡化為如圖7的形式，將第一二極管D207和第二二極管D208的陽極連起來，然后一同連到VC1的B點，用同一組電壓控制VC1去交替控制電容C208和電容C209的充電電壓以控制振蕩頻率。在這里二極管D209也可以省略不用的整個工作方式和前面的分析相同，而由晶體管Q202的飽和電壓和電阻R205的電壓降的影響也是存在的，電阻R204和電阻R205的值也可以是零。
在圖6或圖7的第一種同時控制可變電壓單元VC1和VC2的方法中，圖2至圖5的四種構成可變電壓單元的電壓放大裝置的形式也可以應用。
實施例二與實施例一不同的是電壓控制裝置和電壓放大裝置通過光電耦合器耦合，如圖8所示，所述電位器R813或可變電壓源VC803的兩端串聯(lián)有光電偶合器U801和U802，所述光電偶合器U801和U802的電流輸出端連接第一電阻R811和第二電阻R812的串聯(lián)點，電流輸入端連接輸出端子B。其中VC803或電阻R813為可變已足夠。改變電阻R813或VC803可以改變電流流經(jīng)U801-A和U802-A，這樣即同時透過U801-B和U802-B去控制可變電壓單元VC2和VC1的電壓，從而控制電容C808和電容C809的充電電壓再控制振蕩器的頻率。只要是光電偶合器U801和U802有著相同的特性，可變電壓單元VC1和VC2的BA間或B′A′間電壓即相等，沒有了前述用二極管連接時的Q802，電阻R805所產(chǎn)生的電壓問題。
同樣在圖8的第二種同時控制可變電壓單元VC1和VC2的方法中，圖2至圖5的四種構成可變電壓單元的電壓放大裝置的形式也可以應用。
實施例三如圖9所示，還包括串聯(lián)在可變電壓單元VC1、VC2的輸出端A、B和支路1、支路2兩端的電壓傳遞單元，所述電壓傳遞單元包括電容C919并聯(lián)在可變電壓單元VC1、VC2的輸出端A、B之間；
變壓器T902-C電容C919的第一端A正接二極管D915后連接至變壓器T902-C的第一端G，電容C919的第一端A正接二極管D917后連接至變壓器T902-C的第二端H，電容C919的第二端B反接二極管D916后連接至變壓器T902-C的第一端G，電容C919的第二端B反接二極管D909后連接至變壓器T902-C的第二端H，變壓器T902-C的第一端G連接第二二極管D908的正極；電容C918串聯(lián)在第二二極管D908的正極和電容C919的第二端B之間；電阻R918并接在電容C918的兩端；變壓器T902-A第一端G′連接第一二極管D907的正極，第二端H′連接二極管D910的正極后耦合至第一晶體管Q901的主電流導通極；電容C917串聯(lián)在第一二極管D907的正極和二極管D910的負極之間，電阻R917并接在電容C917的兩端；變壓器T902-B第一端連接可飽和變壓器T901-B，第二端連接第一晶體管的主電流導通極。
這種連接方式比較復雜。它多用一個變壓器T902作為可變電壓單元VC1和VC2間電壓數(shù)值傳遞。它的電壓控制集中在變壓器T902-C。當Q901導通時，電流同時流過T902-B和T901-B，T902-C即通過D909向C918充電，同時通過D909及D915向電容C919充電。電容C919的電壓會比C918的電壓少于D909的正向電壓VF。而電容C919是用來提供一個共同參考電壓給電容C918及電容C917，令它們的充電電壓大至相等。與此同時T901C向電容C909充電，電流流經(jīng)電容C909，電容C918，電阻R918，D908，電阻R907流回T901C的另一端。要留心電阻R918的選擇要使放電的電量多于電容C909在使Q902整個開通時間的充電量。使得差額的電量由T902-C提供。這樣電容C919的電壓只會少于電容C918一個VF。
電阻R917亦和電阻R918一樣，它會使電容C917的放電量大于電容C908的充電量，一般來說電阻R917＝R918當Q902導通時，T901-A同時對電容C908和電容C917充電，電流由T901-A的一端流經(jīng)電容C908，電容C917和電阻R917，D907，電阻R906再返回T901-A的另一端，與此同時T902-A亦向電容C917充電，電流由T902-A的一端流向D910，電容C917和電阻R917再回到T902-A的另一端。T902-A向電容C917的充電電壓由T902-C限制，T902-A向C917充電時，T902-C亦向電容C919充電，電流由T902-C的一端流經(jīng)D916，電容C919和Q904，D917再返回T902-C的另一端。由于T902-A的圈數(shù)和T902-C的圈數(shù)相等，所以電容C919的電壓比電容C917少1個VF，即電容C917和電容C918的電壓相等，而電容C908和電容C909的電壓亦相等。
Q904接成如圖二的電壓控制器VC，它可以控制電容C919的電壓，從而控制電容C908和電容C909的電壓，再控制T901-A和T901-C的電壓，從而控制振蕩頻率。
圖2至圖5的電壓控制VC都可用在這個第三種同時控制VC1和VC2的方法。
一般電路變化充放電電容C11，電容C12可只用一個，整個電路的工作也是一樣的，電阻R6和電阻R7可以是零。電容C3和電容C10也可只用其中一個，若只用電容C3，線路連接不需改變，若只用電容C10，則電阻R2和電阻R3接法要調(diào)動一下。電阻R2的一端仍然接在電容C2和電容C3的接點上，電阻R2的另一端接在Q1的基極上。而電阻R3的一端仍然接往Q2的集電極，另一端則接往D6的陽極。這樣接法使在開始第一個振蕩周期的開始是Q1首先導通，然后才是Q2導通，在同時用電容C3和電容C10時也可用這種接法。
由于電容C8，變壓器T1-A，電阻R6及電容C9，變壓器T1-C，電阻R7均是串聯(lián)接法，所以它們的串接位置在串接電路中作任意互換，作用也是沒有分別的?；Q兩組串接次序不對應也是可以的。
D7和VC2及D8和VC1的串接位置可以互換，D7和VC2及D8和VC1的充電路徑可不包括電阻R6及電阻R7，即在圖一的電容C8，變壓器T1-A，電阻R6及電容C9，變壓器T1-C，電阻R7的串接方式中，D7的陰極可接在電阻R6和變壓器T1-A的接點上，而D8的陰極可接在電阻R7和變壓器T1-C的接點上。
由于可飽和變壓器T1-B的電壓降很低，所以電阻R3接在可飽和變壓器T1-B與電感L2-A的接點上也可以，可飽和變壓器T1-B和電感L2-A，振蕩器負載的串接位置可任意互換。如只用電容C3或電容C10，則它和可飽和變壓器T1-B，電感L2-A，振蕩器負載的串接位置也可任意互換。
電阻R4和電阻R5可以是零。
由于電阻R4和電阻R5很小數(shù)值，所以電容C11，D5，電阻R2，電阻R3，VC2，電容C8的接點可接于電阻R4和Q1射極的接點上，而電容C12，D6，VC1，電容C9的接點可接于電阻R5和Q2射極的接點上，整個電路的工作也幾乎不變。
開關晶體管可以是雙極晶體管或金屬氧化膜場效應晶體管MOSFET，外加雙極晶體管使開關管接成成達靈頓晶體管也可。
如前述的可變頻率振蕩電路負載有幾種形式。第一類負載是熒光燈或冷陰極管負載如圖6和圖7所示，這是并聯(lián)諧振的一種形式。如圖6圖7所示的形式，它們都是可調(diào)光暗的。圖6中如果是冷陰極管，則負載只有電容C104和燈管TUB101。
如是普通的熒光燈則有兩種接法，第一種接法的負載為燈管TUB101，諧振電容C107。其它的零件可以不用，包括電感L2-B，電容C106，電感L2-C和電容C105，電容C104等。這種接法，燈管的燈絲電流由電容C107和電感L2-A的諧振電流提供。第二種接法的負載為燈管TUB101，諧振電容C104，電感L102的次級繞組L102-B，L102-C，電容C106和C105，電容C107不用。燈管燈絲電流由電感L2-A的次級L2-B和L2-C提供，電容C105和電容C106的電容值可調(diào)整燈絲電流，只要計算該電容在振蕩頻率的阻抗，就很容易設定燈絲電流。
由上述可知，只要負載的燈管和電容接成并聯(lián)諧振接法，則整個電路就變成可調(diào)光暗的熒光管或冷陰極管鎮(zhèn)流器，如圖7所示的，連接在功率輸出端子E、F兩端的負載，所述負載為兩端并聯(lián)有電容C204、C207的燈管TUB202。當然應用圖2至圖5的不同電壓控制VC和圖6，圖7，圖8，圖9的同時控制VC1和VC2方式都可造成可調(diào)光暗的熒光管或冷陰極管鎮(zhèn)流器。
圖10是第二類負載，是并聯(lián)諧振的另一種形式，整個負載由諧振電容C604，變壓器T602，高速整流子D613，D614，輸出電感L603，輸出電容C616構成，另電容C615是噪聲吸收電容，當電容C604和電感L602諧振時，電容C604兩端產(chǎn)生一個近乎正弦波的電壓，這個電壓經(jīng)變壓器T602-A偶合到T602-B和T602-C，變壓器輸出一個近乎正弦波的交流輸出。如需要交流輸出，可直接在這里提取。這個交流電壓經(jīng)D613和D614作全波整流，整流后當電壓高于電容C616的電壓時，電流流經(jīng)電感L603向電容C616充電，電感L603可以不用的。電容C616上的電壓由另一電壓電流控制電路檢測，若電壓低于設定值時，該電路產(chǎn)生一個控制信號到圖2至9的頻率控制電路中，使頻率降低，輸出能量增加，使輸出電壓升高。若反過來，電容C616的電壓超出設定值，電流電壓控制電路產(chǎn)生一個控制信號到圖2至圖9的頻率控制電路，使振蕩頻率升高，使輸出電壓減少。
在電壓電流控制電路中，若電流超出設定值，它也會發(fā)出信號，使振蕩頻率升高，輸出電壓降低，從而使輸出電流變回設定值，使輸出變成恒流狀態(tài)，使成為恒壓恒流電源。
圖11是第三類負載，它是串聯(lián)諧振的一種形式。諧振電容C704和輸出變壓器初級T702-A串接，T702-A的另一端接諧振電感L702。諧振電感L702可以是利用T702-A的漏感造成不需要獨立地存在。圖10和圖11的分別只在于初級，次級的連接是完全一樣的?？刂品绞揭捕纪耆粯樱谳敵鲭妷夯螂娏魈邥r，電壓電流控制電路使振蕩器頻率升高，輸出電壓或電流相應降低，造成恒壓恒流電源。電感L703也可以不用。
權利要求1.一種可變頻率振蕩電路，包括振蕩單元，響應電源信號，產(chǎn)生振蕩信號并通過功率輸出端子(E、F)輸出至振蕩電路負載，所述振蕩單元包括充放電裝置；第一半波產(chǎn)生裝置串聯(lián)在第一開關晶體管的控制極和主電流導通極之間的支路(1)響應充放電裝置的電流信號，產(chǎn)生周期性變化的第一電壓信號，第一開關晶體管響應支路(1)的第一電壓信號導通或關閉，從而產(chǎn)生第一半波振蕩信號；第二半波產(chǎn)生裝置串聯(lián)在第二開關晶體管的控制極和主電流導通極之間的支路(2)響應充放電裝置的電流信號，產(chǎn)生周期性變化的第二電壓信號，第二開關晶體管響應支路(2)的第二電壓信號導通或關閉，從而產(chǎn)生第二半波振蕩信號；可飽和變壓器與充放電裝置串聯(lián)在振蕩單元的輸出端子(E、F)之間，交替響應第一半波產(chǎn)生裝置和第二半波產(chǎn)生裝置導通時的信號，產(chǎn)生逐漸變大的磁化電流，用于在磁化電流達到主電流或飽和時改變充放電的方向；其特征在于還包括可變電壓單元(VC1、VC2)產(chǎn)生可調(diào)整大小的電壓，輸出端(A、B)分別耦合至支路(1)和支路(2)的兩端，用于控制振蕩單元的振蕩頻率。2.如權利要求1所述的可變頻率振蕩電路，其特征在于所述可變電壓單元(VC1、VC2)包括用于產(chǎn)生可調(diào)電壓的電壓控制裝置和用于將電壓放大的電壓放大裝置，所述電壓放大裝置通過輸出端子(A、B)將電壓信號耦合至振蕩單元的支路(1)和支路(2)的兩端。
3.如權利要求2所述的可變頻率振蕩電路，其特征在于所述電壓放大裝置包含有第三晶體管和相串聯(lián)的第一電阻和第二電阻，第一電阻和第二電阻的串聯(lián)點連接第三晶體管的第一信號輸入極，第一電阻的另一端連接第三晶體管的信號輸出極，第二電阻的另一端連接第三晶體管的第二信號輸入極，第三晶體管的信號輸出極和第二信號輸入極分別連接輸出端子(A、B)。
4.如權利要求3所述的可變頻率振蕩電路，其特征在于所述第三晶體管為NPN三極管、PNP三極管、N通道MOSFET和P通道MOSFET中的一種。
5.如權利要求2所述的可變頻率振蕩電路，其特征在于所述電壓放大裝置包含有穩(wěn)壓管(U404)和相串聯(lián)的第一電阻和第二電阻，第一電阻和第二電阻的串聯(lián)點連接穩(wěn)壓管(U404)的控制腳，第一電阻的另一端連接穩(wěn)壓管(U404)的正極，第二電阻的另一端連接穩(wěn)壓管(U404)的負極，穩(wěn)壓管(U404)的正負極分別連接輸出端子(A、B)。
6.如權利要求2所述的可變頻率振蕩電路，其特征在于所述電壓放大裝置包含有運放器(U504)和相串聯(lián)的第一電阻和第二電阻，第一電阻和第二電阻的串聯(lián)點連接運放器(U504)的反相輸入端，第一電阻的另一端連接運放器(U504)的輸出端(A)，第二電阻的另一端連接輸出端子(B)，運放器(U504)的正相輸入端響應參考電壓(Vref)。
7.如權利要求3至6中任一項所述的可變頻率振蕩電路，其特征在于所述支路(1)和支路(2)結構相同，分別包括串聯(lián)的變壓器和電容，所述可變電壓單元(VC1、VC2)的低電位輸出端(A)分別耦合至第一二極管和第二二極管的正極，第一二極管和第二二極管的負極分別耦合至第一晶體管和第二晶體管的控制極，高電位輸出端(B)耦合至第一晶體管和第二晶體管的主電流導通極。
8.如權利要求7所述的可變頻率振蕩電路，其特征在于所述電壓控制裝置為電位器或可變電壓源，所述電位器或可變電壓源的第一端耦合至第一電阻和第二電阻的串聯(lián)點，所述電位器或可變電壓源的第二端耦合至輸出端子(B)。
9.如權利要求8所述的可變頻率振蕩電路，其特征在于所述電位器或可變電壓源的第一端正接第三二極管之后連接第一電阻和第二電阻的串聯(lián)點，所述電位器或可變電壓源的第二端耦合至輸出端子(B)。
10.如權利要求8所述的可變頻率振蕩電路，其特征在于所述電位器或可變電壓源的兩端串聯(lián)有第一光電偶合器和第二光電偶合器，所述第一光電偶合器和第二光電偶合器的電流輸出端連接第一電阻和第二電阻的串聯(lián)點，電流輸入端連接輸出端子(B)。
11.如權利要求8所述的可變頻率振蕩電路，其特征在于還包括串聯(lián)在可變電壓單元(VC1、VC2)的輸出端(A、B)和支路(1)、支路(2)兩端的電壓傳遞單元，所述電壓傳遞單元包括電容(C919)并聯(lián)在可變電壓單元(VC1、VC2)的輸出端(A、B)之間；變壓器(T902-C)電容(C919)的第一端(A)正接二極管(D915)后連接至變壓器(T902-C)的第一端(G)，電容(C919)的第一端(A)正接二極管(D917)后連接至變壓器(T902-C)的第二端(H)，電容(C919)的第二端(B)反接二極管(D916)后連接至變壓器(T902-C)的第一端(G)，電容(C919)的第二端(B)反接二極管(D909)后連接至變壓器(T902-C)的第二端(H)，變壓器(T902-C)的第一端(G)連接第二二極管的正極；電容(C918)串聯(lián)在第二二極管的正極和電容(C919)的第二端(B)之間，電阻(R918)并接在電容(C918)兩端；變壓器(T902-A)第一端(G′)連接第一二極管的正極，第二端(H′)連接二極管(D910)的正極后耦合至第一晶體管的主電流導通極；電容(C917)串聯(lián)在第一二極管的正極和二極管(D910)的負極之間，電阻(R917)并接在電容(C917)兩端；變壓器(T902-B)第一端連接可飽和變壓器(T901-B)，第二端連接第一晶體管的主電流導通極。
12.如權利要求1所述的可變頻率振蕩電路，其特征在于還包括連接在功率輸出端子(E、F)兩端的負載，所述負載為兩端并聯(lián)有電容的燈管(TUB202)。
專利摘要本實用新型提出了一種可變頻率振蕩電路，包括振蕩單元，響應電源信號，產(chǎn)生振蕩信號并通過功率輸出端子(E、F)輸出至振蕩電路負載，還包括可變電壓單元(VC1、VC2)，產(chǎn)生可調(diào)整大小的電壓，輸出端(A、B)分別耦合至振蕩單元，用于控制振蕩單元的振蕩頻率。該可變頻率的振蕩電路可通過調(diào)節(jié)控制電壓，改變振蕩電路的振蕩頻率，從而使輸出功率可控，有利于節(jié)約能源。
文檔編號H02M7/5383GK2773993SQ200420060459
公開日2006年4月19日 申請日期2004年7月22日 優(yōu)先權日2004年7月22日
發(fā)明者毛燦豪 申請人:毛燦豪