專利名稱：開關(guān)dc－dc變流器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及DC-DC開關(guān)功率轉(zhuǎn)換的領(lǐng)域，特別涉及使用軟開關(guān)方法的這一類開關(guān)變流器，特點(diǎn)是在中高開關(guān)頻率上具有超高效率、高過載能力、體積小、重量輕和高功率密度。
背景技術(shù)：
為了便于在各種量之間比較容易的進(jìn)行描述，本文從頭到尾始終使用下面的符號(hào)1.DC-歷史上是表示直流的簡(jiǎn)化符號(hào)，但現(xiàn)在具有更廣的含義，通常指直接電量(電流和電壓)；2.AC-歷史上是表示交流的簡(jiǎn)化符號(hào)，但現(xiàn)在具有更廣的含義，指所有交變電量(電流和電壓)；3.用小寫字母標(biāo)記瞬時(shí)時(shí)域量，如i1表示電流，v2表示電壓。通常這些瞬時(shí)量包含一個(gè)DC分量，以對(duì)應(yīng)的大寫字母表示，如I1和V2；4.使用Δ表示瞬時(shí)和DC成分之間的差，因此Δi1表示電流i1的脈動(dòng)成分或AC成分；5.輸入開關(guān)S1的負(fù)荷比D表示為D＝tON/TS，其中tON是開關(guān)為ON的時(shí)間，TS是開關(guān)周期，定義為TS＝1/fS，其中fS是不變的開關(guān)頻率。開關(guān)S1在DTS間隔期間閉合(指向ON)；6.輸入開關(guān)S1的互補(bǔ)負(fù)荷比D’表示為D’＝1-D，D’TS是輸入開關(guān)S1指向OFF的間隔。
在過去的二十年里，發(fā)明了大量的DC-DC開關(guān)變流器，主要的目標(biāo)是提高轉(zhuǎn)換效率，減小變流器體積。過去同時(shí)滿足這兩個(gè)目標(biāo)的努力受阻于兩個(gè)主要問題，直到現(xiàn)在看來還是所有DC-DC開關(guān)變流器的固有問題1.由于必須要在AC磁通路徑中插入與DC偏流成正比的氣隙以防止磁芯飽和，所以在變流器輸入或輸出端的濾波電感器中存在大的DC偏流(在一些隔離變流器的隔離變壓器中也存在DC偏流)，導(dǎo)致磁性元件體積大。這也導(dǎo)致磁性材料的使用效率非常低，浪費(fèi)很大。即使是約為1mm(40密耳)的較小氣隙，也會(huì)大大減少總電感。這種電感損耗或通過無限大的增加開關(guān)頻率(從而增加了損耗)，或通過增加磁芯的體積，或通過兩者來補(bǔ)償。
2.現(xiàn)有技術(shù)中的軟開關(guān)方法雖然有助于減小開關(guān)損耗，但有很多缺點(diǎn)，只部分減小了開關(guān)損耗，根據(jù)軟開關(guān)類型，出現(xiàn)下列降低效率的問題，例如a)軟開關(guān)工作需要大電感器AC脈動(dòng)電流(最大DC負(fù)載電流幅度的兩倍以上)，藉此增加了傳導(dǎo)損耗；b)軟開關(guān)取決于諧振電感器，因此在整個(gè)工作負(fù)荷比D范圍內(nèi)是無效的；c)在具有高電壓設(shè)備的隔離變流器初級(jí)端只能實(shí)現(xiàn)部分軟開關(guān)，對(duì)于實(shí)際開關(guān)器件它支配了開關(guān)損耗。
帶有DC偏流的磁飽和參照現(xiàn)有技術(shù)

圖1a所示的典型反向變流器及圖1b伴隨的輸出電感器電流波形，可以最好的理解與磁性元件(電感器和變壓器)DC偏壓相關(guān)的問題。因?yàn)樽兞髌鬏敵鰹樨?fù)載提供DC電源，所以反向變流器中的電感必須通過負(fù)載電流的DC成分，即IDC。因此，它顯然不能設(shè)計(jì)成交流(AC)應(yīng)用中使用的普通電感，如圖2a中的電感器。
現(xiàn)在通過定義關(guān)系式講述在本文中通篇使用的幾個(gè)量1.磁鏈λ是連接所有N個(gè)線圈的總磁通，定義為λ＝NΦ，其中Φ是磁芯中的磁通；2.磁通密度B是單位面積的磁通，定義為B＝Φ/S，其中S是磁芯截面面積；3.電感L定義為λ-i特性曲線的斜率，即L＝λ/i；AC電感器纏繞在磁芯材料上，以充分增加其電感值。例如，典型的鐵氧體磁芯材料在室溫下具有大約μr＝3000的相對(duì)磁導(dǎo)率。因此僅僅通過插入如圖2a所示沒有任何氣隙的磁芯材料，線圈的電感就放大3000倍。對(duì)應(yīng)的磁漏“λ”與電流“i”的特性曲線如圖2b，斜率高表示電感值L高(用磁芯材料可達(dá)到的最大值)。(AC電流引起的)磁漏振幅在磁芯工作特性曲線的中心周圍對(duì)稱分布。即使是圖2b中所示的非常小的DC電流IDC通過線圈，磁芯材料也會(huì)飽和，而不是所希望的大感抗，電感器看起來象短路。因此，為了避免磁芯飽和，所有現(xiàn)有的開關(guān)變流器通過在磁通路中插入一個(gè)氣隙，以“強(qiáng)力”的方式“解決”了這個(gè)DC偏壓?jiǎn)栴}，如圖3a所示。從圖3b無縫隙磁芯和有縫隙磁芯的磁漏特性曲線及它們對(duì)應(yīng)的電感L和Lg可以看出，這顯然減小了與插入氣隙大小成正比的電感值。顯然存在三個(gè)非常有害的因素1.通過插入氣隙，大大減小了電感值。通過包含氣隙，看到初始的無縫隙電感L減小100到1000倍是不稀奇的。為了補(bǔ)償這種電感減小，必須要增加開關(guān)頻率或使用體積更大的磁芯，或者兩者組合使用。
2.對(duì)于鐵氧體材料，由于0.3T(特斯拉)的低飽和磁通密度BSAT而已經(jīng)很小的可用AC磁漏振幅由于磁芯中存在DC偏壓而進(jìn)一步降低了。例如，在典型應(yīng)用中，DC偏壓可以對(duì)應(yīng)0.25T的磁通密度，因此只為疊加的AC磁通密度留下0.05T。AC磁通密度振幅如圖3b中粗線所示。為了增加AC磁通密度振幅，需要體積更大的磁芯或增加開關(guān)頻率，或者兩者都需要。
3.因?yàn)闆]有使用飽和特性曲線的副半部分，所以鐵磁材料的浪費(fèi)甚至更大，從而也浪費(fèi)了另一部分ΔB＝BSAT＝0.3T。
DC偏壓?jiǎn)栴}不只限于所有到目前為止在DC-DC變流器中使用的電感器中，而且還在很多隔離變壓器中存在，例如圖4a中所示的流行的反饋?zhàn)兞髌?。這種變流器提供了電隔離，能夠通過變壓器匝數(shù)比來調(diào)高或調(diào)低電壓，但是與普通的AC線變壓器相比，DC偏壓大，需要一個(gè)如圖4b中所示對(duì)應(yīng)大小的氣隙。因此磁芯在一個(gè)方向上偏置，從而限制了疊加的AC磁通振幅，如圖5所示。
到目前為止，因?yàn)榇驞C偏壓的有害影響，從而定性的引入大氣隙?，F(xiàn)在讓我們也對(duì)設(shè)計(jì)用于5V、100W反向變流器輸出電感器上的DC偏壓影響進(jìn)行量化，該變流器的DC負(fù)載電流為I2＝20A，繞組匝數(shù)為N＝6，纏繞在飽和磁通密度BSAT＝0.3T(特斯拉)的鐵氧體磁芯上，其中BDC＝0.2T用于DC偏壓，剩余的0.1T分配給疊加的AC磁通振幅。為了支持NI＝120的安培匝數(shù)，要根據(jù)方程式1g＝μ0NI/BDC＝30mil＝0.75mm計(jì)算所需的氣隙，其中μ0＝4π10-7H/m是自由空間的磁導(dǎo)率。如果L是沒有氣隙的電感，Lg是氣隙為ls＝0.75mm的電感，那么由L/Lg＝μrlg/lm＝50可得到兩個(gè)電感之比，其中μr是鐵氧體材料的相對(duì)磁導(dǎo)率，對(duì)于開關(guān)變流器中使用的典型材料來說是μr＝3000，1m＝45mm是使用的磁芯磁路徑平均長(zhǎng)度。因此，即使是在只有20A的比較合適的DC電流水平，所給磁芯的最大可用電感也減少了50倍。μr是含有鐵氧體將線圈電感在空心線圈電感上增加的倍數(shù)，在本例中是3000。然后，比值3000/50＝60表示具有氣隙的鐵磁材料將制造時(shí)沒有使用鐵磁材料、但具有相同橫截面的電感器的電感增加了多少。當(dāng)功率更高，特別是DC負(fù)載電流水平更高時(shí)，這會(huì)逐漸變得更為嚴(yán)重。對(duì)于一些千瓦幅度的大功率DC變流器應(yīng)用而言，由于需要大的氣隙來防止飽和，所以看到電感在插入鐵磁材料之后只在沒有任何磁性材料的電感之上增加了2到3倍是不稀奇的。顯然這對(duì)磁性材料是巨大的浪費(fèi)，這些材料能夠在空心線圈的電感上增加3000倍。這也是為什么在隔離變壓器沒有DC偏壓的開關(guān)變流器中，例如隔離Cuk變流器，變壓器在體積和重量上與輸入和輸出電感器所需要的體積和重量相比小了幾倍的原因，輸入和輸出電感器到目前為止支配著開關(guān)變流器的體積和重量，還導(dǎo)致?lián)p耗增加。
在上面的典型例子中，由于在磁路中插入氣隙而產(chǎn)生的電感損耗或通過增加磁芯的截面來補(bǔ)償，這使得變流器的體積更大，或通過將開關(guān)頻率增加一個(gè)幅度量級(jí)來補(bǔ)償，或者使用兩者的組合。即使是在使用軟開關(guān)的情況下，這也顯然會(huì)大大降低總效率。因此，非常希望減少磁芯中的DC偏壓，如果可能的話完全消除DC偏壓。
在過去，進(jìn)行了很多修正這個(gè)DC-DC變流器基本限制的努力，但只取得了非常有限的成功。有一種方法為磁性產(chǎn)品制造商使用，例如Hitachi和TDK。在(Hitachi的)作者Shiraki于1979年5月在Powercon第6次會(huì)議的會(huì)議論文集中發(fā)表的“用反向偏置的鐵氧體磁芯來減少磁性元件體積”一文中，提出在氣隙中加入永久磁鐵，從而通過永久磁鐵的適當(dāng)方向在磁芯中與磁性繞組電流產(chǎn)生的DC偏壓相反的方向上產(chǎn)生反向偏壓，如圖6a所示。實(shí)際結(jié)果是AC磁通振幅現(xiàn)在擴(kuò)展到負(fù)的磁芯磁通擺幅區(qū)域，如圖6c所示，使得磁芯截面和體積的減少高達(dá)50％。TDK公司基于他們的反向偏壓磁芯變型，開發(fā)了一種PCH磁芯陣，由TDK公司的Nakamura和Ohta于1982年7月在Powercon第9次會(huì)議的會(huì)議論文集中的“一種新型反向偏壓扼流圈”一文中發(fā)表。
但是請(qǐng)注意，兩種方法都具有額外的氣隙，根據(jù)圖6b和圖6c中所示下降的“粗線”斜率工作。因此，從其無縫隙磁芯的最大電感能力(圖6b和圖6c中的虛線)仍然有大的電感減少。顯然，磁芯只能支持設(shè)計(jì)好的最大DC安培匝數(shù)。如果超過了，那么磁芯會(huì)飽和，失去過載能力。因?yàn)橛谰么盆F提供了與DC負(fù)載電流無關(guān)的固定反向偏壓，所以在沒有負(fù)載電流情況下，磁通完全符合磁通飽和特性曲線的負(fù)部分(圖6c)。實(shí)際上，永久磁鐵產(chǎn)生了最大容許偏壓，但是是在負(fù)(反)方向上。這在后面可與本發(fā)明的新型DC變流器相比，本發(fā)明的新型DC變流器有一個(gè)自動(dòng)的自平衡，這樣在任意DC負(fù)載電流的情況下，磁芯中的凈DC偏壓和DC磁通都為零。
除了上述有限的性能提高，其它的應(yīng)用限制，如插入永久磁鐵的特殊磁芯增加了成本、由于永久磁鐵增加的磁芯損耗而產(chǎn)生的額外損耗等，使這種方法沒有吸引力，現(xiàn)在看來要被這兩家公司放棄。
另一種減少或消除DC偏壓?jiǎn)栴}的嘗試是使用特殊的變流器電路結(jié)構(gòu)，而不是特殊的磁芯結(jié)構(gòu)。美國專利號(hào)5,166,869中提出了這樣一種方法，是Bryce L.Hesteman在“輔助電子功率變流器”中發(fā)表的，文中介紹了一種“輔助變流器”。這種變流器將輸入和輸出電感器組合成一個(gè)耦合電感結(jié)構(gòu)，其中由輸入電感器DC電流產(chǎn)生的DC磁通被輸出電感器DC電流產(chǎn)生的磁通所抵消。所提出的變流器的主要缺點(diǎn)在于它只能夠產(chǎn)生固定的輸入到輸出電壓轉(zhuǎn)換比，由兩個(gè)繞組固定的匝數(shù)比確定。因此它不能提供通過開關(guān)的脈沖寬度調(diào)制來調(diào)節(jié)電壓，即使是在有限的輸入電壓范圍上。從另一個(gè)角度看，有其它固定轉(zhuǎn)換比的變流器，例如50％的從動(dòng)橋型變流器，其對(duì)于輸入或輸出濾波都不需要帶有DC偏壓電流的電感器，因此不存在DC偏壓?jiǎn)栴}。
因此，最希望的目標(biāo)是有一個(gè)轉(zhuǎn)換比可變、能夠處理寬范圍的輸入電壓、提供可調(diào)節(jié)輸出，同時(shí)完全消除DC偏壓或使其大大減少的開關(guān)變流器。
另一種可能的方法是將輸入和輸出電感器繞組組合成一個(gè)普通的耦合電感器結(jié)構(gòu)，如圖7a所示，這是S.Cuk和R.D.Middlebrook在美國專利號(hào)4,184,197“DC-DC開關(guān)變流器”和S.Cuk在美國專利號(hào)4,257,087“具有零輸入和輸出脈動(dòng)電流和集成磁路的DC-DC開關(guān)變流器”中提出的。如在上面專利中所述的，將兩個(gè)繞組組合在一個(gè)共用磁芯上的基本先決條件是在耦合之前有相同的AC電壓通過兩個(gè)電感器，并在負(fù)荷比為D的寬工作范圍內(nèi)保持AC電壓匹配，如圖7b中用于圖7a變流器的相同的AC電壓波形(負(fù)荷比為D1和D2)所示。在實(shí)際應(yīng)用中，象下面要解釋的，由于在兩個(gè)繞組之間總是存在漏電感，所以能夠適當(dāng)承受少量的AC電壓失配。
因?yàn)锳C電壓是相同的，所以在同一磁芯上以耦合電感器結(jié)構(gòu)放置兩個(gè)繞組提出的要求是要有相同的匝數(shù)N(AC電壓比等于理想變壓器中的匝數(shù)比)，原因是簡(jiǎn)化模型中沒有包含漏電感。正確理解在耦合電感器和集成磁結(jié)構(gòu)中標(biāo)定的AC電壓極性(圖7a中用點(diǎn)標(biāo)記端標(biāo)記的極性)以及瞬時(shí)電流和DC電流(圖7a中的電流i1、i2和它們的DC成分I1、I2)相對(duì)于這些點(diǎn)標(biāo)記的實(shí)際方向，不僅對(duì)理解以前的發(fā)明是非常重要的，而且對(duì)于理解本發(fā)明也是至關(guān)重要的。
請(qǐng)注意這種耦合電感器結(jié)構(gòu)和變壓器之間的差別。圖7a中耦合電感器中的輸出電感器瞬時(shí)電流i2流入點(diǎn)標(biāo)記端，而在AC變壓器中，次級(jí)電流i2流出點(diǎn)標(biāo)記端。顯然，圖8a和圖8b兩個(gè)對(duì)應(yīng)的獨(dú)立電感器的氣隙g1和g2相加，得到用于圖9a耦合電感器磁芯結(jié)構(gòu)的較大的氣隙g1+g2。因此，耦合電感器結(jié)構(gòu)中負(fù)載電流的對(duì)應(yīng)DC成分I2也流入點(diǎn)標(biāo)記端。所以，產(chǎn)生的DC磁通Φ1和Φ2加到一起(圖9a)，得到圖9b的復(fù)合磁通-安培匝數(shù)特性曲線。請(qǐng)注意，由于總氣隙較大，圖9b中總有效磁導(dǎo)P(以及對(duì)應(yīng)的電感)還較圖8c和圖8d中獨(dú)立磁芯的磁導(dǎo)進(jìn)一步減少了。
耦合電感器結(jié)構(gòu)的主要優(yōu)點(diǎn)是它可以大大減少輸出端的脈動(dòng)電流，甚至產(chǎn)生零輸出脈動(dòng)電流，如在美國專利號(hào)4,184,197中首次提出的。如在美國專利號(hào)5,790,005“低剖面耦合電感器和集成磁性元件”中所述，發(fā)明人E.Santi和S.Cuk揭示氣隙的位置在零脈動(dòng)電流調(diào)整中起到關(guān)鍵性的作用。當(dāng)氣隙象圖10a一樣單獨(dú)放置在輸入電感器端時(shí)，總漏電感LL實(shí)際上只出現(xiàn)在輸出電感器端，如在圖10b的模型中。因?yàn)閳D7a的變流器在輸入和輸出電感器產(chǎn)生相同的AC電壓，所以通過這個(gè)漏電感的凈AC電壓為零(Δv＝vL1-vL2＝0)，使得輸出電感器中的脈動(dòng)電流為零(Δi2＝0)。
請(qǐng)注意，由于氣隙的存在，輸入電感器上的脈動(dòng)電流仍然相當(dāng)大。減小此脈動(dòng)的唯一方法是減小氣隙。因此，可以嘗試將圖9a耦合電感器故意連接成圖7a的變流器，使得輸出電感器的點(diǎn)標(biāo)記端反向，象在圖11a中一樣連接到二極管CR1和電容C1之間的節(jié)點(diǎn)。請(qǐng)注意，通過這樣的連接，輸出電感器的DC電流I2將流出點(diǎn)標(biāo)記端。因此，至少對(duì)一個(gè)負(fù)荷比D＝0.5，且假設(shè)兩個(gè)繞組上使用的匝數(shù)相等，那么在耦合電感器磁芯中可以實(shí)現(xiàn)DC磁通的完全消除。所以由于去掉了兩個(gè)繞組的DC安培匝數(shù)，就可以去掉氣隙。但是，即使是對(duì)這種單工作點(diǎn)也不可能消除脈動(dòng)電流，因?yàn)閳D11b中的模型清楚的指出小的剩余漏電感現(xiàn)在將受一個(gè)比輸入電感器AC電壓vL1大兩倍的AC電壓控制，導(dǎo)致在輸入和輸出兩個(gè)電感器中存在巨大的循環(huán)脈動(dòng)電流。
顯然，所需要的是一種特殊的開關(guān)變流器，本質(zhì)上它在輸入和輸出電感器繞組中的DC電流流動(dòng)方向相反(分別是流入點(diǎn)標(biāo)記端和流出點(diǎn)標(biāo)記端)，但是兩個(gè)電感器繞組處的各個(gè)AC電壓波形在各自的點(diǎn)標(biāo)記端應(yīng)該是彼此同相的。進(jìn)一步的約束是AC電壓和DC電流兩者都具有相同或近似匹配的量值。還有另外的約束是在寬工作范圍內(nèi)，即負(fù)荷比D的寬范圍內(nèi)保持上面的相互關(guān)系。請(qǐng)注意，實(shí)際是第一個(gè)約束，相反的DC電流流向(用于減少凈DC安培匝數(shù)，如果沒有完全消除的話)和各個(gè)AC電壓波形同相，在圖7a中的變流器以及過去提出的其它所有耦合電感器和集成磁結(jié)構(gòu)中都沒有實(shí)現(xiàn)。
在大量具有輸入和輸出電感器的可能開關(guān)變流器之中只有少數(shù)恰好滿足將它們耦合到一個(gè)共用磁芯上的首要條件，即具有相同的AC電壓波形。因此，加以額外的甚至更為嚴(yán)格的約束，例如相反的DC電流流向以及它們的幅度匹配，最初可能顯得太限制了，根本就不能達(dá)到。但是如本發(fā)明將要說明的，事實(shí)并非如此。
軟開關(guān)的優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)因?yàn)閷⒆兞髌鞲⌒突尿?qū)動(dòng)不可避免的將開關(guān)頻率推動(dòng)到非常高的水平，如100KHz，甚至高達(dá)1MHz，所以開關(guān)變流器的另一個(gè)關(guān)鍵性能特性是能夠減少多少開關(guān)損耗。造成的開關(guān)損耗增加以及產(chǎn)生的電磁干擾(EMI)噪聲促使發(fā)明了軟開關(guān)方法，從而抑制這兩點(diǎn)不足。
C.Henze、H.C.Martin和D.W.Parsley在“使用脈沖寬度調(diào)制的高頻功率變流器中的零電壓開關(guān)”，IEEE Applied PowerElectronics Conference，(IEEE Publication 88CH2504-9)pp33-40，1998，使用反向變流器為例，說明了一種現(xiàn)有技術(shù)中的方法，提供了基本DC-DC變流器中的軟開關(guān)。
為了在恒定開關(guān)頻率上獲得無損耗、零電壓的開關(guān)，使用實(shí)際上用MOSFET晶體管實(shí)現(xiàn)的組合電流雙向開關(guān)S和S’(當(dāng)一個(gè)開關(guān)為ON時(shí)另一個(gè)為OFF，反之亦然)替換常用的晶體管二極管。MOSFET晶體管包括一個(gè)反并聯(lián)“體”二極管和一個(gè)漏極到源極的寄生電容，因此能夠以二極管和電容并聯(lián)的理想開關(guān)S和S’來模型化，如圖12a-d所示?？傞_關(guān)周期由兩個(gè)開關(guān)S和S’正確的驅(qū)動(dòng)定時(shí)分成四個(gè)間隔，如圖13所示。請(qǐng)注意，使用兩個(gè)可控開關(guān)，在兩個(gè)開關(guān)都為OFF期間引入兩個(gè)定義好的轉(zhuǎn)換間隔。第一個(gè)轉(zhuǎn)換間隔(圖13中的tN)，開始于開關(guān)S指向OFF的時(shí)候(如圖12a中)，也就是“自然”轉(zhuǎn)換，(DTS到D’TS轉(zhuǎn)換，或簡(jiǎn)稱為D到D’轉(zhuǎn)換，其中D’＝1-D)，因?yàn)橹皇菍㈤_關(guān)S指向OFF，必然為正的電感器電流(在圖12a中以電流源表示)為開關(guān)S的寄生電容CS充電，為開關(guān)S’的寄生電容CS’放電，直到電容CS’被完全放電，在這一時(shí)刻開關(guān)S’的體二極管將電壓鉗位在零，防止了對(duì)開關(guān)S’的寄生電容CS’反向充電。在這一時(shí)刻，因?yàn)镃S’的電荷已經(jīng)遷移到開關(guān)S的電容CS上(充電到Vg)，所以開關(guān)S’可以以零開關(guān)損耗指向ON(圖12b)。為了在D’到D轉(zhuǎn)換期間進(jìn)行反向操作，需要反向的、即負(fù)的電感器電流。完成這一目標(biāo)的最簡(jiǎn)單方法是設(shè)計(jì)具有大脈動(dòng)電流的輸出電感器，使其脈動(dòng)電流峰-峰值至少是最大DC負(fù)載電流的2.5到3倍。如圖13中電感器電流波形所示，瞬間電感器電流在某些點(diǎn)將反轉(zhuǎn)方向(見圖12c)，好像是幅度為IN的負(fù)電流源。就在互補(bǔ)間隔D’TS結(jié)束之前，開關(guān)S’指向OFF，開始所謂的“強(qiáng)制”轉(zhuǎn)換(因?yàn)殡娐吩O(shè)計(jì)有意的將電感器電流強(qiáng)迫變成負(fù)值)。在該強(qiáng)迫轉(zhuǎn)換間隔期間(圖13中的tF)，發(fā)生了相反的過程這個(gè)負(fù)向電感器電流為開關(guān)S’的寄生電容CS’充電，為開關(guān)S的寄生電容CS放電，直到其電壓VS為零。在這一時(shí)刻，體二極管將開關(guān)S上的電壓鉗位到零，使得開關(guān)能夠以無損耗的方式在零電壓處指向ON。因此提供了存儲(chǔ)在寄生電容CS和CS’中電荷的再循環(huán)，而不是象在“硬開關(guān)”中浪費(fèi)了每次再循環(huán)。
雖然能夠以這種非常簡(jiǎn)單的方式達(dá)到無損耗的開關(guān)，而且加在開關(guān)上的電壓與沒有軟開關(guān)的基本PWM變流器相同，但一個(gè)很大的缺點(diǎn)是為了在所有工作條件下完成軟開關(guān)，輸出電感器脈動(dòng)電流的幅度必須大于兩倍的最大DC負(fù)載電流。顯然為了完成強(qiáng)制轉(zhuǎn)換，這種軟開關(guān)方法需要產(chǎn)生大脈動(dòng)電流，從而在D’TS間隔結(jié)束之前獲得負(fù)的瞬時(shí)電感器電流。這又增加了傳導(dǎo)損耗，從而減少了由開關(guān)損耗減少得到的節(jié)省。此外，為了承受這個(gè)大脈動(dòng)電流并減小輸出脈動(dòng)電壓，需要增加輸出電容的體積。
A.Pietkiewicz、S.Cuk和M.Brkovic在美國專利號(hào)5,539,630“使用隔離變壓器次級(jí)端上的電壓雙向開關(guān)的軟開關(guān)隔離DC-DC變流器”中提出了另一種不需要大電感器脈動(dòng)電流的軟開關(guān)方法，用于橋式變流器。在其軟開關(guān)半橋變流器中，DC負(fù)載電流反射到初級(jí)端，實(shí)現(xiàn)初級(jí)的高電壓開關(guān)轉(zhuǎn)換，因此不需要任何脈動(dòng)電流來實(shí)現(xiàn)初級(jí)端的軟開關(guān)。但是該方法需要兩個(gè)次級(jí)端上的電壓雙向開關(guān)(各由一個(gè)MOSFET晶體管和一個(gè)二極管串聯(lián)實(shí)現(xiàn))，由于較高的壓降和過多的傳導(dǎo)損耗，不完全適合低輸出DC電壓的應(yīng)用。
在現(xiàn)有技術(shù)中已經(jīng)提出了很多各種各樣的諧振變流器及其變型，例如準(zhǔn)諧振和多諧振變流器。諧振變流器是一個(gè)功率變流器，其中一個(gè)或多個(gè)開關(guān)波形(開關(guān)電壓或開關(guān)電流)變形為正弦阻尼振蕩波形，具有零電壓或零電流交叉點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)對(duì)應(yīng)的零電壓或零電流開關(guān)，從而減小了開關(guān)損耗。即使這些諧振變流器有效的減小了開關(guān)損耗，但其特殊的工作特性大大增加了設(shè)備上的RMS電流或電壓應(yīng)力，因此最終增加了傳導(dǎo)損耗，藉此抵消了由于減少的開關(guān)損耗而帶來的節(jié)省。
根據(jù)上述評(píng)述，顯然需要一種新的軟開關(guān)方法，在不引入所有其它與現(xiàn)有技術(shù)中軟開關(guān)方法關(guān)聯(lián)的不希望特性的情況下減小開關(guān)損耗，藉此保持高的總效率。本發(fā)明提出了這種新型軟開關(guān)方法，盡管方法簡(jiǎn)單，但只需要正確的開關(guān)器件驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)就能夠?qū)崿F(xiàn)幾乎完全消除開關(guān)損耗。此外，在整個(gè)負(fù)荷比工作范圍都保持這種低開關(guān)損耗。
雖然過去已經(jīng)取得了很大進(jìn)展，但在能夠更多的提高效率和減小體積之前，需要解決兩個(gè)基本問題1.目前開關(guān)DC-DC變流器使用具有大氣隙的磁性元件，以避免由于其繞組中的DC電流而造成的飽和以及出現(xiàn)DC磁通。通過增加開關(guān)頻率或增加磁芯體積，或通過兩者來補(bǔ)償大的電感損耗，結(jié)果直接降低了效率，增加了磁芯的體積和重量，并隨之增加了變流器的體積和重量。需要有使用新型磁性電路的變流器，消除磁芯中的DC磁通，從而能夠在不使用氣隙和不浪費(fèi)任何DC能量存儲(chǔ)的情況下在鐵氧體磁芯上構(gòu)造磁性元件。在這種情況下，即使是使用小體積的磁性材料和中等開關(guān)頻率，也將充分利用鐵氧體材料的能力產(chǎn)生大電感并有效提供濾波。
2.過去提出了很多軟開關(guān)方法，在產(chǎn)生有利的零電壓開關(guān)和減少開關(guān)損耗的同時(shí)，典型的增加了傳導(dǎo)損耗或與其脈沖寬度調(diào)制(PWM)驅(qū)動(dòng)相比大大增高了設(shè)備上的電壓或電流應(yīng)力，因此最終導(dǎo)致抵消了節(jié)省。所以需要不具有這種有害的附帶損耗機(jī)制的軟開關(guān)方法。
下面講述的新型DC變壓器軟開關(guān)變流器和隔離DC變壓器軟開關(guān)變流器成功的解決了上面兩個(gè)問題。
發(fā)明概述本發(fā)明的主要目標(biāo)是提供一種軟開關(guān)DC-DC變流器，通過使用一種名為DC變壓器的新磁性設(shè)備和新型軟開關(guān)方法，同時(shí)滿足效率高、過載能力高、體積小、重量輕、輸入和輸出脈動(dòng)電流低和EMI噪聲低。
另一個(gè)目標(biāo)是提供使用特殊磁性設(shè)備——DC變壓器——的軟開關(guān)DC-DC變流器，該設(shè)備將變流器的所有磁性元件組合成一個(gè)磁芯，實(shí)現(xiàn)總DC安培匝數(shù)為零、DC磁通為零，從而使磁芯中沒有氣隙。傳統(tǒng)的獨(dú)立電感器或耦合電感器和集成磁性結(jié)構(gòu)的DC磁通大，因此需要包含一個(gè)大氣隙來防止磁芯飽和以及隨之產(chǎn)生的大電感損耗和相應(yīng)的性能下降。這種磁路徑中沒有氣隙的DC變壓器DC輸出電流過載能力高、體積小、重量輕，并提供了所希望的無脈動(dòng)DC輸入和DC負(fù)載電流。存儲(chǔ)的DC能量也減小到零，從而相應(yīng)增加了效率。
還有另一個(gè)目標(biāo)是通過使用三個(gè)新型軟開關(guān)方法，達(dá)到進(jìn)一步增加效率和減少DC-DC開關(guān)變流器的體積。區(qū)分所有三種新型軟開關(guān)方法的是在任何現(xiàn)有技術(shù)開關(guān)變流器中都沒有的獨(dú)特的性能特性零電壓開關(guān)和損耗消除對(duì)任何工作點(diǎn)，即對(duì)任何負(fù)荷比D都是有效的。這又使得在穩(wěn)壓電源應(yīng)用的整個(gè)寬輸入電壓范圍內(nèi)達(dá)到最高的效率。新型軟開關(guān)技術(shù)中的兩種應(yīng)用于非隔離變流器形式，稱作“對(duì)稱”和“非對(duì)稱”軟開關(guān)，只有驅(qū)動(dòng)三個(gè)電流雙向開關(guān)和一個(gè)電壓雙向開關(guān)(所有四個(gè)都可以是MOSFET型半導(dǎo)體開關(guān))的定時(shí)調(diào)整提供了相當(dāng)大的開關(guān)損耗減少。第三種新型軟開關(guān)方法在隔離變流器形式中實(shí)現(xiàn)，只需要正確的開關(guān)器件驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)，達(dá)到幾乎完全消除整個(gè)工作范圍上的開關(guān)損耗。隔離變壓器的漏電感只用于進(jìn)一步提高已經(jīng)是低損耗的軟開關(guān)工作。
一種DC變壓器軟開關(guān)變流器實(shí)現(xiàn)了這些及其它目標(biāo)，該變流器在一個(gè)共用磁芯上放置了輸入、中間和輸出電感器繞組，形成了一個(gè)有效的非隔離DC變壓器。
然后執(zhí)行標(biāo)準(zhǔn)AC電壓測(cè)試，確定DC變壓器繞組AC電壓同相的一端，這些端稱作點(diǎn)標(biāo)記端，連接如下輸入電感器點(diǎn)標(biāo)記端連接到輸入DC源極端、輸出電感器點(diǎn)標(biāo)記端連接到輸出DC負(fù)載端、中間電感器點(diǎn)標(biāo)記端連接到共用輸入端和共用輸出端。輸入電容連接在輸入電感器和中間電感器的未標(biāo)記端之間。輸入開關(guān)周期性的連接輸入電感器的未標(biāo)記端和共用輸入端，與連接輸出電感器未標(biāo)記端和共用輸出端的輸出開關(guān)同步工作，即兩個(gè)開關(guān)在間隔DTS中都為ON，在互補(bǔ)間隔D’Ts＝(1-D)TS中都為OFF?；パa(bǔ)輸出開關(guān)周期性的連接輸出電感器未標(biāo)記端和中間電感器的未標(biāo)記端。然后一個(gè)包括串聯(lián)的互補(bǔ)輸入開關(guān)(與互補(bǔ)輸出開關(guān)同步工作)和輔助電容的支路連接到變流器，使得在互補(bǔ)間隔D’TS期間通過輔助電容的電流等于輸入電感器電流和中間電感器電流的和減去輸出電感器電流，其中輸入電感器電流和中間電感器電流流入其點(diǎn)標(biāo)記端，輸出電感器電流流出其點(diǎn)標(biāo)記端。所有三個(gè)繞組采用的相同數(shù)量的線圈確?？侱C安培匝數(shù)為零，確保磁通路中沒有氣隙的DC變壓器提供高DC過載能力。以上DC變壓器到剩余開關(guān)變流器電路的正確連接對(duì)于DC變壓器的全部性能是必須的。
在很多實(shí)際應(yīng)用中需要電源和負(fù)載之間的電隔離。這是在本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方案中通過用隔離變壓器替換中間電感器來實(shí)現(xiàn)的，隔離變壓器既提供了電隔離，又提供了額外的、等于隔離變壓器次級(jí)與其初級(jí)匝數(shù)的匝數(shù)比的輸出DC電壓的電壓縮放因子。此外，隔離變壓器的漏電感還提高了隔離DC變壓器變流器新型DC軟開關(guān)工作效率。
假定隔離DC變壓器繞組保留中間電感器繞組的電標(biāo)記極性，并假定象下面這樣選擇匝數(shù)輸入電感器的匝數(shù)等于變壓器初級(jí)的匝數(shù)，輸出電感器的匝數(shù)等于變壓器次級(jí)的匝數(shù)，則該隔離DC變壓器保留了其非隔離DC變壓器相對(duì)物的特性。這確保了總DC安培匝數(shù)為零，磁通路中沒有氣隙的新型磁性元件-隔離DC變壓器-提供高DC過載能力。以上隔離DC變壓器到剩余開關(guān)變流器結(jié)構(gòu)的正確連接對(duì)于隔離DC變壓器的全部性能是必須的。
本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方案有一個(gè)額外的磁臂，在其上面沒有繞組，但具有增加輸出電感器繞組有效漏電感并藉此減小輸出電感器脈動(dòng)電流的合適氣隙。
在本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方案中，非隔離DC變壓器軟開關(guān)變流器只使用MOSFET型開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)來實(shí)現(xiàn)“對(duì)稱”或“不對(duì)稱”軟開關(guān)，從而完全消除支配變流器開關(guān)損耗的輸入高電壓開關(guān)的開關(guān)損耗，并大大減小輸出低電壓開關(guān)器件的開關(guān)損耗。調(diào)整驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)，使得每個(gè)開關(guān)周期TS具有兩個(gè)轉(zhuǎn)換間隔。第一個(gè)轉(zhuǎn)換間隔(D到D’)在對(duì)稱軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)中稱作“自然”轉(zhuǎn)換間隔，當(dāng)輸出開關(guān)S2指向OFF時(shí)開始(與傳統(tǒng)方法中相反，其中D到D’轉(zhuǎn)換中的軟開關(guān)是通過將第一輸入開關(guān)S1指向OFF來開始的)。當(dāng)互補(bǔ)輸出開關(guān)S’2和互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1各自的電壓減小到零時(shí)，這些開關(guān)以理想的零開關(guān)損耗指向ON。當(dāng)互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1指向OFF時(shí)開始通常稱作“強(qiáng)制”轉(zhuǎn)換的第二轉(zhuǎn)換間隔(D’到D)。當(dāng)輸入開關(guān)S1的電壓減小到零時(shí)，那么該開關(guān)以零開關(guān)損耗指向ON，同時(shí)輸出開關(guān)S2的電壓減小到電平-Vg(負(fù)的輸入電壓)，然后以大大減小的開關(guān)損耗指向ON，結(jié)束對(duì)稱軟開關(guān)周期。兩個(gè)軟開關(guān)轉(zhuǎn)換與DC負(fù)載電流無關(guān)，只與輔助電容AC電流有關(guān)，因此得到相等的轉(zhuǎn)換間隔和輸出開關(guān)兩端對(duì)稱的電壓波形，所以稱作對(duì)稱軟開關(guān)。與傳統(tǒng)軟開關(guān)方法相反，這種對(duì)稱軟開關(guān)在消除任何工作負(fù)荷比D的開關(guān)損耗方面是等效的。
在不對(duì)稱軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)的情況下，當(dāng)輸出開關(guān)S1指向OFF時(shí)開始稱作“自然”轉(zhuǎn)換的第一個(gè)間隔(D到D’)。當(dāng)互補(bǔ)輸出開關(guān)和互補(bǔ)輸入開關(guān)各自的電壓減小到零時(shí)，這些開關(guān)以理想的零開關(guān)損耗指向ON。以與對(duì)稱軟開關(guān)情況中相同的方式完成第二轉(zhuǎn)換間隔(D’到D)，因此達(dá)到輸入開關(guān)S1的零開關(guān)損耗并大大減小輸出開關(guān)S2的開關(guān)損耗。D到D’轉(zhuǎn)換與DC負(fù)載電流和輔助電容AC電流都有關(guān)，而D’到D轉(zhuǎn)換只與輔助電容AC電流都有關(guān)，因此得到不相等的轉(zhuǎn)換間隔，輸出開關(guān)兩端的電壓波形不對(duì)稱，所以稱作不對(duì)稱軟開關(guān)。這種不對(duì)稱軟開關(guān)完全與對(duì)稱軟開關(guān)一樣，對(duì)于任何工作負(fù)荷比D都是等效的。
在本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方案中，新型軟開關(guān)方法是在隔離DC變壓器軟開關(guān)變流器中實(shí)現(xiàn)的。軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)又是只依賴于三個(gè)電流雙向電流開關(guān)和一個(gè)電壓雙向開關(guān)的正確驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)來完成所有三個(gè)雙向開關(guān)的完全零電壓軟開關(guān)以及實(shí)現(xiàn)電壓雙向開關(guān)上減少了的、可以忽略的損耗。
與其它所有在工作中包含漏電感的軟開關(guān)方法截然不同的是，該軟開關(guān)方法，特別是在其D’到D轉(zhuǎn)換中，因?yàn)镈’到D轉(zhuǎn)換只取決于開關(guān)的正確驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)和輔助電容AC脈動(dòng)電流，而與漏電感的任意特定值無關(guān)，所以不依靠開關(guān)的漏電感和寄生電容的諧振來完成軟開關(guān)。通過在D’到D轉(zhuǎn)換間隔使輸出開關(guān)斷開將有效防止漏電感的諧振。
但是，這種新的軟開關(guān)工作中存在漏電感有助于進(jìn)一步提高軟開關(guān)的性能a)由于互補(bǔ)輸出開關(guān)的體二極管的反向恢復(fù)時(shí)間，減少了損耗；b)將開關(guān)損耗限制在只有輸出開關(guān)的硬開關(guān)損耗，并消除互補(bǔ)輸出開關(guān)的硬開關(guān)損耗；c)將D到D’轉(zhuǎn)換從兩個(gè)子間隔(非隔離變流器的對(duì)稱和不對(duì)稱軟開關(guān)中都存在)減少到輸入開關(guān)S1電壓快速上升的單個(gè)間隔，從而使該轉(zhuǎn)換顯著短于非隔離變流器的對(duì)稱或不對(duì)稱軟開關(guān)中的轉(zhuǎn)換。
最后，確保了隔離DC變壓器變流器的新型軟開關(guān)運(yùn)行在任意工作負(fù)荷比D，從而對(duì)于寬范圍的輸入DC電壓改變是有效的。同樣的，這種新型軟開關(guān)工作不依賴漏電感來保證其基本工作。因?yàn)檫@種特性，這種軟開關(guān)工作在寬范圍的開關(guān)頻率上都非常有效。這又能夠在對(duì)效率沒有不利影響的情況下增加開關(guān)頻率并相應(yīng)的減小體積。但是要獲得所有這些好處，必須要實(shí)現(xiàn)驅(qū)動(dòng)所有四個(gè)開關(guān)的特定順序和定時(shí)。
調(diào)整驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)，從而在每個(gè)開關(guān)周期TS中提供兩個(gè)轉(zhuǎn)換間隔。通過將輸出開關(guān)指向OFF開始第一轉(zhuǎn)換間隔。當(dāng)互補(bǔ)輸出開關(guān)和互補(bǔ)輸入開關(guān)各自的電壓減小到零時(shí)，這些開關(guān)以理想的零開關(guān)損耗指向ON。該轉(zhuǎn)換間隔只依賴DC負(fù)載電流。通過將互補(bǔ)輸入開關(guān)指向OFF開始第二轉(zhuǎn)換間隔。當(dāng)輸入開關(guān)S1的電壓減小到零時(shí)，該開關(guān)以零開關(guān)損耗指向ON，同時(shí)輸出開關(guān)S2的電壓減小到負(fù)電壓電平Vg/n，其中Vg是輸入電壓，n是隔離變壓器降壓比，然后以大大減小的開關(guān)損耗指向ON。該轉(zhuǎn)換間隔只依賴較小的輔助電容AC電流，因此該轉(zhuǎn)換短于D’到D轉(zhuǎn)換。
在附加權(quán)利要求中詳細(xì)的陳列了作為本發(fā)明特性的新型特征。當(dāng)結(jié)合附圖閱讀下列描述時(shí)將最好的理解本發(fā)明。
附圖簡(jiǎn)述圖1a說明了現(xiàn)有技術(shù)中的反向變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，圖1b說明了關(guān)于反向變流器例子，說明開關(guān)DC-DC變流器中除了三角AC脈動(dòng)電流分量之外還有DC偏流IDC。
圖2a說明了一種沒有DC電流分量、通過在磁芯材料中不包含氣隙而實(shí)現(xiàn)的純AC電感器，圖2b顯示了圖2a AC電感器的磁鏈-電流特性曲線。
圖3a說明了一種具有DC偏壓電流的電感器，為了防止鐵磁體磁芯材料飽和，在磁路中必須包含一個(gè)氣隙，圖3b顯示無氣隙的磁芯電感L大大減少到有氣隙g的電感Lg。
圖4a是一種現(xiàn)有技術(shù)中的反饋?zhàn)兞髌鳎瑘D4b說明了該反饋?zhàn)兞髌鞯淖儔浩鞅仨氂幸粋€(gè)氣隙。
圖5顯示了由于磁芯中存在所需的氣隙，圖4a的反饋?zhàn)兞髌鞯淖儔浩鞔呕姼写蟠鬁p小。
圖6a顯示了一種在特殊磁芯結(jié)構(gòu)上實(shí)現(xiàn)的電感器，該電感器除了氣隙和鐵磁體材料之外，還在磁通路中插入了一個(gè)小的永久磁鐵以提供一個(gè)固定的反向偏壓。圖6b說明了永久磁鐵反向偏壓由于繞組中的高DC電流而對(duì)正DC偏壓產(chǎn)生的影響。圖6c說明，磁通振幅被限制在電感器繞組中小或零DC電流的磁通飽和特性曲線的負(fù)部分。
圖7a是現(xiàn)有技術(shù)中的耦合電感器Cuk變流器，圖7b顯示了耦合之前兩個(gè)電感器上相同的AC電壓波形(對(duì)于兩個(gè)不同的負(fù)荷比D1和D2)，這是它們集成到一個(gè)共用磁芯上的條件。
圖8a和圖8b顯示了當(dāng)圖7a中的各個(gè)電感器分開使用時(shí)，必須有適當(dāng)?shù)臍庀?，圖8c和圖8d反應(yīng)了各個(gè)電感器由于它們各自的氣隙而產(chǎn)生的電感值下降。
圖9a說明了耦合電感器實(shí)現(xiàn)必須要有一個(gè)氣隙，是原來圖8a和圖8b兩個(gè)分離電感器的氣隙的和，圖9b顯示了復(fù)合磁通-安培匝數(shù)特性曲線，由于氣隙增加，電感值下降更高。
圖10a顯示了一種氣隙集中在輸入電感器繞組一端的耦合電感器實(shí)現(xiàn)，這形成了漏電感完全集中在輸出電感器繞組端的電路模型，因此說明輸出電感器繞組中脈動(dòng)電流為零。
圖11a顯示了一種和極性與圖7a中相反的輸出電感器繞組相連、使DC安培匝數(shù)減少的耦合電感器磁性元件，圖11b顯示圖11a中連接大的電壓失配導(dǎo)致在輸入和輸出電感器中都產(chǎn)生了巨大的脈動(dòng)電流。
圖12a-d說明了現(xiàn)有技術(shù)中軟開關(guān)反向變流器的四個(gè)電路模型。
圖13是一個(gè)時(shí)序圖，說明需要一個(gè)具有所需負(fù)值的高脈動(dòng)電流來實(shí)現(xiàn)圖12反向變流器中的軟開關(guān)。
圖14a是本發(fā)明使用理想開關(guān)作為輸入開關(guān)S1、互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1、輸出開關(guān)S2和互補(bǔ)輸出開關(guān)S’2的簡(jiǎn)化電路圖，圖14b顯示這些開關(guān)是用電流雙向開關(guān)(CBS)和電壓雙向開關(guān)(VBS)實(shí)現(xiàn)的，圖14c顯示了它們的同步工作，在時(shí)序圖中定義了圖14b電路圖中理想開關(guān)的相對(duì)狀態(tài)。
圖15a顯示了用于四象限開關(guān)的符號(hào)，四象限開關(guān)如圖15b所示既是電流雙向的，又是電壓雙向的，圖15c顯示了該開關(guān)使用兩個(gè)MOSFET型器件的一種可能實(shí)現(xiàn)。圖15d顯示了用于兩象限電流雙向開關(guān)(CBS)的符號(hào)，如圖15e所示，傳導(dǎo)兩個(gè)方向的電流，但只阻塞一個(gè)方向上的電壓，圖15f顯示了該開關(guān)使用一個(gè)MOSFET型器件的一種可能實(shí)現(xiàn)。圖15g顯示了用于兩象限電壓雙向開關(guān)(VBS)的符號(hào)，如圖15h所示，阻塞兩個(gè)極性的電壓，但只傳導(dǎo)一個(gè)方向上的電流，圖15i顯示了該開關(guān)使用一個(gè)MOSFET型器件和整流二極管串聯(lián)的一種可能實(shí)現(xiàn)。
圖16a說明了所得到的圖14b變流器對(duì)于間隔DTS的開關(guān)網(wǎng)絡(luò)，圖16b說明了所得到的圖14b變流器對(duì)于互補(bǔ)間隔D’TS的開關(guān)網(wǎng)絡(luò)。圖16是一幅顯示了圖14b本發(fā)明的線性DC電壓轉(zhuǎn)換比的圖表。
圖17a說明了一個(gè)用于圖14b變流器的閉環(huán)調(diào)節(jié)器，圖17b顯示了電控調(diào)節(jié)圖17a中變流器輸出DC電壓而提供的可變負(fù)荷比D。圖17c說明了互補(bǔ)間隔D’TS的開關(guān)網(wǎng)絡(luò)，用于建立三個(gè)電感器電流間基本的相互關(guān)系。
圖18a說明了圖14b變流器在間隔DTS期間電感器電流的方向和電感器電壓的正極性，圖18b顯示了完整周期TS期間存在于圖18a三個(gè)電感器上的AC電壓。
圖19a說明了導(dǎo)致零DC磁通的兩個(gè)相反方向的DC電流，圖19b說明了帶有兩個(gè)繞組的磁路，磁路中有使磁芯中DC磁通為零的相反的DC電流，而圖19c說明了流入點(diǎn)標(biāo)記端的DC電流如何產(chǎn)生正DC安培匝數(shù)和正DC磁通。圖19d說明了流出點(diǎn)標(biāo)記端的DC電流如何產(chǎn)生負(fù)DC安培匝數(shù)和負(fù)DC磁通。
圖20a說明了確定AC電壓同相的點(diǎn)標(biāo)記端的電測(cè)試，圖20b說明了關(guān)于圖21本發(fā)明DC變壓器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端確定。
圖21說明了本發(fā)明的第一實(shí)施方案。
圖22是圖21中DC變壓器DC磁阻模型的示意圖。
圖23a是對(duì)于圖23b電感器繞組匝數(shù)不同且磁芯中有大量DC磁通的情況的DC磁阻模型的示意圖，由于繞組匝數(shù)失配，磁芯有一個(gè)大的氣隙。
圖24a說明了用于圖14b變流器的一個(gè)輸入電感器和一個(gè)中間電感器，它們組合成一個(gè)必須有一個(gè)氣隙的磁性元件，圖24b是一幅顯示對(duì)于圖24a磁性元件在磁性材料飽和特性曲線正部分上工作的曲線圖。
圖24c說明用于圖14b變流器的分離輸出電感器必須要有一個(gè)氣隙，圖24d是一幅顯示負(fù)載電流I2的方向要使負(fù)安培匝數(shù)工作在磁性材料飽和特性曲線的負(fù)部分上的曲線圖。
圖24e說明了本發(fā)明另一種使用沒有任何氣隙的單回路磁芯DC變壓器實(shí)現(xiàn)的實(shí)施方案，圖24f是圖24e的DC變壓器的磁通-安培匝數(shù)特性曲線圖，顯示了無氣隙材料的斜率大，集中于磁性材料飽和特性曲線的中間。
圖25說明了圖21的DC變壓器的一個(gè)模型，每個(gè)電感器繞組傳導(dǎo)各自的DC偏壓電流。
圖26顯示了圖25的DC變壓器模型的新符號(hào)。
圖27a-1說明了圖21中顯示的本發(fā)明的十二個(gè)等效變換，所有變換都有一個(gè)共同特性輔助電容C中的電流總是等于i1+im-i2，其中三個(gè)電感器電流的方向在圖21中給出。請(qǐng)注意在每個(gè)圖形中包括輔助電容和互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1的支路用粗線突出顯示。
圖28a說明了圖12中本發(fā)明的全MOSFET晶體管實(shí)現(xiàn)，高端驅(qū)動(dòng)配置為兩個(gè)N溝道MOSFET晶體管Q1和Q’1，圖21中的VBS輸出開關(guān)S2使用由兩個(gè)MOSFET型器件構(gòu)成的組合開關(guān)Q2實(shí)現(xiàn)。圖28b說明了直接驅(qū)動(dòng)配置中源極接地的P溝道MOSFET晶體管Q’1。
圖29a是圖21本發(fā)明的DC變壓器的另一種實(shí)施方案，使用帶有小氣隙的DC變壓器在電感器中調(diào)整到零脈動(dòng)電流，圖29b顯示了圖29a的DC變壓器電路的簡(jiǎn)化等效磁路模型，而圖29c說明了進(jìn)一步簡(jiǎn)化了的圖29b的模型，圖29d說明了一個(gè)表明輸出端脈動(dòng)電流為零的等效電路模型。
圖30說明了本發(fā)明的另一種實(shí)施方案，使用小的尾部電感器Lext減少輸出電感器脈動(dòng)電流。請(qǐng)注意，輸入和中間電感器的匝數(shù)是輸出電感器匝數(shù)的兩倍。
圖31是一幅圖30中變流器工作范圍的曲線圖，集中在負(fù)荷比D＝1/2附近，D＝1/2時(shí)脈動(dòng)電流為零。
圖32用立體圖說明用于本發(fā)明的磁芯結(jié)構(gòu)的實(shí)施方案，其中對(duì)于圖33的變流器，磁漏臂LL是使用定制的磁芯配置構(gòu)造的。
圖33是本發(fā)明一個(gè)實(shí)施方案的電路圖，其中DC變壓器是使用另外的磁漏臂LL構(gòu)造的。
圖34是本發(fā)明另一種實(shí)施方案的電路圖，其中輸出電感器L2分成兩個(gè)相同的N匝串聯(lián)繞組L2a和L2b，在無氣隙的EE磁芯上與DC變壓器共同使用。
圖35a說明了本發(fā)明的另一種實(shí)施方案，在圖35b中顯示了另一個(gè)實(shí)施方案，其中圖35a中的中間電感器替換成一個(gè)1∶1匝數(shù)比的隔離變壓器。
圖36a說明了本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方案，顯示了一個(gè)隔離變流器和一個(gè)隔離DC變壓器，在單回路磁芯中的總DC安培匝數(shù)為零。圖36b說明了圖36a的變流器在互補(bǔ)間隔D’TS期間的等效電路模型。圖36c說明了用于圖36a隔離變流器的隔離DC變壓器上繞組的實(shí)際放置位置。
圖37a說明了圖36a隔離DC變壓器的模型，其中隔離變壓器由其磁電感和DC偏壓電流Im來表示，圖37b顯示了圖37a隔離DC變壓器模型的新符號(hào)。
圖38a-h說明了從圖27a-1中非隔離變流器得到的八個(gè)不同的隔離變流器等效形式。
圖39a說明了圖30中變流器的隔離形式。圖39b說明了圖33中變流器的隔離形式。圖39c說明了圖34中變流器的隔離形式。
圖40說明了圖36a中變流器的另一個(gè)實(shí)施方案，其中VBS輸出開關(guān)是使用兩個(gè)MOSFET實(shí)現(xiàn)的。
圖41說明了圖36a中變流器的另一個(gè)實(shí)施方案，其中VBS輸出開關(guān)是使用P溝道MOSFET/二極管實(shí)現(xiàn)的。
圖42說明了圖40中變流器的一個(gè)雙輸出實(shí)施方案。
圖43說明了使用自耦變壓器的本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方案。
圖44a是電感器L1的AC電壓和脈動(dòng)電流波形的曲線圖，按vL1＝L1di1/dt繪圖，圖44b是電感器L2的AC電壓和脈動(dòng)電流波形的曲線圖，按vL2＝L2di2/dt繪圖。
圖45a說明了圖18a變流器的輸入和中間電感器電流和的時(shí)域波形，圖45b說明了圖18a變流器的輸出電感器電流的時(shí)域波形，圖45c說明了圖18a變流器的三個(gè)電感器DC電流的和，圖45d是三個(gè)混合脈動(dòng)電流的時(shí)域波形，而圖45e是圖18a變流器中輔助電容C的電流曲線圖，只在D’TS時(shí)間間隔期間存在，在D’TS時(shí)間間隔結(jié)束時(shí)只包括負(fù)部分IN的AC脈動(dòng)分量。
圖46a說明了用兩個(gè)MOSFET實(shí)現(xiàn)電壓雙向開關(guān)的全MOSFET實(shí)現(xiàn)，圖46b說明了電壓雙向開關(guān)的MOSFET/二極管實(shí)現(xiàn)，而圖46c顯示了圖46a中變流器的電路模型，其中各個(gè)MOSFET電流雙向開關(guān)(CBS)替換為由理想開關(guān)、寄生體二極管和寄生電容并聯(lián)構(gòu)成的復(fù)合開關(guān)，輸出的兩個(gè)MOSFET電壓雙向開關(guān)(VBS)替換為由理想開關(guān)、背對(duì)背寄生體二極管和等效寄生電容并聯(lián)構(gòu)成的復(fù)合開關(guān)。圖46d說明了用于軟開關(guān)分析的隔離變流器，圖46e顯示了圖46d的等效電路模型，其中隔離變壓器替換為其初級(jí)端的磁化電感Lm和漏電感L1，次級(jí)端使用匝數(shù)比n∶1的變壓器反射到初級(jí)端，圖46f顯示了圖46e變流器的電路模型，其中各個(gè)半導(dǎo)體開關(guān)替換為其各自的電路模型。
圖47a-d說明了在對(duì)稱軟開關(guān)工作的情況下相對(duì)于DTS到D’TS轉(zhuǎn)換的四個(gè)變流器電路模型。
圖48a是圖46a變流器在對(duì)稱軟開關(guān)工作的情況下DTS到D’TS轉(zhuǎn)換的電感器電流關(guān)系曲線圖，圖48b是DTS到D’TS轉(zhuǎn)換的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)和電壓的特性波形曲線圖。
圖49a-d說明了在對(duì)稱軟開關(guān)工作的情況下相對(duì)于D’TS到DTS轉(zhuǎn)換的四個(gè)變流器電路模型。
圖50a是圖46a變流器在對(duì)稱軟開關(guān)工作的情況下D’TS到DTS轉(zhuǎn)換的電感器電流關(guān)系曲線圖，圖50b是D’TS到DTS轉(zhuǎn)換的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)和電壓的特性波形曲線圖。
圖51a-d說明了在不對(duì)稱軟開關(guān)工作的情況下相對(duì)于DTS到D’TS轉(zhuǎn)換的四個(gè)變流器電路模型。
圖52a是圖46a變流器在對(duì)稱軟開關(guān)工作的情況下DTS到D’TS轉(zhuǎn)換的電感器電流關(guān)系曲線圖，圖52b是DTS到D’TS轉(zhuǎn)換的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)和電壓的特性波形曲線圖。
圖53a-e說明了圖46e變流器相對(duì)于DTS到D’TS轉(zhuǎn)換的五個(gè)變流器電路模型。
圖54a是圖46e變流器DTS到D’TS轉(zhuǎn)換的電感器電流關(guān)系曲線圖，圖52b是圖46e變流器當(dāng)包含隔離變壓器的漏電感時(shí)在軟開關(guān)工作的情況下，DTS到D’TS轉(zhuǎn)換的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)和電壓的特性波形曲線圖。
圖55a-e說明了圖46e變流器當(dāng)包含隔離變壓器的漏電感時(shí)在軟開關(guān)工作的情況下，相對(duì)于D’TS到DTS轉(zhuǎn)換的五個(gè)變流器電路模型。
圖56a是圖4 6e變流器D’TS到DTS轉(zhuǎn)換的電感器電流關(guān)系曲線圖，圖56b是圖46e變流器當(dāng)包含隔離變壓器的漏電感時(shí)在軟開關(guān)工作的情況下，D’TS到DTS轉(zhuǎn)換的開關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)和電壓的特性波形曲線圖。
圖57a顯示了100KHz開關(guān)頻率時(shí)輸入開關(guān)電壓(上方描跡)和四象限輸出開關(guān)電壓(下方描跡)的對(duì)稱軟開關(guān)波形的示波器描跡，圖57b顯示了200KHz時(shí)相同開關(guān)的對(duì)應(yīng)電壓波形，圖57c顯示了300KHz時(shí)相同開關(guān)的對(duì)應(yīng)電壓波形，圖57d顯示了400KHz時(shí)相同開關(guān)的對(duì)應(yīng)電壓波形。
圖58a顯示了100KHz開關(guān)頻率時(shí)輸入開關(guān)電壓(上方描跡)和兩象限電流雙向輸出開關(guān)電壓(下方描跡)的硬開關(guān)波形的示波器描跡，圖57b顯示了200KHz時(shí)相同開關(guān)的對(duì)應(yīng)電壓波形，圖57c顯示了300KHz時(shí)相同開關(guān)的對(duì)應(yīng)電壓波形，圖57d顯示了400KHz時(shí)相同開關(guān)的對(duì)應(yīng)電壓波形。
圖59a顯示了200KHz開關(guān)頻率時(shí)輸入開關(guān)電壓(上方描跡)和四象限輸出開關(guān)電壓(下方描跡)的不對(duì)稱軟開關(guān)波形的示波器描跡，圖59b顯示了400KHz時(shí)相同開關(guān)的對(duì)應(yīng)電壓波形。
圖60a顯示了200KHz開關(guān)頻率時(shí)輸入開關(guān)電壓(上方描跡)和由P溝道MOSFET和Schottky二極管串聯(lián)而成的兩象限電壓雙向輸出開關(guān)電壓(下方描跡)的對(duì)稱軟開關(guān)波形的示波器描跡。
圖61顯示了450V DC輸入電壓時(shí)隔離DC變壓器變流器的輸入開關(guān)(上方描跡)、輸出開關(guān)(中間描跡)和互補(bǔ)輸出開關(guān)(下方描跡)的軟開關(guān)漏極到源極電壓波形的示波器描跡。
圖62a顯示了圖61中D到D’轉(zhuǎn)換(前緣)放大顯示的示波器描跡，圖62b顯示了圖61中D’到D轉(zhuǎn)換(后緣)放大顯示的示波器描跡。
圖63a顯示了300V DC輸入電壓時(shí)隔離DC變壓器變流器的輸入開關(guān)(上方描跡)、輸出開關(guān)(中間描跡)和互補(bǔ)輸出開關(guān)(下方描跡)的軟開關(guān)漏極到源極電壓波形的示波器描跡，圖63b顯示了圖63a中D’到D轉(zhuǎn)換(后緣)放大顯示的示波器描跡。
圖64顯示了軟開關(guān)隔離DC變壓器工作在270V DC輸入電壓時(shí)下列波形的示波器描跡上方的描跡是輸入開關(guān)的漏極到源極電壓，第二描跡是隔離變壓器初級(jí)電流，第三描跡是輸入電感器電流脈動(dòng)，下方的描跡是輸出電感器電流脈動(dòng)。
圖65是試驗(yàn)樣機(jī)在從210V到450V的輸入DC電壓范圍上的效率曲線圖。
圖66a顯示了在5A額定負(fù)載電流條件下，在帶有直流變壓器的50W、20V到10V變流器的樣機(jī)上測(cè)量的三個(gè)電感器電流波形的示波器描跡，圖66b顯示了在除了輸出以1Hz重復(fù)頻率承受2ms118A負(fù)載電流的大脈沖過載之外都與圖66a中相同的條件下，三個(gè)電感器電流波形的示波器描跡。圖66c顯示了用于負(fù)載電流測(cè)試的支持試驗(yàn)變流器軟開關(guān)工作的輸入開關(guān)和輸出開關(guān)的電壓波形。
發(fā)明詳述開關(guān)變流器及工作原理本發(fā)明獨(dú)特的DC變壓器配置和新型軟開關(guān)特性一起提供了一種克服了現(xiàn)有技術(shù)變流器的問題，并具有高效率、極限過載能力和高功率密度的DC-DC開關(guān)變流器。但是出于便于理解的目的，首先介紹一下圖14a中沒有詳細(xì)DC變壓器結(jié)構(gòu)的開關(guān)變流器的基本工作，該變流器使用四個(gè)理想單極單擲開關(guān)，S1和S’1以及S2和S’2，其中“prime”表示互補(bǔ)開關(guān)。如圖14a所示，S1和S2開關(guān)同相工作，即在這個(gè)理想化形式中，它們這樣工作同時(shí)指向ON，保持時(shí)間間隔DTS，然后同時(shí)指向OFF，保持互補(bǔ)間隔D’TS，其中D’＝1-D是互補(bǔ)負(fù)荷比。互補(bǔ)開關(guān)S’1和S’2如其名稱所示，以互補(bǔ)的方式工作，即相對(duì)于它們的對(duì)立方是異相的，開關(guān)S1和S2還各自由圖14c的時(shí)序圖來加強(qiáng)。請(qǐng)注意，這種理想化開關(guān)會(huì)實(shí)現(xiàn)變流器的“硬開關(guān)”工作，盡管如此，這種簡(jiǎn)化形式足以顯示出新變流器的獨(dú)特特性，這是其突出性能特性的根本高效、高功率密度和極限過載能力。
圖14a的新變流器包括輸入電感器L1和輸出電感器L2，它們保持輸入和輸出電流在所有工作條件下的連續(xù)性，從而達(dá)到無脈動(dòng)輸入和輸出電流。此外，在變流器的中間，又有一個(gè)所謂的中間電感器Lm(給出這個(gè)術(shù)語是為了便于區(qū)分和因?yàn)樗谧兞髌鞯闹虚g)。后面將在一些展現(xiàn)其性質(zhì)的分析之后解釋其作用。變流器的特性還在于三個(gè)電容，輸入電容C1、輔助電容C和輸出電容C2。請(qǐng)注意，輸出電容C2直接接在輸出電壓兩端，包含它只是為了進(jìn)行更有效率的二級(jí)輸出濾波以進(jìn)一步減少開關(guān)脈動(dòng)。因此，雖然在實(shí)際實(shí)現(xiàn)中一直包含電容C2來減少脈動(dòng)電壓，但是對(duì)于變流器開關(guān)工作來講不是必須的，因此省略了對(duì)其的分析和深入的討論。這樣就剩下了輔助電容C和輸入電容C1，它們是包含在開關(guān)過程中的。
圖14a四個(gè)理想開關(guān)中的每一個(gè)都具有最基本的特性當(dāng)各個(gè)開關(guān)閉合(指向ON)時(shí)，能夠傳導(dǎo)任一方向的電流，當(dāng)各個(gè)開關(guān)斷開(指向OFF)時(shí)，能夠阻塞任一極性的電壓，因此工作形式是一個(gè)四象限開關(guān)，如圖15b其電流/電壓(I-V)特性曲線所示。對(duì)于現(xiàn)有狀態(tài)的半導(dǎo)體開關(guān)技術(shù)，半導(dǎo)體四象限開關(guān)沒有單個(gè)元件的形式(雖然在不遠(yuǎn)的將來可以改變)，但可以使用復(fù)合開關(guān)代替，復(fù)合開關(guān)包括兩個(gè)以上的半導(dǎo)體開關(guān)器件，例如MOSFET晶體管和/或二極管。圖15c顯示了一種這樣的實(shí)際實(shí)現(xiàn)，其中兩個(gè)N溝道MOSFET器件背對(duì)背放置，其源極端連接在一起，柵極端連接在一起形成了一個(gè)有效的四象限開關(guān)。在這種特定復(fù)合開關(guān)實(shí)現(xiàn)中，只需要在共用柵極端和共用源極端之間外加一個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)來控制開關(guān)。盡管如此，仍然可以考慮更為復(fù)雜的方案，該實(shí)現(xiàn)中使用雙極晶體管或二極管(電流整流器)等單象限半導(dǎo)體開關(guān)作為四個(gè)開關(guān)。但是，因?yàn)槊總€(gè)開關(guān)器件由于變流器相應(yīng)的“硬開關(guān)”工作和變流器無力工作在“軟開關(guān)”模式而導(dǎo)致大的開關(guān)損耗并大大減少效率，所以這種簡(jiǎn)單的實(shí)現(xiàn)導(dǎo)致性能嚴(yán)重惡化。
除了由于該變流器使用了特殊磁性結(jié)構(gòu)而減小體積和提高效率之外，本發(fā)明的另一個(gè)共同目標(biāo)是通過有效的“軟開關(guān)”工作實(shí)現(xiàn)完全消除幾乎所有開關(guān)器件上的開關(guān)損耗，同時(shí)大大減少剩余開關(guān)器件上的開關(guān)損耗。如后面一節(jié)“減少開關(guān)損耗”中所示，這需要電控半導(dǎo)體開關(guān)的特殊且有點(diǎn)非常規(guī)的實(shí)現(xiàn)和工作。
通過使用電流雙向開關(guān)(CBS)作為變流器中的所有開關(guān)能夠?qū)崿F(xiàn)傳統(tǒng)的“軟開關(guān)”。圖15d中用一個(gè)符號(hào)表示電流雙向開關(guān)，標(biāo)記有CBS的理想開關(guān)符號(hào)周圍有一個(gè)矩形框，清楚的描述了其工作限制在圖15e所示的兩個(gè)象限區(qū)域(區(qū)域I和IV)中當(dāng)開關(guān)閉合時(shí)能夠傳導(dǎo)任一方向的電流，因此名為電流雙向開關(guān)，當(dāng)開關(guān)斷開時(shí)能夠阻塞只有一個(gè)極性的電壓。
有趣的是看到圖15f所示的、通常預(yù)期是按單象限開關(guān)工作的單MOSFET開關(guān)實(shí)際上是按兩象限開關(guān)開關(guān)，原因有兩個(gè)a)由于MOSFET開關(guān)的特殊半導(dǎo)體實(shí)現(xiàn)，所以其具有一個(gè)圖15f中虛線繪制的內(nèi)置寄生(體)二極管，這為與漏極到源極電流相反的電流提供了路徑；b)因?yàn)闇系滥軌騻鲗?dǎo)任一方向的電流，所以MOSFET開關(guān)器件本質(zhì)上是電流雙向的。實(shí)際上在大多數(shù)低電壓應(yīng)用中使用的第二個(gè)特性是通過使電流流過低導(dǎo)通阻抗的MOSFET傳導(dǎo)溝道，消除由于體二極管而產(chǎn)生的大傳導(dǎo)損耗，MOSFET傳導(dǎo)溝道分流其中的體二極管傳導(dǎo)，因此稱作MOSFET的同步整流器實(shí)現(xiàn)。
但是因?yàn)榈谝粋€(gè)特性將MOSFET開關(guān)工作限制在阻塞只有一個(gè)極性的電壓，因此證明是實(shí)際的限制。
這是為什么電壓雙向開關(guān)(VBS)包括一個(gè)由MOSFET開關(guān)和電流整流器(二極管)串聯(lián)而成的復(fù)合開關(guān)的原因，圖15g是電壓雙向開關(guān)的繪制符號(hào)，圖15h描述了其兩象限特性曲線，圖15i是其實(shí)際實(shí)現(xiàn)。請(qǐng)注意，添加的二極管現(xiàn)在提供了復(fù)合開關(guān)的電壓雙向特性，但是同時(shí)將MOSFET的另一個(gè)電流雙向特性限制為單電流方向。顯然因?yàn)檫@種電壓雙向開關(guān)(VBS)由兩個(gè)開關(guān)串聯(lián)而成，每個(gè)開關(guān)都有自己的開關(guān)損耗且二極管支配著總開關(guān)損耗，所以該開關(guān)傳導(dǎo)損耗更高。
圖15c中已經(jīng)顯示了電壓雙向開關(guān)的另一種實(shí)際實(shí)現(xiàn)，使用了兩個(gè)背對(duì)背的MOSFET開關(guān)器件，由于該開關(guān)同時(shí)既是電壓雙向開關(guān)又是電流雙向開關(guān)(VBS和CBS)，圖15a中的符號(hào)亦如此標(biāo)明，所以實(shí)際上是一個(gè)真正的四象限開關(guān)。
因此為了通過“軟開關(guān)”工作同時(shí)滿足最簡(jiǎn)單的開關(guān)實(shí)現(xiàn)和最高的性能，如圖14b所示實(shí)現(xiàn)圖14a的變流器輸入開關(guān)、互補(bǔ)輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸出開關(guān)是電流雙向開關(guān)(CBS)，互補(bǔ)輸出開關(guān)是電壓雙向開關(guān)(VBS)，但是輸出開關(guān)S2是以根本背離任何已知的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)的方式，由電壓雙向開關(guān)(VBS)實(shí)現(xiàn)的。這種獨(dú)特的“軟開關(guān)”實(shí)現(xiàn)達(dá)到了從未有過的性能優(yōu)勢(shì)，例如完全消除了所有三個(gè)CBS開關(guān)器件對(duì)于任意工作負(fù)荷比D的開關(guān)損耗，且不需要使用額外的元件，例如傳統(tǒng)“軟開關(guān)”方法中需要的諧振電感器。請(qǐng)注意，在本發(fā)明的所有實(shí)施方案中都包含了這種關(guān)鍵的VBS開關(guān)，開關(guān)以圖15g的符號(hào)表示，但當(dāng)前可以以很多不同的方式實(shí)現(xiàn)，例如圖15i的MOSFET/二極管復(fù)合開關(guān)或圖15c的兩個(gè)MOSFET配置。還請(qǐng)注意，未來的半導(dǎo)體開關(guān)研究能夠達(dá)到具有雙向電壓阻塞能力的單個(gè)開關(guān)器件，該開關(guān)器件可以立即作為圖14b的輸出開關(guān)S2，進(jìn)一步減少傳導(dǎo)損耗、變流器體積和成本。
象圖1a現(xiàn)有技術(shù)的反向變流器那樣的簡(jiǎn)單開關(guān)變流器易于分析和理解。新變流器即使是圖14a的簡(jiǎn)化形式也明顯是更加復(fù)雜。作為第一步，必須要證明穩(wěn)態(tài)工作的存在即在以恒定開關(guān)頻率fs的多次重復(fù)開關(guān)之后，電路中所有的電容必須充電到有限D(zhuǎn)C電壓，所有的電感器必須傳導(dǎo)對(duì)應(yīng)的有限D(zhuǎn)C電流。因此為了證明存在這樣的穩(wěn)態(tài)工作，并找出是穩(wěn)態(tài)負(fù)荷比D、輸入電壓Vg和DC負(fù)載電流I2的函數(shù)的電容實(shí)際DC電壓和電感器實(shí)際DC電流，使用了狀態(tài)空間平均法，在S.Cuk和R.D.middlebrook的著作“開關(guān)模式功率變換進(jìn)階”，vol.I、vol.II和vol.III，或在相同作者于1976年6月在電源電子學(xué)專家會(huì)議(PESC)的會(huì)議論文集中發(fā)表的技術(shù)論文“一種將開關(guān)變流器電源級(jí)模型化的通用統(tǒng)一方法”中有詳細(xì)描述。
圖14a和圖14b中正確互耦合的三個(gè)電感器繞組是變流器的主要部分，是其獨(dú)特性能的主要根源。但是，為了使用狀態(tài)空間平均法來計(jì)算穩(wěn)態(tài)(DC)量，不需要繞組之間的實(shí)際互耦合。
從寫出得到的兩個(gè)開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的完整狀態(tài)空間方程開始分析一個(gè)關(guān)于圖16a中顯示的ON時(shí)間間隔DTS，另一個(gè)關(guān)于圖16b中顯示的OFF時(shí)間間隔D’TS。在圖16a和圖16b的兩個(gè)開關(guān)網(wǎng)絡(luò)中，標(biāo)出了假定的電感器電流方向和電容DC電壓的極性。如果實(shí)際計(jì)算得到，例如，負(fù)的DC電壓，則上面假定的極性是不正確的，相反的電壓極性是實(shí)際的電容電壓極性。接下來用作為權(quán)重因子的各自負(fù)荷比D和D’和外加穩(wěn)態(tài)判據(jù)來平均狀態(tài)空間方程。接下來根據(jù)已知量，負(fù)荷比D、輸入電壓Vg和負(fù)載電流I2來求解得到的有五個(gè)未知量，DC電壓V1、V2和Vc以及DC電流I1和Im，的五個(gè)方程，從而得到下列穩(wěn)態(tài)解V1＝VgVc＝Vg/(1-D)V2＝DVg(1)I1＝DI2Im＝(1-D)I2(2)方程(1)和(2)給出的穩(wěn)態(tài)解也證實(shí)這個(gè)變流器確實(shí)有一個(gè)有限的穩(wěn)態(tài)，它也可以通過制造試驗(yàn)樣機(jī)和從定性和定量?jī)煞矫骝?yàn)證上面的穩(wěn)態(tài)條件來證實(shí)。還請(qǐng)注意，因?yàn)榉匠?1)和(2)中得到的所有解是正的，所以電感器電流的方向和電容電壓的極性與圖16a和圖16b中的假定是一致的。同樣對(duì)于電容電壓也是正確的，因此電容DC電壓的實(shí)際極性與開始假定的一樣，所以輸入端和共用輸入端之間的正DC電壓源在輸出端和共用輸出端之間產(chǎn)生正DC輸出電壓，其中在這種非隔離變流器的情況中輸入和輸出共用端一起連接成一個(gè)共用點(diǎn)，通常表示為地。因此，圖14b的變流器是非反相的極性，具有與現(xiàn)有技術(shù)中傳統(tǒng)反向變流器相同的轉(zhuǎn)換比，即V2/Vg＝D。該DC轉(zhuǎn)換比是負(fù)荷比D的線性函數(shù)，如圖16c所示。在很多實(shí)際應(yīng)用中，不需要DC輸入電壓源和DC負(fù)載之間的電隔離，常常優(yōu)先選擇比較簡(jiǎn)單的非隔離結(jié)構(gòu)。但是，在大多數(shù)非隔離變流器就足夠的應(yīng)用中，需要有正輸入到正輸出的電壓轉(zhuǎn)換，因此本發(fā)明非反相極性的特性是一個(gè)獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn)。為了比較，圖4a現(xiàn)有技術(shù)的變流器是反向變流器，其基本的非隔離配置從本質(zhì)上是反相極性的，因此將其應(yīng)用范圍限制為非隔離變流器。
顯然本發(fā)明具有與反向變流器相同的限制，即變流器只能夠降壓轉(zhuǎn)換，不能提供高于輸入DC電壓的電壓。但是這不是問題，后面通過引入本發(fā)明的隔離擴(kuò)展和自耦變壓器擴(kuò)展去掉了這個(gè)限制。
在大多數(shù)實(shí)際應(yīng)用中，需要調(diào)整輸出電壓，并且不管輸入DC源電壓變化多大，輸出DC負(fù)載電流變化多大，都要保持輸出電壓恒定。通過閉合環(huán)繞DC-DC變流器的傳統(tǒng)反饋控制回路可以承受這兩個(gè)變化并調(diào)整輸出電壓，得到圖17a中的已調(diào)整DC電源。反饋控制回路調(diào)整負(fù)荷比D，如圖17b所示，這是提供已調(diào)整輸出電壓所需要的。因此，重要的是開關(guān)變流器工作及其關(guān)鍵特性在寬范圍的工作負(fù)荷比D內(nèi)有效，例如對(duì)于2∶1輸入DC電壓范圍從D＝0.33到D＝0.66。在整個(gè)工作范圍內(nèi)確實(shí)保持如下面描述的、涉及新型磁性結(jié)構(gòu)的本發(fā)明三個(gè)基本性質(zhì)。在后面一節(jié)“減少開關(guān)損耗”中描述的第四個(gè)基本性質(zhì)涉及新型軟開關(guān)方法，也在整個(gè)工作范圍內(nèi)保持。
三個(gè)基本性質(zhì)三個(gè)電感器DC電流之間的關(guān)系從(2)中兩個(gè)DC電流方程可以輕松的得到三個(gè)DC電感器電流之間的一個(gè)非常簡(jiǎn)單且最為顯著的關(guān)系，是此變流器獨(dú)特性能的根本。即，根據(jù)(2)將輸入電感器DC電流I1和中間電感器DC電流Im相加，我們得到這個(gè)輸入電感器、中間電感器和輸出電感器DC電流之間的主要關(guān)系式I1+Im＝I2(3)我們得到了一個(gè)十分意外的結(jié)果雖然按照(2)，輸入電感器DC電流I1和中間電感器DC電流Im兩者中每一個(gè)都嚴(yán)重依賴于工作負(fù)荷比D，但基本關(guān)系式(3)卻與工作負(fù)荷比D無關(guān)。還請(qǐng)注意，中間電感器起到的重要作用只是提供所需的DC電流，因此對(duì)于任意的負(fù)荷比D關(guān)系式(3)都會(huì)保持正確。不識(shí)別出這個(gè)關(guān)系式，就既不能實(shí)現(xiàn)非常緊湊而且高效的磁性元件，也不能達(dá)到自然的軟開關(guān)提高。
這個(gè)非常特殊且關(guān)鍵的關(guān)系式也可以用一個(gè)替代的、簡(jiǎn)單的方法來證實(shí)，只要通過在圖17c顯示的OFF時(shí)間間隔D’TS＝(1-D)TS期間觀察開關(guān)網(wǎng)絡(luò)即可。圖17c中節(jié)點(diǎn)A處瞬時(shí)電流(DC電流和疊加的AC脈動(dòng)電流)的和得到瞬時(shí)輔助電容電流ic(t)，用三個(gè)電感器電流i1、im和i2來表示ic(t)＝i1(t)+im(t)-i2(t) (4)這個(gè)方程還可以分成兩個(gè)關(guān)系式，一個(gè)涉及電感器電流的DC分量(在這里和本文的其它地方用大寫字母表示)，一個(gè)涉及AC脈動(dòng)分量(在這里和本文的其它地方用Δ符號(hào)表示)。因此我們得到
Ic＝I1+Im-I2(5)Δic(t)＝Δi1(t)+Δim(t)-Δi2(t)(6)但是請(qǐng)注意，由于輔助電容C在ON時(shí)間間隔DTS期間沒有連接到變流器電路，只是在OFF時(shí)間間隔D’TS＝(1-d)TS期間通過互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1連接變流器電路，所以輔助電容C中電流的DC分量Ic必定為零Ic＝0 (7)因此，輔助電容在OFF時(shí)間間隔D’TS期間必須有一個(gè)凈零DC電流Ic＝0。否則，DC電流Ic，例如，會(huì)每個(gè)周期都對(duì)這個(gè)電容充電，從而會(huì)持續(xù)的增加其DC電壓Vc直到無窮。可是狀態(tài)空間平均法證實(shí)這個(gè)電容有一個(gè)由(1)中Vc＝Vg/(1-D)得到的有限D(zhuǎn)C電壓。因此根據(jù)(7)，方程(5)減少到與方程(3)一樣的結(jié)果。
三個(gè)電感器AC電壓間的關(guān)系式所有DC電感器的實(shí)際方向已經(jīng)由方程(2)確定，如圖18a所示。對(duì)于完全理解這種變流器獨(dú)特性能特性至關(guān)重要的是，還要確定三個(gè)電感器上AC電壓的極性。然后三個(gè)電感器繞組的實(shí)際AC電壓與它們各自DC電流實(shí)際方向的相互關(guān)系會(huì)得到一些確實(shí)令人非常吃驚的結(jié)果。為了便于確定電感器上AC電壓的極性，在圖18a中根據(jù)Vg和負(fù)荷比D明確的顯示了所有三個(gè)電感器的DC電壓。電感器上的AC電壓以vL1、vL2和vm表示，它們的正極用正號(hào)(+)標(biāo)出，如圖18a所示，也就是與點(diǎn)標(biāo)記端表示一致。在圖18a原理圖中輸入開關(guān)S1和輸出開關(guān)S2閉合的時(shí)候(DTS間隔)以及在輸入開關(guān)S1和輸出開關(guān)S2斷開的時(shí)候(互補(bǔ)D’TS間隔)，只通過觀察時(shí)間間隔內(nèi)電感器電壓電平，就可以推算出這些電感器上的實(shí)際時(shí)域電壓波形與圖18b中的一樣。因此，可以輕松確定所有三個(gè)電感器相對(duì)于圖18a中標(biāo)記的正極表示(和對(duì)應(yīng)的點(diǎn)標(biāo)記表示)是同相的。此外，可以確定下列它們幅度間的重要關(guān)系式vL1＝vm(8)vL2＝Dvm(9)第一個(gè)關(guān)系式(8)也是從Vg、L1、C1和Lm構(gòu)成的回路輕松得到的，回路中輸入電容C1和DC電壓電源Vg對(duì)于交流(AC)是短路的，AC狀態(tài)使輸入電感器L1與中間電感器Lm并聯(lián)，因此它們具有相同的AC電壓。此外，重要的是看到由于(8)與負(fù)荷比D無關(guān)，所以這個(gè)關(guān)系式對(duì)于任意負(fù)荷比D都是正確的。
同樣當(dāng)輸入開關(guān)S1和輸出開關(guān)S2閉合時(shí)，從間隔DTS期間的電壓波形可以輕松推導(dǎo)出關(guān)系式(9)。S1閉合時(shí)，vL1＝Vg；S2閉合時(shí)，vL2＝DVg＝DvL1，因此對(duì)于間隔D’TS有vL2＝DvL1＝Dvm。因?yàn)殡妷簐L1和vL2兩者必須是伏-秒平衡的，所以它們?cè)贒’TS間隔中的幅度分別是Vb和DVb，其中Vb計(jì)算如下Vb＝VgD/(1-D)(10)三個(gè)電感器DC電流和AC電壓之間的關(guān)系式前面兩節(jié)已經(jīng)研究了三個(gè)電感器間的兩個(gè)基本關(guān)系式1.三個(gè)電感器DC電流幅度間的關(guān)系式；2.三個(gè)電感器AC電壓幅度間的關(guān)系式以及它們的相對(duì)相位關(guān)系(它們相對(duì)于點(diǎn)標(biāo)記端是同相還是反相的)。
顯然，DC電流之間或AC電壓之間等同類物理量幅度之間的關(guān)系式是顯而易見且意義明確的關(guān)系式。當(dāng)尋找不同類別物理量之間的關(guān)系式時(shí)，例如標(biāo)題所示的DC電流和AC電壓之間的關(guān)系式，存在比較微妙的關(guān)系式。首先，這個(gè)子標(biāo)題可能顯得意義不太明確在討厭的物理量，到現(xiàn)在為止在電路理論中獨(dú)立的DC和AC分析中使用的DC電流和AC電壓之間會(huì)存在什么類型的關(guān)系式？如前面在方程(1)和(2)所示，新的開關(guān)變流器不僅強(qiáng)制確定變流器每個(gè)電感器繞組中的DC電流幅度，而且強(qiáng)制確定電感器繞組中DC電流的實(shí)際方向(圖18a變流器中的箭頭顯示了DC電流的正向)。此外，開關(guān)變流器不但還強(qiáng)制確定(2)中所有電容上的DC電壓的幅度，而且還強(qiáng)制確定電感器上包含由圖18b波形確定的特定極性AC電壓在內(nèi)的AC電壓。
現(xiàn)在讓我們將繞組中的DC電流與放置在共用單回路磁芯上的同一繞組的AC電壓分離開來考慮。為了簡(jiǎn)化討論，我們首先只將考慮限制在圖18a中的輸入電感器和輸出電感器上，假定它們只承載DC電流。然后后面再考慮AC電壓的存在。是什么將繞組中的DC電流及其方向與載流直導(dǎo)線周圍的DC磁通方向聯(lián)系起來，要追溯到基本電磁原理和Oersted在1820年建立恒定電流和磁力之間直接聯(lián)系的發(fā)現(xiàn)。導(dǎo)線周圍DC磁通方向的確定只取決于線中的DC電流方向。如果另一個(gè)直導(dǎo)線就放置在第一個(gè)導(dǎo)線附近，但反方向傳導(dǎo)電流，如圖19a所示，那么兩個(gè)相反的DC電流產(chǎn)生相互抵消的DC磁通，在導(dǎo)線周圍形成零DC磁通。
如果兩條導(dǎo)線象圖19b中由鐵磁體材料制成的共用磁芯上兩個(gè)繞組一樣排列，那么同樣適用。由于磁性材料比空氣高得多的磁導(dǎo)率，所以幾乎所有由每個(gè)繞組中DC電流產(chǎn)生的DC磁通都包含在磁芯之中，因此空氣中的漏磁通在第一次近似中可以忽略。如果圖19b中的每個(gè)繞組具有相同的匝數(shù)N，傳導(dǎo)相同的DC電流I，但是象圖19a的直接分析一樣，DC電流以相反的方向流動(dòng)，則使得磁芯中的總磁通為零。但是我們?cè)趺粗朗裁词窍喾吹碾娏鞣较?？這里我們使用經(jīng)典的右手法則。將右手的手指按電流流過繞組線圈的方向環(huán)繞繞組，拇指將指向DC磁通的實(shí)際方向。現(xiàn)在讓我們選定圖19b上部繞組的磁通方向?yàn)檎?，讓我們也用點(diǎn)標(biāo)記來表示該繞組電流流入的那一端。如果放置在同一磁芯上的另一個(gè)繞組中的電流產(chǎn)生相同方向的磁通，那么DC電流流入第二個(gè)繞組的那一端也用點(diǎn)標(biāo)記端來表示。因此，在確定了繞組的點(diǎn)標(biāo)記端之后，我們可以建立下列簡(jiǎn)單的法則流入點(diǎn)標(biāo)記端的電流產(chǎn)生正DC磁通，而流出點(diǎn)標(biāo)記端的電流產(chǎn)生負(fù)DC磁通。
這個(gè)法則只與DC電流及其產(chǎn)生的DC磁通的方向有關(guān)，但與它們的幅度無關(guān)。但是安培電路定律也給出了定量關(guān)系以及方向關(guān)系。根據(jù)安培定律，DC磁通與DC安培匝數(shù)NI，即匝數(shù)N與DC電流I的乘積，成正比。因此，圖19b的兩個(gè)繞組相等的匝數(shù)N將得到相等的幅度，但是所產(chǎn)生的DC磁通方向相反，在圖19b的磁芯中得到零DC磁通。
現(xiàn)在我們可以將這些法則應(yīng)用于圖18a變流器的輸入和輸出繞組，分別如圖19c和圖19d所示。如圖19c所示，輸入電感器DC電流流入點(diǎn)標(biāo)記端，形成正的DC安培匝數(shù)N1I1，在磁芯中產(chǎn)生正的DC磁通。輸出電感器DC電流流出點(diǎn)標(biāo)記端，因此形成負(fù)的DC安培匝數(shù)(-N2I2)，在磁芯中產(chǎn)生負(fù)的DC磁通。如果兩個(gè)電感器的兩個(gè)繞組放置在類似于圖19b的共用磁芯上，那么總DC安培匝數(shù)由∑NI＝NI1-NI2＝-N(1-D)I2(11)計(jì)算，其中使用(2)來去掉對(duì)I1的依賴。顯然根據(jù)(11)，總DC安培匝數(shù)減少了，但是仍然沒有消除。此外它們?nèi)Q于負(fù)荷比D。
請(qǐng)注意，上面的分析完全只基于DC電流，還沒有引入電感器繞組上的AC電壓。但是，為了達(dá)到如上所述的減少DC安培匝數(shù)，輸入和輸出電感器必須放置在一個(gè)共用磁芯上。但是，一旦兩個(gè)繞組在一個(gè)共用磁芯上，由于變流器開關(guān)操作在繞組上施加了AC電壓，所以AC電壓必須在遵守法拉利電磁感應(yīng)定律之外，強(qiáng)加一個(gè)另外的要求，每個(gè)繞組的每一個(gè)線圈上的AC電壓相等。因?yàn)闉榱藵M足DC磁通準(zhǔn)則，已經(jīng)為兩個(gè)繞組選擇了相同的匝數(shù)，這要求兩個(gè)繞組的AC電壓在幅度以及相對(duì)于點(diǎn)標(biāo)記端的極性相互匹配(因此是同相的)。但是，圖18b中三個(gè)電感器波形除了輸出電感器和輸入電感器AC電壓幅度的輕微不匹配之外，這將在后面討論，已經(jīng)滿足了這一點(diǎn)。
前面的右手法則已經(jīng)確定了繞組的點(diǎn)標(biāo)記端?，F(xiàn)在我們可以通過一個(gè)基于根據(jù)圖20a的簡(jiǎn)單AC電測(cè)試的替代方法來確認(rèn)這些標(biāo)記。用一個(gè)正弦電壓等AC電壓波形作為最簡(jiǎn)單的測(cè)試信號(hào)激勵(lì)圖20a中的一個(gè)繞組，然后測(cè)量?jī)蓚€(gè)繞組點(diǎn)標(biāo)記端的電壓。測(cè)量的電壓將是同相的，確認(rèn)點(diǎn)標(biāo)記端如圖20a所示?，F(xiàn)在這為看作是小標(biāo)題中提出的、電感器DC電流和AC電壓之間的相互關(guān)系提供了答案。這已經(jīng)證明了是DC電流方向相對(duì)于各個(gè)繞組點(diǎn)標(biāo)記端的關(guān)系式，通過關(guān)系式直接涉及到各自的AC電壓極性。因此，該AC電壓測(cè)試可以以簡(jiǎn)單的方式、不需要引用右手法則來確定點(diǎn)標(biāo)記端。
但是請(qǐng)注意，還有一個(gè)DC電流為Im的中間電感器繞組，如圖18a。根據(jù)(8)，中間電感器的AC電壓波形與輸入電感器的相同，因此當(dāng)放置在共用磁芯上時(shí)直接滿足法拉利定律。在這種情況下，圖18a變流器的所有三個(gè)具有相同的匝數(shù)N的繞組可以放置在共用磁芯上，得到圖20b的DC變壓器。但是中間電感器DC電流也是流入點(diǎn)標(biāo)記端的，根據(jù)上面的法則產(chǎn)生正DC安培匝數(shù)，根據(jù)(2)它們等于NIm＝N(1-D)I2(12)這完全抵消了由(11)計(jì)算的組合輸入電感器和輸出電感器的負(fù)DC安培匝數(shù)，使總DC安培匝數(shù)等于零，從而使共用磁芯中的總DC磁通為零。請(qǐng)注意，中間電感器DC電流是如何提供恰好正確的DC電流以確?？侱C安培匝數(shù)和總DC磁通對(duì)于任何工作負(fù)荷比都為零的。
DC變壓器參考前面的圖18b，輸入電感器L1和中間電感器Lm的AC電壓是相同的(完全匹配)，而輸出電感器L2的AC電壓在負(fù)荷比D＝0.9時(shí)在幅度上90％匹配，因此與其它兩個(gè)輕微不匹配。如前面所示，所有三個(gè)電感器電壓在圖18a中點(diǎn)標(biāo)記端表示的位置是同相的，而且所有三個(gè)繞組具有相同的匝數(shù)N。因?yàn)樗腥齻€(gè)電壓同相且在幅度上近似匹配，因此使得伏/匝近似匹配，我們可以將它們耦合成一個(gè)沒有任何氣隙的單磁電路結(jié)構(gòu)，如圖20b所示，這形成了一個(gè)全新的磁性元件，因?yàn)槠湓谟龅剿腥齻€(gè)繞組的DC電流時(shí)如下所述的獨(dú)特工作，所以這里命名為DC-DC變壓器或簡(jiǎn)稱為DC變壓器。
第一步——確定點(diǎn)標(biāo)記端從上面的描述中，三個(gè)電感器AC電壓的絕對(duì)極性是關(guān)鍵性的。因此第一步是通過將中間電感器加上測(cè)試AC電壓，然后測(cè)量所有三個(gè)繞組上的AC電壓來確定這些電壓的絕對(duì)極性，如圖20b的測(cè)試配置所示。請(qǐng)注意，輸入電感器和輸出電感器繞組是斷開的，所以它們沒有連接負(fù)載。最簡(jiǎn)單和最常用的測(cè)試AC電壓是正弦電壓源，正弦電壓源在輸入和輸出電感器繞組中感應(yīng)正弦AC電壓。AC電壓同相的電感器繞組端用點(diǎn)標(biāo)記端來表示，因此標(biāo)上一個(gè)圓點(diǎn)符號(hào)，可以看作是參考AC電壓為正的繞組端，流入點(diǎn)標(biāo)記端的DC電流也可以看作是正向。各個(gè)繞組的另一端從這里起將稱作各個(gè)繞組的未標(biāo)記端，可以看作是參考AC電壓為負(fù)的繞組端。請(qǐng)注意，為了簡(jiǎn)化測(cè)試，在圖20b中選擇相同的輸入、輸出和中間電感器繞組的匝數(shù)，得到了相同的感應(yīng)電壓。下面將證明特別選擇相同的匝數(shù)對(duì)于變流器工作的重要性。
第二步——連接輸入和輸出端下一步是將DC變壓器繞組正確連接到端輸入DC電源、輸出DC負(fù)載和共用端，要特別留心繞組的極性。請(qǐng)注意，每個(gè)繞組有兩個(gè)末端，因此有八種可能的不同繞組連接，其中只有兩種是正確的。因此，為了確保正確連接繞組端，應(yīng)該遵照下面的簡(jiǎn)單過程將輸入電感器的點(diǎn)標(biāo)記端連接到輸入DC電壓電源的正端，輸出電感器的點(diǎn)標(biāo)記端連接到輸出DC負(fù)載的正端，最后中間電感器的點(diǎn)標(biāo)記端連接到DC輸入電源的共用端和輸出DC負(fù)載的共用端。顯然，如果以相反的方式連接這些繞組(即使用未標(biāo)記端進(jìn)行與上面一樣的連接)，連接也是正確的。
DC變壓器正確連接到輸入電源和輸出負(fù)載端將確保輸入電感器和中間電感器的DC安培匝數(shù)是正的，原因是它們各自的DC電流流入它們各自繞組的點(diǎn)標(biāo)記端，因此在磁芯中產(chǎn)生正的DC磁通。另一方面，輸出電感器DC電流流出點(diǎn)標(biāo)記端，因此將得到負(fù)的DC安培匝數(shù)，在磁芯中產(chǎn)生負(fù)的DC磁通。因此，確立了在磁芯中減少DC磁通的可能。
第三步——選擇相同的匝數(shù)頭兩步只是建立了必要的先決條件，但是它們自身不足以保證完整的開關(guān)變流器中DC變壓器的成功實(shí)現(xiàn)和工作，因此這一步是最關(guān)鍵的。這第三個(gè)且關(guān)鍵的要求是輸入電感器、中間電感器和輸出電感器必須具有相同的匝數(shù)N，如圖21所示，因此N1＝N2＝Nm＝N (13)結(jié)合(3)、(13)給出的基本關(guān)系式，得到∑NI＝N1I1+NmIm-N2I2＝N(I1+Im-I2)＝0(14)根據(jù)(14)，圖21中本發(fā)明的單回路磁路中的凈DC安培匝數(shù)為零，使磁芯中的DC磁通為零，因此由于完全去掉了磁路中的氣隙，可以充分利用磁性材料。請(qǐng)注意，由于根據(jù)(3)關(guān)系式(14)與負(fù)荷比D無關(guān)，所以這樣完全消除DC安培匝數(shù)對(duì)于任何工作負(fù)荷比D都是有效的。實(shí)際上，只要所有三個(gè)繞組具有相同的匝數(shù)，消除DC磁通對(duì)于任意匝數(shù)N也是有效的。
請(qǐng)注意，相同匝數(shù)條件(13)同時(shí)滿足了兩個(gè)必需的要求1.沒有氣隙的磁芯中的凈DC安培匝數(shù)必須為零；2.按照電磁感應(yīng)的法拉利定律，由開關(guān)動(dòng)作強(qiáng)加在DC變壓器三個(gè)繞組上的外部AC電壓應(yīng)該具有與它們各自匝數(shù)相同的比值。
顯然在就像它們繞組圈數(shù)比所要求的、具有1∶1電壓比(見圖18b)的輸入電感器和中間電感器之間很容易滿足第二個(gè)條件。因?yàn)閷?duì)于負(fù)荷比D＝0.9，例如，為了最佳匹配輸出電感器繞組應(yīng)該有0.9N個(gè)線圈，所以輸出電感器AC電壓有一點(diǎn)不匹配。但是，輸出電感器繞組也使用N個(gè)線圈所造成的AC電壓不匹配可以通過正確放置DC變壓器單回路磁芯結(jié)構(gòu)中的電感器來補(bǔ)償，如下面所解釋的。
第四步——最優(yōu)放置DC變壓器繞組為了調(diào)節(jié)輸出電感器和中間電感器繞組AC電壓的不匹配，它們最好放置在UU磁芯相對(duì)的臂上，如圖24e所示，以獲得這兩個(gè)繞組之間的高相對(duì)漏電感，從而減少輸出電感器的脈動(dòng)電流。在后面的節(jié)中將介紹這種和其它幾種在一個(gè)工作負(fù)荷比上將輸出電感器中的這種脈動(dòng)電流降低到最低，甚至達(dá)到脈動(dòng)電流近似為零的方法。同樣的，輸入電感器和中間電感器也象圖24e中一樣并排放置在一起，以增加這兩個(gè)繞組之間的相對(duì)漏電感。但是，因?yàn)樗鼈兊腁C電壓已經(jīng)是最佳匹配的，所以輸入電感器中的脈動(dòng)電流將與中間電感器中的一樣。通過稍稍增加輸入電感器繞組的匝數(shù)，輸入電流脈動(dòng)會(huì)轉(zhuǎn)到中間電感器中。在圖21的電路圖中以虛線顯示了這種情況。由于是稍稍增加了匝數(shù)，所以安培匝數(shù)失衡非常小，可能很容易的忽略。
圖21中DC變壓器的DC磁阻模型如圖22a中所示，具有零凈DC磁通，原因是由輸入電感器和中間電感器產(chǎn)生的正磁通完全被輸出電感器的負(fù)DC磁通抵消了，如(14)預(yù)先計(jì)算的一樣。
識(shí)別下面兩個(gè)重要條件的極為關(guān)鍵的重要性不用過分強(qiáng)調(diào)1.所有的繞組必須具有相同的匝數(shù)；2.繞組中DC電流的流動(dòng)方向和各個(gè)繞組的AC電壓極性相對(duì)于點(diǎn)標(biāo)記端必須一致。
例如，如果不管特殊關(guān)系式(3)，為三個(gè)電感器使用了不同的匝數(shù)N1、N2和Nm，那么會(huì)象圖23a模型中看到的一樣DC安培匝數(shù)可能大為失配，在圖23b中的磁路實(shí)現(xiàn)中必須使用大縫隙來阻止由于總DC安培匝數(shù)大而造成的飽和。顯然線圈比中這樣大的可能的不匹配還會(huì)造成AC電壓大的不匹配，因此會(huì)在所有繞組上產(chǎn)生大脈動(dòng)電流，使其完全不能實(shí)用。
現(xiàn)在讓我們給出一種逐步組合出DC變壓器的替代方法，如圖24a-f畫出的草圖。首先象圖24a中將具有相同匝數(shù)N的電感器L1和Lm并排放置，形成共用耦合電感器結(jié)構(gòu)。因?yàn)閳D21中的DC電流I1和Im都流入它們各自繞組的點(diǎn)標(biāo)記端，所以它們的DC安培匝數(shù)NI1和NIm相加，得到圖24b顯示了復(fù)合DC磁通的磁通-安培匝數(shù)特性曲線。還請(qǐng)注意，因?yàn)镈C電流流入點(diǎn)標(biāo)記端(正DC安培匝數(shù))，按照磁性材料飽和特性曲線的正半部分(朝著正飽和端)將磁芯加上偏壓。每個(gè)獨(dú)立繞組對(duì)應(yīng)的各個(gè)氣隙g1和gm也相加，得到一個(gè)總氣隙g1+gm，如圖24a磁芯中所示。所顯示的單獨(dú)用于輸出電感器L2的磁芯有一個(gè)氣隙g2以支持總DC安培匝數(shù)NI2?，F(xiàn)在極為重要的是觀察到在這種情況下對(duì)應(yīng)的DC磁通是按照磁通-安培匝數(shù)磁性材料飽和特性曲線負(fù)半部分變化的。這是因?yàn)檩敵鲭姼衅麟娏鱅2是流出其繞組的點(diǎn)標(biāo)記端的。
現(xiàn)在很容易理解為什么圖24a和圖24c的磁芯可以用圖24e的DC變壓器沒有任何氣隙的單磁芯來替代了。如在圖24f復(fù)合磁通-安培匝數(shù)特性曲線中看到的，正DC安培匝數(shù)N(I1+Im)完全抵消了負(fù)DC安培匝數(shù)NI2，使磁芯中的凈DC磁通為零。還請(qǐng)注意，AC磁通振幅現(xiàn)在符合特性曲線原點(diǎn)處的陡斜率，表明磁芯材料磁導(dǎo)率高以及沒有氣隙的磁芯上的繞組感應(yīng)系數(shù)高。
現(xiàn)在有趣的是將該結(jié)果與前面現(xiàn)有技術(shù)中使用如圖6a、圖6b和圖6c所示的磁芯結(jié)構(gòu)中插入永久磁鐵來減少磁芯中DC磁通偏壓的努力進(jìn)行比較。請(qǐng)注意，在這種情況下，由于仍然存在相當(dāng)大的氣隙，所以實(shí)現(xiàn)減少同樣多的繞組電感。此外這種特殊磁芯只能支持預(yù)定義的最大DC電流(基于插入的氣隙)，不能在不飽和的情況下處理任意數(shù)量的負(fù)載DC電流。相反，在使用DC變壓器的情況下，保持了磁芯的最大磁導(dǎo)，如圖24f所示。此外，因?yàn)槔@組本身有自動(dòng)補(bǔ)償，所以從理論上可以在不飽和的情況下支持任意數(shù)量的DC負(fù)載電流。在這個(gè)忽略了所有漏磁通的單回路磁路的理想描述中，DC負(fù)載電流I2增加導(dǎo)致DC電流I1和Im成比例的增加，從而對(duì)其進(jìn)行補(bǔ)償，仍然保持工作時(shí)DC偏壓為零且磁芯中的DC磁通為零。實(shí)際上，總是存在的固有漏磁通會(huì)以類似于AC變壓器中限制的方法來限制DC變壓器中的最大DC過載能力。但是后面節(jié)中給出的試驗(yàn)數(shù)據(jù)表明這個(gè)最大限制極高。
DC變壓器模型圖21的磁結(jié)構(gòu)無可非議的被命名為DC變壓器是因?yàn)?.AC變壓器中不存在氣隙表明磁芯中沒有存儲(chǔ)能量；同樣，圖21不存在氣隙的DC變壓器表明沒有存儲(chǔ)任何DC能量。消除了DC能量存儲(chǔ)是為什么新DC變壓器同時(shí)實(shí)現(xiàn)大大減少磁芯體積、增加效率和增加過載能力的基本原因。
2.輸入電感器繞組接受輸入DC功率，并通過輸出電感器將其轉(zhuǎn)換成輸出DC功率，與在輸入繞組承受AC輸入功率、并將其變換成輸出繞組的AC輸出功率傳遞給AC負(fù)載的AC變壓器比較相像。
3.這種DC變壓器在不飽和的情況下承受所有繞組中的大DC電流，與AC變壓器在不引起磁芯飽和的情況下承受其繞組中的大AC電流比較相像。
4.就像AC變壓器工作不需要任何氣隙一樣，因?yàn)檩敵隼@組中的AC安培匝數(shù)與輸入繞組的AC安培匝數(shù)相反，從而產(chǎn)生小的AC磁化電流，所以DC變壓器同樣使所有繞組的DC安培匝數(shù)為零，因此工作不需要任何氣隙。
圖25中再次顯示了DC變壓器的基本性質(zhì)，其中顯示的每個(gè)電感器繞組用各自的DC電流源來激勵(lì)。結(jié)合選定的相同的匝數(shù)N，使得磁芯中的DC磁通為零。
這種新磁性元件，DC變壓器，還需要一個(gè)應(yīng)該能反映其基本性質(zhì)的新符號(hào)。該符號(hào)應(yīng)該以一個(gè)簡(jiǎn)單圖形形式表明其基本功能，將其性質(zhì)告訴給用戶。圖26的符號(hào)有一個(gè)承受幅度I1+Im的DC電流的輸入繞組，一個(gè)傳遞DC電流I2的輸出繞組。點(diǎn)的放置和這些電流的方向要能使選定匝數(shù)N的DC安培匝數(shù)抵消。為了符號(hào)化表示DC電源從輸入繞組傳遞到輸出繞組，在圖26中畫出了一條穿過兩個(gè)繞組的直線。這也會(huì)派得上用場(chǎng)，用來將這個(gè)DC變壓器符號(hào)與經(jīng)典的AC變壓器符號(hào)快速區(qū)分開來。最后，為了表示與它后面圖37b隔離相對(duì)物的差別和缺少電隔離，共用(底)端連接在一起。
替代配置請(qǐng)注意基本關(guān)系式(4)及其推論(3)即使對(duì)圖14a和圖14b的原始變流器進(jìn)行多次配置調(diào)整也都會(huì)保持不變。用粗線突出顯示的輔助電容C和互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1并聯(lián)的支路，可以在不改變基本性質(zhì)(3)和(4)的情況下以圖27a-1所示的多種不同方法連接，因此具有相同的DC變壓器和變流器工作。例如，這個(gè)支路可以象圖27a一樣與中間電感器Lm并聯(lián)，或者象圖27b一樣與輸入電感器L1并聯(lián)。在這兩種情況下，輔助電容C上的DC電壓將會(huì)改變成由(10)計(jì)算的新穩(wěn)態(tài)值Vb。另一種做法是將這個(gè)支路連接在輸入電壓電源的正端和中間電感器Lm的來標(biāo)記端之間，如圖27c所示。還有兩個(gè)其它可能性，如圖27d和圖27e所示。
在象圖27f中將輸入電容C移到底部返回電流路徑之后可以得到另外的改進(jìn)形式。這種形式有一個(gè)明顯的缺點(diǎn)，即失去了輸入和輸出之間的共用地，電源或負(fù)載會(huì)漂移。盡管如此，象在后面的隔離DC變壓器開關(guān)變流器一節(jié)中看到的，從這樣的非隔離變流器得到的隔離形式將彌補(bǔ)這一不足。接下來輔助電容C和互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1的支路可以象32f中一樣與中間電感器并聯(lián)。這個(gè)配置的優(yōu)點(diǎn)是輔助電容由(10)計(jì)算的DC電壓Vb減小了，而同時(shí)如后面所述，開關(guān)S1和S’1處在一個(gè)對(duì)于稱作高端驅(qū)動(dòng)器實(shí)現(xiàn)來說最好的位置上。圖27g-1中顯示了基本變流器配置其它的可行變化。在所有這些基本變流器配置的等效變化中，盡管輔助電容C的位置不同，但其DC電壓總是電壓Vg、Vb、Vc和V2的線性組合。
除了圖27a-1顯示的那些變型，還有很多方式將這個(gè)帶有輔助電容C和互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1的支路放置在基本變流器電路的其它節(jié)點(diǎn)之間，且仍然滿足基本關(guān)系式(4)。圖14a和圖14b顯示的基本變流器配置確實(shí)有上百種其它的等效變型，是通過重新放置其它元件得到的，例如象圖27j，輸入電感器和/或輸出電感器從變流器上面的支線移到下面的支線(回流路徑)。就像在這種將輸入電容重新放到下面支線的情況中，在這種非隔離變流器情形中將會(huì)失去電源和負(fù)載之間共地這一所希望具有的特性。盡管如此，隔離相對(duì)物仍然會(huì)彌補(bǔ)這一點(diǎn)，得到兩個(gè)分離地的隔離形式。
此外，在圖27j中當(dāng)將互補(bǔ)輸出開關(guān)S’2重新放置在變流器下面的支線中時(shí)，得到了圖27k的非隔離變流器。請(qǐng)注意，在這個(gè)變流器中，輸入DC電源和輸出DC負(fù)載的正端可以有一個(gè)共用地，如圖27k所示，從而得到負(fù)輸入到負(fù)輸出轉(zhuǎn)換。圖271中還顯示了另一種變型，其中帶有輔助電容和互補(bǔ)輸入開關(guān)的支路與輸出開關(guān)并行放置。
但是請(qǐng)注意，所有這些元件在同一回路內(nèi)的重新放置只是完全相同的圖14a和圖14b基本的新型開關(guān)變流器的變型。通過(如前所述由Cuk提出的)狀態(tài)空間平均分析法可以輕易的證明這一點(diǎn)。所有這些變流器變型的狀態(tài)空間方程與圖14a和圖14b基本的新型開關(guān)變流器的狀態(tài)空間方程是相同的，因此，所有這些變流器變型得到相同的響應(yīng)，不管是動(dòng)態(tài)還是穩(wěn)態(tài)。例如，輸入電感器L1象圖27j和圖27k一樣重新放置到下面的支線，得到兩個(gè)與圖14a和圖14b基本變流器相同的回路方程(對(duì)于DTS和D’TS間隔)。
請(qǐng)注意，如上面描述的所有這些輔助電容C和互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1支路的替代連接和輸入電感器、輸入電容、輸出電感器、互補(bǔ)輸出開關(guān)等其它元件的重新放置都具有一個(gè)共性由(4)計(jì)算互補(bǔ)間隔D’TS期間的輔助電容電流ic(t)。因?yàn)楸３种@個(gè)關(guān)系式(4)，所以保持了基本的新型變流器的所有獨(dú)特性質(zhì)，并且存在于其圖27a-1多個(gè)等效變型的任一種之中和上面沒有顯示但滿足條件(4)的很多其它配置中。因此我們使用條件(4)作為所有可能變型中關(guān)于輔助電容C和互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1支路的基本描述手段。本技術(shù)中的熟練技術(shù)人員可以找到其它一些可替代的變流器變化，其工作包含相同的關(guān)系式(4)，因此它們都完全是這個(gè)初始的變流器配置的其它變型。
應(yīng)該要強(qiáng)調(diào)的是，在所有上面的變型中，因?yàn)楦鶕?jù)(7)Ic＝0，所以通過互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1和輔助電容C支路的電流只能是AC的。因此，互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1也將只通過比DC負(fù)載電流小的AC脈動(dòng)電流分量。因此互補(bǔ)輸入開關(guān)傳導(dǎo)損耗與輸入開關(guān)S1的傳導(dǎo)損耗相比會(huì)非常小，可以忽略不計(jì)，輸入開關(guān)S1是電源開關(guān)，其電流與DC負(fù)載電流直接相關(guān)。與互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1一樣，輔助電容C因?yàn)橐餐ㄟ^同樣小的AC脈動(dòng)電流分量，所以也是體積較小，損耗分量較低。因此，輔助電容和互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1支路對(duì)總變流器損耗的作用非常小，但是由于它能夠使兩個(gè)基本關(guān)系式(3)和(4)存在，所以是非常重要的。
但是因?yàn)檫@個(gè)支路電流只是AC的，互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1必須用一個(gè)電流雙向開關(guān)來實(shí)現(xiàn)，例如象圖28a中的N溝道MOSFET晶體管。輸入開關(guān)S1也可以用一個(gè)電流雙向開關(guān)來實(shí)現(xiàn)，例如象圖28a中的N溝道MOSFET開關(guān)Q1。增加的優(yōu)點(diǎn)是MOSFET開關(guān)Q1中已經(jīng)內(nèi)置了二極管，不需要外部二極管。此外，因?yàn)檩斎肭岸苏w上是電流雙向的，所以輸入MOSFET開關(guān)Q1中的體二極管會(huì)防止在負(fù)載電流小時(shí)出現(xiàn)間斷傳導(dǎo)形式。
雖然互補(bǔ)輸入開關(guān)Q’1需要浮動(dòng)驅(qū)動(dòng)，但由于特殊集成電路(IC)驅(qū)動(dòng)芯片的可用性和有效性，在很多應(yīng)用中仍然是首選，特殊集成電路(IC)驅(qū)動(dòng)芯片即所謂的“高端驅(qū)動(dòng)”，專為這樣的驅(qū)動(dòng)條件設(shè)計(jì)，甚至為軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)提供了必需的時(shí)延。
另一種實(shí)現(xiàn)互補(bǔ)輸入開關(guān)Q’1的方式是使用P溝道MOSFET，是用于直接驅(qū)動(dòng)的優(yōu)選源極接地配置。請(qǐng)注意，輸入開關(guān)Q1也是源極接地配置，因此對(duì)于兩個(gè)開關(guān)可以使用比較簡(jiǎn)單的直接驅(qū)動(dòng)，而不是較為復(fù)雜且性能較低的浮動(dòng)驅(qū)動(dòng)。
此外，全部使用MOSFET器件保證了無損耗開關(guān)的有效實(shí)現(xiàn)。一些應(yīng)用可能偏愛圖27a或圖27f中的配置，該配置由Vb＝DVg/(1-D)計(jì)算的輔助電容C上的DC電壓低于其在圖18a配置中的電壓Vc＝DVg/(1-D)。它們的DC額定電壓之比為Vb/Vc＝D (15)因此，在負(fù)荷比D＝0.5時(shí)，當(dāng)將輔助電容放置在如圖27a中的位置時(shí)，其額定電壓與如18a中的位置相比低兩倍。后面的隔離實(shí)施方案將利用這兩點(diǎn)輔助電容C的低額定電壓和高端驅(qū)動(dòng)配置。輔助電容的其它位置可得到甚至更低的電容C的額定電壓。
AC電壓失配除前面描述的很多相同點(diǎn)之外，在經(jīng)典AC變壓器和圖21的DC變壓器之間有一個(gè)重要的差異。在AC變壓器中，AC電壓加在初級(jí)繞組上，輸出繞組用作電壓源，為負(fù)載提供電流。在DC變壓器中，如果通過磁耦合在輸出電感器繞組上感應(yīng)的AC電壓與加在輸出電感器繞組上的AC電壓完全相同，則情形相同。然后將產(chǎn)生完全的AC電壓匹配，使輸出的脈動(dòng)電流為零。但是，當(dāng)內(nèi)部的繞組感應(yīng)電壓和外加AC電壓之間存在某些真正的AC電壓不匹配時(shí)，將會(huì)產(chǎn)生與失配電壓成正比、與固有的漏電感成反比的脈動(dòng)電流。
本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方案是圖29a的DC變壓器，具有與圖24e中相同的匝數(shù)N，但在磁路中加入了一個(gè)小氣隙，更好的匹配了AC電壓并進(jìn)一步減少了輸出電感器中的脈動(dòng)電流。在圖29a的DC變壓器中，通過電感器繞組之間的磁耦合，輸出電感器中的感應(yīng)電壓為vm，而由變流器開關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生并加到同一輸出電感器的AC電壓為Dvm?，F(xiàn)在讓我們展示是如何因?yàn)閳D29a磁芯中有意增加的漏磁通和通過在圖29a磁芯上戰(zhàn)略性地放置三個(gè)繞組來適度的消除相同輸出電感器上的AC電壓失配的。
圖29a的電感器繞組L1和Lm放置在UU磁芯結(jié)構(gòu)的同一個(gè)臂上，并有意的并排放置(不是在彼此的上面)，從而在兩者之間產(chǎn)生一些漏電感。因?yàn)樗鼈兊腁C電壓在整個(gè)工作范圍內(nèi)是相同的，所以象前面討論的，通過輕微調(diào)整輸入電感器繞組的線圈比可以在輸入電感器中得到接近為零的脈動(dòng)電流，因此將會(huì)減少電磁干擾(EMI)。
另一方面，輸出電感器繞組L2有意放置在圖29a UU磁芯對(duì)面的臂上，從而利用如此在中間電感器和輸出電感器繞組間產(chǎn)生的大漏磁通Φ1。然后這個(gè)漏磁通將會(huì)象下面描述的提供充足的內(nèi)在漏電感來減少輸出電感器AC脈動(dòng)電流。
為了最大限度的利用漏磁通，在輸出電感器L2所在的一端放置了一個(gè)小氣隙，如圖29a所示?，F(xiàn)在讓我們假設(shè)沒有接通(激勵(lì))輸入電感器繞組。放置這個(gè)氣隙會(huì)使大部分漏磁通與繞組Lm相關(guān)，小部分或微不足道的漏磁通與繞組L2相關(guān)，得到如圖29b所示、在Lm端有一個(gè)大的漏電感LL的等效電路模型。因此在圖29b的模型中電壓v激勵(lì)繞組Lm。由LL和LM(LM是電感器Lm的磁化電感，其中Lm＝LL+LM)組成的分壓器按感應(yīng)分壓比r＝LM/Lm將輸入電壓vm降低到電壓rvm。因此，對(duì)于f＝0.8、D＝0.8，圖29c模型中的輸入和輸出AC電壓對(duì)于等效漏電感Le＝LL||LM存在相同的零凈AC電壓，因此在輸出電感器上得到零脈動(dòng)電流。因?yàn)榭梢哉{(diào)整小氣隙直到LM是內(nèi)置漏電感LL的4倍，所以易于得到電壓分壓比r＝0.8。但是只有在一個(gè)工作點(diǎn)上才能夠得到近似為零的脈動(dòng)電流。
請(qǐng)注意，同時(shí)由于此結(jié)構(gòu)中非常小的總氣隙，中間電感器電感Lm非常大，所以也減少了輸入端上剩余的脈動(dòng)電流。出于比較的目的，圖7a的耦合電感器實(shí)現(xiàn)也會(huì)在輸出電感器中得到近似為零的脈動(dòng)電流，但輸入電感器中的脈動(dòng)電流的幅度比使用圖29a的DC變壓器的情況大(10倍以上)。因此同時(shí)得到輸出電感器中的零脈動(dòng)電流以及中間電感器Lm非常小的脈動(dòng)電流。此外，由于輸入電感器L1和中間電感器上的電壓相同，脈動(dòng)電流也可以轉(zhuǎn)移到中間電感器繞組之中，因此使輸入和輸出電感器中的脈動(dòng)電流近似為零，中間電感器中剩余的脈動(dòng)電流小，如圖21在這種匹配條件下得到的電流波形所示。但是請(qǐng)注意，與輸出脈動(dòng)電流不同，由于輸入電感器和中間電感器的AC電壓激勵(lì)相同，所以輸入脈動(dòng)電流在整個(gè)工作范圍內(nèi)近似為零。這個(gè)漏磁通還會(huì)在帶有繞組L1和Lm的磁芯臂中得到二階DC磁通，從而在該臂中形成DC偏壓。通過增加該臂的截面，可以按要求減小該臂中的DC磁通密度。
為了提供更好的AC電壓匹配，輸出電感器繞組的匝數(shù)可以從匝數(shù)N稍稍進(jìn)行改變，原因是已經(jīng)存在的小氣隙可以承受小的DC安培匝數(shù)不匹配。在某些實(shí)際設(shè)計(jì)中，特別是在使用大匝數(shù)的設(shè)計(jì)中，這種設(shè)計(jì)變化可以提供一些優(yōu)點(diǎn)。
輸出電感器脈動(dòng)電流的計(jì)算根據(jù)圖29d的模型，輸出脈動(dòng)電流顯然取決于非常小的等效漏電感Le，不取決于大的輸出電感器電感L2。因此，看起來當(dāng)工作負(fù)荷比遠(yuǎn)離零脈動(dòng)條件時(shí)，脈動(dòng)電流幅度似乎會(huì)快速增加。但是事實(shí)并非如此。不管等效漏電感Le值多小，其兩端的電壓不會(huì)是滿輸出電壓V，而是象圖29d中少量失配的電壓，在計(jì)算負(fù)荷比D時(shí)最大輸出電感器脈動(dòng)電流的公式中進(jìn)行了量化Δi2M＝(D-DZR)V2TS/Le(16)其中DZR是獲得零脈動(dòng)電流時(shí)的負(fù)荷比，V是已調(diào)整輸出DC電壓，TS是開關(guān)周期，Le是反射到輸出電感器端的等效漏電感。顯然電壓失配是由(D-DZR)V2計(jì)算的，只是輸出DC電流V的一小部分。
請(qǐng)注意，象前面討論的一樣，僅僅是由于給定磁芯的固有漏電感和在輸出電感器端上放置的氣隙，就已經(jīng)得到DZR＝0.8。如果也相應(yīng)的調(diào)整輸出電感器匝數(shù)，通過磁芯中增加的DC磁通和引入的小氣隙的一些折衷可以比較容易的將關(guān)于零脈動(dòng)電流的負(fù)荷比移動(dòng)到DZR＝0.5。如果需要輸入電壓從40V變成60V(1.5∶1動(dòng)態(tài)范圍)，這將對(duì)應(yīng)于負(fù)荷比從0.6變成0.4。因此，(16)將減小到Δi2M＝0.1V2TS/Le，其中電壓失配為輸出DC電壓的10％。例如，如果在V＝5V時(shí)調(diào)整變流器，對(duì)于Ts＝10μsec(100kHz的開關(guān)頻率)，即使是非常小的、只有Le＝1μH的等效漏電感也會(huì)產(chǎn)生可接受的最大脈動(dòng)電流5A。因?yàn)樽兞髌髂軌蛟诓伙柡偷那闆r下輸送40A、60A以及更高的高DC負(fù)載電流，所以這個(gè)脈動(dòng)電流相當(dāng)小，對(duì)總效率影響很小。
圖30還顯示了本發(fā)明的另一種實(shí)施方案，其中輸出電感器匝數(shù)相對(duì)于中間電感器和輸入電感器的匝數(shù)進(jìn)行了調(diào)整，使得對(duì)于2∶1的中間電感器對(duì)輸出電感器匝數(shù)比例如在D＝0.5時(shí)得到零脈動(dòng)電流，如圖31所示。這是因?yàn)閳D31中vBXT＝Dvm繪制成一個(gè)線性函數(shù)，同時(shí)因?yàn)槭褂昧?∶1的中間電感器對(duì)輸出電感器比，在圖31中vIND＝0.5vm是一條不變的虛線。它們?cè)贒＝0.5的交叉點(diǎn)說明內(nèi)部AC電壓vINT與外部AC電壓vRXT匹配，因此脈動(dòng)為零。顯然因?yàn)闆]有象前面討論的那樣使用相同的匝數(shù)，失去了零DC磁通的特性，但是局部DC偏壓抵消仍有效。盡管如此，這仍然會(huì)使氣隙比DC安培匝數(shù)增加的傳統(tǒng)設(shè)計(jì)的氣隙大大減小，而不是象在這種情況中減少。仍然會(huì)實(shí)現(xiàn)輸入和中間電感器中脈動(dòng)電流的大大減少。DC變壓器實(shí)現(xiàn)象圖30一樣。如圖31所示，這樣的配置會(huì)使輸出電感器中零脈動(dòng)電流靠近D＝0.5工作點(diǎn)。這種配置的主要優(yōu)點(diǎn)是對(duì)于2∶1電壓范圍，輸出電感器上的最大AC電壓失配最大達(dá)到輸出DC電壓的1/6。在一些應(yīng)用中，磁芯固有的漏電感足夠從負(fù)荷比D＝1/3到負(fù)荷比D＝2/3或2∶1轉(zhuǎn)換比，在工作范圍的末端產(chǎn)生可接受的脈動(dòng)電流。但是即使不是這種情況，例如通過增加一個(gè)等于DC變壓器磁芯固有漏電感的外部電感器LEXT，也可以減少一半的脈動(dòng)電流，如圖30所示。請(qǐng)注意，這樣的電感器由于只受16％的中間電感器AC磁通支配，所以大大減少了AC伏一秒的要求。此外要求其電感值只是輸出電感器電感的一小部分，例如10％。這將直接體現(xiàn)為與主DC變壓器磁芯相比更小的磁芯和相對(duì)很小的銅和磁芯損耗。此類實(shí)現(xiàn)的另一個(gè)好處是不需要采用如下所述的特別定制的磁芯，使用標(biāo)準(zhǔn)磁芯體積就可以滿足高設(shè)計(jì)目標(biāo)。
本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方案(如圖32和圖33所示)特別適合需要在寬范圍輸入電壓變化上調(diào)整輸入電壓，例如2∶1或甚至4∶1，而且還需要在輸出處減少脈動(dòng)電流以及提高效率，并希望進(jìn)一步減小體積的應(yīng)用。圖33的DC變壓器有一個(gè)附加的、沒有繞組的漏磁臂，并在其磁通路中有一個(gè)大氣隙以驅(qū)動(dòng)一些來自主磁通路的AC磁通和將輸出電感器中感應(yīng)的AC電壓減小到與變流器外部加到相同輸出電感器繞組上的AC電壓相同的值，vEXT＝Dvm。例如，如果選定的額定工作負(fù)荷比是D＝0.7，那么我們將設(shè)計(jì)漏臂，使主磁通的30％分流到這個(gè)臂中。那么由于30％的AC磁通分流到漏臂上，輸出電感器上的內(nèi)部感應(yīng)電壓將是中間電感器Lm上AC電壓的70％。但這正好是將這個(gè)內(nèi)部感應(yīng)電壓與變流器開關(guān)動(dòng)作在相同輸出電感器繞組上產(chǎn)生的AC電壓相匹配、從而在輸出電感器中得到零脈動(dòng)電流所需要的。這種額外的磁漏臂執(zhí)行兩方面的功能1.將30％的主磁通轉(zhuǎn)移到漏臂中，從而剩余的70％主磁通在輸出電感器中感應(yīng)出與通過變流器加在其上的AC電壓相同的AC電壓。然后這將在特定額定工作負(fù)荷比上得到零脈動(dòng)輸出電感器電流。
2.漏臂大大增加了總漏電感，因此在負(fù)荷比D遠(yuǎn)離額定值和零脈動(dòng)情況時(shí)，大大減少了輸出脈動(dòng)電流。
通過在磁漏路徑中使用成比例增大的氣隙可以輕松的完成從主AC磁通路中分流出所需要的AC磁通，如圖32定制的概念DC變壓器磁芯所示。由于在此漏臂中AC磁通較小，也可以將截面做得小一點(diǎn)，相對(duì)于主磁通路中的氣隙，這將進(jìn)一步增加磁漏路徑中所需的氣隙。一種減少輸出電感器繞組中感應(yīng)電壓以匹配變流器強(qiáng)加的電壓的替代方法是減少輸出電感器繞組的匝數(shù)。這對(duì)于匝數(shù)多的較高輸出電壓特別有效。實(shí)現(xiàn)漏臂和使用減少的匝數(shù)中的任一種方法，或兩者的組合導(dǎo)致少許DC磁通失衡。因此，不會(huì)完全消除DC磁通，會(huì)引入少許凈DC偏壓。在實(shí)際實(shí)現(xiàn)中漏臂輕微增加了DC變壓器磁芯結(jié)構(gòu)總體積，如在圖32實(shí)際定制的DC變壓器磁芯中所示，其中漏臂只占有大約15％的總磁性元件體積。在圖32中，LL表示漏臂，IL表示輸出電感器和中間電感器臂，OL表示輸出電感器臂。
圖34中還顯示了本發(fā)明的另一種實(shí)施方案，其中DC變壓器是使用多回路、EE型磁芯結(jié)構(gòu)構(gòu)成的。與前面一樣，輸入電感器和中間電感器并排放置在同一個(gè)臂上，即EE型磁芯結(jié)構(gòu)中間的臂上，如圖34所示，并具有相同的匝數(shù)。輸出電感器分成兩個(gè)具有相同匝數(shù)N、串聯(lián)的繞組，因此增加了它們的AC電壓。接下來這些輸出電感器繞組中的每一個(gè)放置在一個(gè)獨(dú)立的EE型磁芯外部磁臂上，定位點(diǎn)標(biāo)記端使兩個(gè)外部磁回路中的DC磁通為零。因此，與前面一樣，可以使用沒有氣隙的磁芯。EE型磁芯結(jié)構(gòu)的一個(gè)主要優(yōu)點(diǎn)是與等效的單回路、UU型磁芯結(jié)構(gòu)相比進(jìn)一步增加了漏電感，并進(jìn)一步減小了脈動(dòng)電流。另一個(gè)實(shí)際優(yōu)點(diǎn)是安裝了繞組的EE型磁芯將具有大大低于UU型磁芯的剖面。
本技術(shù)領(lǐng)域中的那些熟練技術(shù)人員使用以找出關(guān)系式(3)和(4)為基礎(chǔ)的本發(fā)明特有優(yōu)點(diǎn)及其關(guān)鍵特性可以想象出DC變壓器的其它變型。那些變型只是基于本發(fā)明提出內(nèi)容的可能擴(kuò)展形式。
隔離擴(kuò)展形式出于安全的原因或從系統(tǒng)的角度來看，在大多數(shù)實(shí)際應(yīng)用中經(jīng)常需要輸入DC源和輸出DC負(fù)載之間的電隔離。一旦得到變流器的電隔離形式，就得到了其它的好處，例如通過變壓器線圈比可以升高或降低輸出DC電壓，可以提供負(fù)的和正的DC輸出電壓，可以輕松獲得多個(gè)具有不同DC電壓和極性的輸出，等等。
但是，非隔離DC-DC變流器的存在根本不能保證電隔離擴(kuò)展形式的存在。實(shí)際上很多非隔離變流器沒有電隔離擴(kuò)展形式。有一些這樣的變流器實(shí)際上有一個(gè)相當(dāng)不明顯的擴(kuò)展形式，例如前向變流器，是由圖1a現(xiàn)有技術(shù)的反向變流器演化而來的。還有其它變流器，如現(xiàn)有技術(shù)的反饋?zhàn)兞髌?，有隔離形式，只通過用隔離變壓器替換電感器而得到的。本發(fā)明屬于此類。圖35a顯示了本發(fā)明的一個(gè)非隔離形式。通過使用初級(jí)和次級(jí)繞組具有相同的匝數(shù)N同時(shí)輸入和輸出電感器繞組也具有相同匝數(shù)N的隔離變壓器簡(jiǎn)單的替換原來的中間電感器得到了圖35b對(duì)應(yīng)的隔離擴(kuò)展形式。因此，圖35a的非隔離變流器的所有性質(zhì)都留給了圖35b的隔離相對(duì)物。
下一個(gè)改進(jìn)形式是使用隔離變壓器通過其次級(jí)到初級(jí)的匝比N2∶N1來提供附加的DC電壓縮放，如圖36a本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施方案所示，將輸出DC電壓變?yōu)閂2＝DVgN2/N1(17)然而非隔離變流器只有降壓功能，圖36a的隔離擴(kuò)展形式還有升壓以及升壓/降壓功能。另外在很多應(yīng)用中，需要有非常大的降壓，例如當(dāng)整流AC線用作初級(jí)DC電源時(shí)，需要有低電壓輸出，例如5V、3.3V或更低。在這樣的應(yīng)用中，通過變壓器匝比得到的額外電壓降低是必需的，這也是電隔離的性質(zhì)。
重要的是要注意圖36a隔離擴(kuò)展形式現(xiàn)在也包括一個(gè)沒有任何氣隙的隔離DC變壓器，在以前它是變流器不可缺少的一個(gè)組成部分。為了將這個(gè)磁性結(jié)構(gòu)與圖21沒有提供電隔離的DC變壓器進(jìn)行區(qū)分，因?yàn)檫@個(gè)新型磁性結(jié)構(gòu)提供了電隔離，所以稱作隔離DC-DC變壓器或簡(jiǎn)稱為隔離DC變壓器。這也表明，如圖36b所示，對(duì)于非隔離形式，假設(shè)選擇輸入電感器的匝數(shù)為N1，與初級(jí)繞組的匝數(shù)相同，選擇輸出電感器的匝數(shù)微N2，與次級(jí)繞組的匝數(shù)相同，即NP＝N1和 NS＝N2(18)其中NP和NS是隔離變壓器的初級(jí)和次級(jí)匝數(shù)，則單回路磁芯中的總磁通必定為零，實(shí)際上確實(shí)如此。
現(xiàn)在讓我們證明(18)確實(shí)是完全消除對(duì)于任意負(fù)荷比D的DC磁通的充分必要條件。在互補(bǔ)時(shí)間間隔D’TS期間，隔離變流器縮減到圖36b所示的電路模型，其中隔離變壓器使用其磁化電感Lm和次級(jí)到初級(jí)匝比為NS∶NP的理想變壓器來模型化。負(fù)載電流i2由匝比NS/NP反射到初級(jí)端，變成i2’，由i2’＝(Ns/Np)i2(19)計(jì)算。節(jié)點(diǎn)A處的電流和為ic＝i1+im-i2’ (20)因?yàn)楹鸵郧耙粯?，Ic＝0，我們從(21)和(22)得到I1+Im＝(Ns/Np)I2(21)現(xiàn)在讓我們計(jì)算總DC安培匝數(shù)。為了計(jì)算隔離變壓器的DC安培匝數(shù)的貢獻(xiàn)，可以用一個(gè)匝數(shù)為Np、DC電流為Im的磁化電感Lm來表示它，因此隔離變壓器的DC安培匝數(shù)貢獻(xiàn)為NpIm。因?yàn)橹虚g電感器及其替代物，隔離變壓器，的點(diǎn)標(biāo)記端保持相同，所以隔離變壓器的DC安培匝數(shù)加上輸入電感器的DC安培匝數(shù)，然后減去輸出電感器的DC安培匝數(shù)，得到總DC安培匝數(shù)∑ NI＝N1I1+NpIm-N2I2＝(N1-Np)I1+(Ns-N2)I2(22)請(qǐng)注意，當(dāng)且僅當(dāng)同時(shí)滿足下面兩個(gè)等式的時(shí)候N1-Np＝0和Ns-N2＝0(23)(22)對(duì)于任何電流I1和I2都為零，顯然與由(18)計(jì)算的結(jié)果一樣。因此，條件(18)或(23)對(duì)于完全消除隔離DC變壓器中的DC安培匝數(shù)既是必要的，又是充分的。還請(qǐng)注意，為了保持零凈DC安培匝數(shù)，不僅必須要輸出電感器與輸入電感器匝數(shù)比匹配隔離變壓器次級(jí)與初級(jí)匝數(shù)比，而且實(shí)際上需要更加嚴(yán)格的條件，即隔離變壓器初級(jí)繞組匝數(shù)與輸入電感器匝數(shù)相等，以及隔離變壓器次級(jí)繞組匝數(shù)與輸出電感器匝數(shù)相等。因?yàn)楦鶕?jù)(22)和(23)的DC安培匝數(shù)消除條件，與傳統(tǒng)解決方法相比不是完全去掉了氣隙，就是幅度減小了一個(gè)數(shù)量級(jí)。
從另一個(gè)角度看，在前面使用耦合電感器的技術(shù)狀態(tài)下的變流器中，例如耦合電感器Cuk變流器，由于耦合電感器只關(guān)心AC電壓匹配，不關(guān)心DC安培匝數(shù)消除，所以只要輸出電感器與輸入電感器的匝數(shù)比與隔離變壓器次級(jí)與初級(jí)的匝數(shù)比匹配就足夠了。在隔離DC變壓器的情況下，除了匹配AC電壓之外，附加的要求是還要消除DC安培匝數(shù)。為了達(dá)到后一個(gè)目的，根據(jù)(18)絕對(duì)匝數(shù)必須匹配，而不只是匝數(shù)比匹配。這也是它們?cè)诠灿脝位芈反判旧像詈系囊蟆?br> 此外，這個(gè)結(jié)果(18)對(duì)于輸入電感器中的低脈動(dòng)電流也是需要的。請(qǐng)注意，輸入電感器和隔離變壓器上的AC電壓是相同的。因?yàn)楝F(xiàn)在輸入電感器和隔離變壓器使用相同的匝數(shù)，所以保留了相同的伏/匝比，從而使它們直接1∶1耦合。因此由于AC電壓完全匹配及漏電感有限，所以通過稍稍增加輸入電感器的匝數(shù)就可以達(dá)到近似于零的輸入電感器脈動(dòng)電流和大大減小所傳導(dǎo)的EMI噪聲。由于該增加而導(dǎo)致的DC磁通不平衡可忽略不計(jì)。這一點(diǎn)在寬范圍的工作負(fù)荷比D上保持不變。
當(dāng)然，如果假設(shè)特殊關(guān)系式(18)是先驗(yàn)的，那么(21)將直接證明DC安培匝數(shù)消除保持不變。但是，這只能證明(18)是一個(gè)充分條件，而不能解釋相同的條件(18)也是必要條件。圖36a隔離DC變壓器中的瞬時(shí)安培匝數(shù)波形也顯示消除了DC安培匝數(shù)。在條件(22)下，隔離變壓器在這種情況下再次為任何工作負(fù)荷比，即任何輸入DC電壓Vg和任何DC負(fù)載電流I2，提供恰好正確的DC偏流Im，從而在隔離DC變壓器的單回路磁芯中得到零DC安培匝數(shù)。這再次說明隔離DC變壓器是變流器工作的核心。因此具有非常嚴(yán)格但是明確選擇了繞著單回路磁芯的繞組的匝數(shù)(18)和位置的隔離DC變壓器是本發(fā)明空前性能的根本。很多變流器配置的變型實(shí)際上具有相同的目的，為繞組提供所需要的DC電流以及必需的AC電壓，從而嚴(yán)格定義電流方向和電壓極性并參考各自繞組的點(diǎn)標(biāo)記端，這樣隔離或非隔離DC變壓器可以起到分流的作用，提供相同的所描述的性能提高。
與前面圖21非隔離DC變壓器一樣，用與圖36a中一樣的繞組放置來顯示隔離DC變壓器只是為了更好的形象化隔離DC變壓器繞組連接，而不是表示實(shí)際的繞組放置。圖36c顯示了這樣的一種相對(duì)放置。請(qǐng)注意，象以前一樣，輸入電感器和隔離變壓器并排放置(以提高一些它們之間的漏電感)，同時(shí)輸出電感器放置在UU磁芯結(jié)構(gòu)對(duì)面的臂上以大大增加變壓器和輸出電感器之間的漏電感。最后，圖36c所示的隔離變壓器的初級(jí)和次級(jí)繞組交錯(cuò)，以將它們之間的漏電感減到最小，從而使用與用于任何其它使用緊耦合的隔離變壓器相同的方法。
隔離DC變壓器作為一種新型磁性元件，除了增加了電隔離和電壓升降功能之外，具有與圖21非隔離相對(duì)物相同的特性曲線。請(qǐng)注意，隔離變壓器用其磁化電感表示，如圖37a所示，承載流入點(diǎn)標(biāo)記端的DC電流Im，有N1匝線圈。因此，隔離DC變壓器可以用圖37b所示的一種新符號(hào)來表示，其中磁化電流Im和輸入電感器電流I1合成一個(gè)流入初級(jí)繞組點(diǎn)標(biāo)記端的輸入DC電流源I1+Im，因此再次表明凈DC安培匝數(shù)為零。
就象我們將圖35a非隔離變流器轉(zhuǎn)換成圖35b其相對(duì)物一樣，現(xiàn)在我們可以使用隔離變壓器替換圖27a-1中變流器的中間電感器以得到它們的隔離相對(duì)物。但是請(qǐng)注意，不是所有的非隔離變流器變型都有它們的隔離相對(duì)物。例如，圖27d和圖27i在這樣的步驟之后仍然沒有電隔離，原因是包括輔助電容C和互補(bǔ)輸入開關(guān)S1的支路連接在初級(jí)端的一個(gè)電路節(jié)點(diǎn)和次級(jí)端的另一個(gè)節(jié)點(diǎn)之間。因此，在包含了那些變流器配置之后，仍然可能有很多圖14b基本非隔離變流器的等效形式。圖38(a-h)顯示了一些基本變流器的隔離等效形式。請(qǐng)注意，在圖38g和圖38h的變流器中包括輔助電容C和互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1的支路完全位于次級(jí)端。因此，失去了原來該支路位于初級(jí)端時(shí)的優(yōu)點(diǎn)存儲(chǔ)在變壓器漏電感中的能量沒有恢復(fù)而是失去了，導(dǎo)致總效率降低。此外，這種額外的能量損耗表現(xiàn)為輸入MOSFET型開關(guān)漏極到源極電壓的無阻尼振蕩或非常輕微的阻尼振蕩。這又導(dǎo)致在這個(gè)器件上產(chǎn)生高的電壓尖脈沖，使其額定電壓更高，并大大增加輻射EMI噪聲。
在圖38e其隔離相對(duì)物中解決了圖27f的隔離配置中沒有共用地，其中變壓器是浮動(dòng)的，而電源和負(fù)載有獨(dú)立的地。這種配置增加的優(yōu)點(diǎn)是，初級(jí)端開關(guān)可以用N溝道MOSFET器件在高端配置實(shí)現(xiàn)，如圖40所示，而輔助電容C具有由(10)計(jì)算的較低的額定電壓Vb。圖38f的隔離配置是圖27k其非隔離相對(duì)物的隔離形式，保留了相同的優(yōu)點(diǎn)。圖27g中變流器的隔離相對(duì)物除了現(xiàn)在在上臂的輸入電容C1之外與圖38a中的隔離變流器是相同的。無疑兩個(gè)變流器明顯是彼此的修改形式。
就象非隔離情況有很多使用等效變換得到的變型一樣，因此有同樣大量的、通過用隔離變壓器簡(jiǎn)單的替換中間電感器得到的隔離變流器。它們中只有非常少的變流器將證明象對(duì)圖27d和圖27i解釋的那樣沒有隔離。
隔離變壓器的插入沒有改變圖14b新型的基本非隔離變流器的基本性質(zhì)。因此，到現(xiàn)在為止討論的所有直流變壓器相對(duì)于非隔離變流器的磁性實(shí)現(xiàn)都同樣可應(yīng)用于隔離相對(duì)物。例如，可以加入一個(gè)外部電感器與輸出電感器串聯(lián)，如圖30所示，得到與圖39a隔離相對(duì)物中相同的優(yōu)點(diǎn)。圖39b隔離變流器是以與圖33其非隔離相對(duì)物一樣的方法用磁漏臂實(shí)現(xiàn)的。最后在圖39c隔離變流器中沒有氣隙的EE型磁芯結(jié)構(gòu)是以與圖34非隔離相對(duì)物中一樣的方法實(shí)現(xiàn)的。
根據(jù)上面的討論，顯然插入隔離變壓器沒有改變變流器的基本工作或主要特性和性能特性曲線。但是那些包含互補(bǔ)輸入開關(guān)和輔助電容的支路位于初級(jí)和次級(jí)端之間的變型應(yīng)該排除在外。盡管如此，有幾個(gè)其它的圖36a本發(fā)明隔離擴(kuò)展形式的實(shí)施方案，它們或在非隔離配置中不可用，或具有令人感興趣的新性質(zhì)。
圖40中顯示的是一個(gè)隔離變流器的實(shí)施方案，其中圖38e的所有四個(gè)開關(guān)用N溝道半導(dǎo)體MOSFET型開關(guān)器件替換。連接初級(jí)端開關(guān)，使得能使用高端驅(qū)動(dòng)IC電路，這顯然是一個(gè)實(shí)用優(yōu)點(diǎn)。互補(bǔ)輸出開關(guān)Q’2與其接地的源極連接，準(zhǔn)備直接驅(qū)動(dòng)。但是由兩個(gè)MOSFET四象限復(fù)合開關(guān)Q2實(shí)現(xiàn)的輸出開關(guān)需要浮動(dòng)驅(qū)動(dòng)。在圖41中，電壓雙向輸出開關(guān)是使用一個(gè)二極管和一個(gè)源極接地的P溝道MOSFET實(shí)現(xiàn)的，該配置適合直接驅(qū)動(dòng)。還請(qǐng)注意，此時(shí)輔助電容C位于具有低DC額定電壓的位置。
注意如果包含開關(guān)S’1和電容C的支路與輸入電感器L1并聯(lián)，那么電容C上的電壓甚至?xí)汀５?，在此解決方案中，輸入電流將包含流入此支路的電流加上輸入電感器電流，因此不再是無脈動(dòng)的。
一旦實(shí)現(xiàn)了隔離變壓器，就可以提供多個(gè)輸出，通過合適的變壓器匝數(shù)比可以按比例確定各個(gè)獨(dú)立的輸出，如圖42所示。請(qǐng)注意，只要輸出電感器的匝數(shù)與第二輸出的變壓器次級(jí)的匝數(shù)相同，凈直流安培匝數(shù)也將為零。因此，可以再次將沒有任何氣隙的磁芯用于圖42這種多輸出變流器。最后，因?yàn)槊總€(gè)輸出是隔離的，所以通過為第二輸出選擇適當(dāng)?shù)妮敵龅?，也可以得到?fù)極性的輸出電壓。
在一些不需要隔離、需要從正輸入電壓源得到正極性輸出電壓的應(yīng)用中，最好是使用另一個(gè)實(shí)施方案，其中用一個(gè)自耦變壓器替換了隔離變壓器，如圖43所示。象在所有自耦變壓器連接中一樣，初級(jí)和次級(jí)繞組共享一些共用匝數(shù)，例如圖43中的N1。這種配置比完全隔離形式更加有效。如圖43所示，因?yàn)槌跫?jí)繞組只使用N1匝線圈處的一個(gè)抽頭，所以只需要為自耦變壓器提供一個(gè)總匝數(shù)為N2的繞組。在圖43所示的配置中，N2＞N1，匝數(shù)比使電壓升高。但是，當(dāng)N2＜N1時(shí)(次級(jí)繞組使用初級(jí)繞組上的一個(gè)抽頭)，得到另外的電壓降低。此外，由于單自耦變壓器繞組還具有更低的均方值電流，所以減少了AC銅損耗。就象在隔離變壓器的情況中一樣，得到了另外的輸出DC電壓的電壓比例。請(qǐng)注意，圖43自耦變壓器擴(kuò)展形式在類似于隔離情況的條件下也保持了總DC安培匝數(shù)為零輸出電感器必須與自耦變壓器次級(jí)具有相同的匝數(shù)N2，同時(shí)輸入電感器必須與自耦變壓器的初級(jí)具有相同的匝數(shù)N1。
在大多數(shù)應(yīng)用中，例如整流AC線的工作，需要很大的總壓降，例如從400V到5V或更低的電壓。在這種情況下，通過隔離變壓器降壓匝數(shù)比提供了另外的降壓。圖40的隔離形式和圖43的自耦變壓器形式在這種情況下也起到了重要的實(shí)際作用，將變流器的輸入端從變流器的輸出端完全去耦。這是由于輸出端整流而需要的性能。完全去耦意味著輸入端只“看到”其低電流，不會(huì)有低電壓輸出端的反射DC電流，高電流應(yīng)用表示加在輸入端器件的主要額外電流。同樣，輸出電壓不會(huì)反射到輸入端，增加輸入端器件的額定電壓。類似的，輸入端的電壓不會(huì)反射到輸出端，增加輸出端元件的額定電壓。輸入電流也不通過自耦變壓器匝數(shù)比反射來增加輸出器件所承受的總電流。因此輸入開關(guān)器件工作在低輸入電流，而輸出器件工作在低輸出電壓，沒有任何額外的電壓和/或電流開銷。
這也顯示了圖40中哪一個(gè)MOSFET開關(guān)器件在大輸入到輸出降壓轉(zhuǎn)換情況下對(duì)于減少開關(guān)損耗是最關(guān)鍵的。在這種情況下輸入端MOSFET開關(guān)是高電壓器件，而輸出端MOSFET器件是低電壓器件。
當(dāng)MOSFET開關(guān)為OFF時(shí)，將其寄生漏極到源極電容充電到OFF狀態(tài)電壓，存儲(chǔ)的能量由CVOFF2計(jì)算，其中VOFF是器件的阻塞電壓，C是器件漏極到源極電容。由于與阻塞電壓的平方相關(guān)，所以在輸入端高電壓器件的存儲(chǔ)能量大大高于低電壓器件。每當(dāng)各個(gè)MOSFET開關(guān)指向ON時(shí)，寄生電容短路，其存儲(chǔ)能量以熱量形式消耗掉，除非采取其它措施來消除該損耗。顯然，到目前為止按照這種損耗作用，輸入端的高電壓器件是最關(guān)鍵的。因此，下一節(jié)描述了本發(fā)明的軟開關(guān)實(shí)施方案，該實(shí)施方案完全消除了輸入端高電壓MOSFET型開關(guān)對(duì)于任意工作點(diǎn)的開關(guān)損耗。
減少開關(guān)損耗第四個(gè)基本性質(zhì)前面參照?qǐng)D19c和圖19d討論了輸入和輸出電感器的DC分量及其對(duì)DC變壓器單磁芯中DC磁通的影響。在圖44a和圖44b中顯示了圖18a變流器中兩個(gè)電感器的AC分量。請(qǐng)注意，對(duì)于給出的兩個(gè)電感器電流的選定方向和根據(jù)圖18a選定的兩個(gè)繞組的正AC電壓極性，下列等式適用vL1＝L1di1/dt和vL2＝-L2di2/dt(24)因?yàn)檫@兩個(gè)電路表述的符號(hào)不同，輸出電感器脈動(dòng)電流與輸入電感電感器脈動(dòng)電流相比極性相反，如圖44a和圖44b所示。然后圖19c和圖19d的正DC電流與圖44a和圖44b各個(gè)電感器的AC脈動(dòng)電流疊加得到瞬時(shí)電感器電流。
現(xiàn)在讓我們?nèi)嫜芯康仁?5)、(6)和(7)的時(shí)域解釋。圖45a中顯示了電感器電流和i1(t)+im(t)，顯示了其DC電流電平I1+Im和AC脈動(dòng)電流電平。請(qǐng)注意，因?yàn)閕1(t)和im(t)都流入圖18a中點(diǎn)標(biāo)記的繞組端(正向)，所以其AC脈動(dòng)分量相加，得到正極性的總峰峰值脈動(dòng)電流Δi1(t)+Δim(t)。另一方面，i2(t)流出點(diǎn)標(biāo)記的繞組端，因此導(dǎo)致疊加了極性與輸入和中間電感器的極性相反(異相)的AC脈動(dòng)電流，即如圖45b所示。輸出電感器DC電流電平I2的幅度等于I1+Im，因此相減后，圖45c所示的凈DC電流在所有時(shí)刻都為零，證明了關(guān)系式(5)。從圖45a脈動(dòng)電流Δi1(t)+Δim(t)減去圖45b脈動(dòng)電流Δi2(t)得到圖45d時(shí)域的總脈動(dòng)電流波形。請(qǐng)注意，因?yàn)檩敵鲭姼衅髅}動(dòng)電流與輸入電感器和中間電感器脈動(dòng)電流反相，且因?yàn)槲覀冇^察的是差Δi1(t)+Δim(t)-Δi2(t)，所以，這將導(dǎo)致所有三個(gè)脈動(dòng)電流幅度實(shí)際相加，如圖45d所示。輔助電容C中的時(shí)域電流ic(t)在互補(bǔ)時(shí)間間隔D’TS期間與圖45d的波形一致，且顯然在時(shí)間間隔DTS期間為零，因此得到圖45e的時(shí)域波形。該輔助電容電流沒有DC分量，因此證實(shí)了原始假設(shè)。
在上面的分析中，首先假設(shè)三個(gè)電感器是獨(dú)立的電感器。但是請(qǐng)注意，當(dāng)三個(gè)電感器耦合到DC變壓器的一個(gè)單回路磁芯中時(shí)，圖45d和圖45e的最終脈動(dòng)電流波形相同。這是因?yàn)椴还苋齻€(gè)電感器繞組中脈動(dòng)電流的相對(duì)相位如何，其由I1+Im-I2計(jì)算的總和在任意負(fù)荷比D必須等于帶有三個(gè)電感器繞組的非隔離DC變壓器磁化電感的脈動(dòng)電流，如圖45d所示。因此即使在DC變壓器的耦合約束下，圖45e的電流IN對(duì)于任意負(fù)荷比D始終為負(fù)，因此使軟開關(guān)以與不耦合情況一樣的方式工作。顯然，對(duì)于隔離DC變壓器同樣的情形也是正確的。
根據(jù)上面的詳細(xì)分析，可以斷定不管三個(gè)電感器中脈動(dòng)電流的幅度如何，輔助電容時(shí)域電流的形狀始終與圖45e所示的形狀相同在從DTS轉(zhuǎn)換到D’TS時(shí)間間隔時(shí)為正峰值IP，在從D’TS轉(zhuǎn)換到DTS時(shí)間間隔時(shí)為幅度相等但為負(fù)的峰值IN，其中IP＝|IN|＝ic/2。請(qǐng)注意，這是如何已經(jīng)為軟開關(guān)難于實(shí)現(xiàn)的強(qiáng)制轉(zhuǎn)換(D’到D的轉(zhuǎn)換)自動(dòng)提供了負(fù)峰值電流IN的。到本發(fā)明為止的常用軟開關(guān)技術(shù)必須通過，例如過度增加輸出電感器脈動(dòng)電流，以某種方式強(qiáng)制產(chǎn)生負(fù)的瞬時(shí)輸出電感器電流，如所述和圖13所示。
現(xiàn)在我們講述三種新型軟開關(guān)方法，也是通過根據(jù)等式(4)和波形圖45a、圖45b和圖45e提出的本發(fā)明的獨(dú)特關(guān)系變成可能的。請(qǐng)?zhí)貏e注意互補(bǔ)間隔D’TS期間輔助電容電流的負(fù)部分。這也使得能夠容易的實(shí)現(xiàn)通常是困難的強(qiáng)制開關(guān)轉(zhuǎn)換。此外，該波形和電壓雙向輸出開關(guān)的實(shí)現(xiàn)一起使三個(gè)新型軟開關(guān)方法不須需要其它的諧振元件用于其工作，例如諧振電感器，新型軟開關(guān)方法基于只使用四個(gè)開關(guān)的正確順序和柵極驅(qū)動(dòng)定時(shí)來完成輸入和互補(bǔ)輸入開關(guān)的零電壓軟開關(guān)操作，與傳統(tǒng)軟開關(guān)方法相反。所有三種新型軟開關(guān)方法對(duì)于完全消除輸入和互補(bǔ)輸入開關(guān)對(duì)于任意負(fù)荷比的開關(guān)損耗是有效的，傳統(tǒng)軟開關(guān)方法則不能如此。
非隔離變流器中的軟開關(guān)上面描述的兩種軟開關(guān)技術(shù)適用于以兩種形式顯示的非隔離DC變壓器變流器圖46a中使用了圖15c電壓雙向開關(guān)(VBS)的兩個(gè)MOSFET晶體管的四象限實(shí)現(xiàn)，圖46b中使用了圖15i的VBS開關(guān)的MOSFET晶體管/二極管的兩象限實(shí)現(xiàn)。為了解釋這兩種軟開關(guān)方法，兩個(gè)變流器都以圖46c的變流器電路模型表示，其中用于輸入開關(guān)、互補(bǔ)輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸出開關(guān)等電流雙向開關(guān)的MOSFET器件由一個(gè)由理想開關(guān)、寄生二極管又稱作體二極管和寄生漏極到源極電容并聯(lián)而成的復(fù)合開關(guān)表示，而兩象限VBS開關(guān)或四象限VBS開關(guān)由一個(gè)理想開關(guān)、寄生背對(duì)背二極管和寄生電容(相當(dāng)于兩個(gè)串聯(lián)的寄生漏極到源極電容)并聯(lián)而成的復(fù)合開關(guān)表示。
第一種軟開關(guān)方法的開關(guān)驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)使輸出開關(guān)兩端的電壓波形具有兩側(cè)的特性負(fù)電壓峰值和對(duì)稱的前緣和后緣。由于在圖57b的試驗(yàn)測(cè)量中也看到了這種對(duì)稱的輸入和輸出開關(guān)的電壓波形，所以從這以后將這種方法稱作對(duì)稱軟開關(guān)。另一種樣式的驅(qū)動(dòng)順序和定義使輸出開關(guān)兩端的電壓波形只在后緣有負(fù)峰值，如圖59b試驗(yàn)測(cè)量中所示，從這以后稱作不對(duì)稱開關(guān)方法。下面描述的第三種開關(guān)方法適用于圖46d的隔離DC變壓器變流器。圖46e所示的隔離變流器電路模型的次級(jí)端根據(jù)初級(jí)到次級(jí)匝數(shù)比n反射到初級(jí)端。請(qǐng)注意，隔離變壓器是以只有磁化電感Lm和漏電感Le的簡(jiǎn)化模型表示的。請(qǐng)注意，對(duì)于圖43的自耦變壓器形式得到同樣的電路模型。將實(shí)際開關(guān)替換成其等效電路模型得到圖46f的電路模型，用于詳細(xì)描述軟開關(guān)工作。圖61顯示的隔離變流器實(shí)際測(cè)量的軟開關(guān)電壓波形類似于非隔離變流器中不對(duì)稱軟開關(guān)的電壓波形，其不同處在下面的詳細(xì)分析中會(huì)提到。
隔離變流器的初級(jí)端對(duì)次級(jí)端硬開關(guān)在大多數(shù)實(shí)際應(yīng)用中，例如離線開關(guān)電源，首先要對(duì)AC輸入電壓整流，得到高DC電壓，然后通過使用具有高降壓的變壓器匝數(shù)比的隔離開關(guān)DC-DC變流器，將該高輸入電壓降低到用于電子應(yīng)用的5V以下的DC電壓。下面的分析顯示，到目前為止，初級(jí)端高電壓器件即使是在部分軟開關(guān)的時(shí)候也會(huì)產(chǎn)生大部分開關(guān)損耗，相比之下，次級(jí)端低電壓器件即使是在全部硬開關(guān)的時(shí)候也只產(chǎn)生微不足道的開關(guān)損耗。這是首先在圖46d本發(fā)明的隔離擴(kuò)展形式中引入新型軟開關(guān)的主要?jiǎng)訖C(jī)，其中實(shí)現(xiàn)了高電壓初級(jí)端的開關(guān)-輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸入開關(guān)-零開關(guān)損耗的完全軟開關(guān)，在輸出只剩下了由于其硬開關(guān)操作而產(chǎn)生的可忽略不計(jì)的開關(guān)損耗。當(dāng)然，各個(gè)器件的柵極驅(qū)動(dòng)損耗仍然存在，且由于實(shí)際上完全消除了開關(guān)器件的寄生漏極到源極電容，而支配著開關(guān)損耗。這種新的軟開關(guān)方法與傳統(tǒng)軟開關(guān)方法相比的另一種明顯的優(yōu)點(diǎn)是在整個(gè)工作范圍內(nèi)，即對(duì)任意工作負(fù)荷比D都保持了這樣的性能。同樣重要的是，這樣完美的工作只需要正確的驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)。因此，與其它依賴于變壓器漏電感或另外的諧振電感器及其軟開關(guān)工作的諧振的經(jīng)典軟開關(guān)不同，在這里變壓器的漏電感雖然如下所述確實(shí)進(jìn)一步提高了軟開關(guān)性能，但對(duì)于基本的軟開關(guān)工作不是關(guān)鍵的。
為了便于比較，選擇具有下列在后面用于測(cè)量的試驗(yàn)一節(jié)中使用的值和波形表示的圖46d的隔離變流器Vg＝450V、n＝27、V2＝5V、開關(guān)頻率fS＝200kHz。
在所謂的“硬開關(guān)”中，當(dāng)開關(guān)為OFF時(shí)(因此使寄生電容充電到阻塞電壓VOFF)，在各個(gè)開關(guān)的寄生電容中存儲(chǔ)能量，每當(dāng)各個(gè)開關(guān)隨后指向ON時(shí)消耗掉能量，因此根據(jù)方程式P＝CPVOFF2fS(25)開關(guān)損耗與阻塞電壓的平方成正比，與工作開關(guān)頻率成正比，其中CP是寄生電容，VOFF是阻塞電壓。
現(xiàn)在將圖46d隔離變流器在相同開關(guān)頻率200kHz上由于高電壓初級(jí)端開關(guān)的硬開關(guān)而產(chǎn)生的開關(guān)損耗和低電壓次級(jí)端的硬開關(guān)損耗進(jìn)行比較是有益的。這里使用的是用于試驗(yàn)一節(jié)中描述的離線開關(guān)電源的典型數(shù)據(jù)。輸入開關(guān)Q1工作時(shí)VOFF＝750V，CP＝350pF，根據(jù)(25)，得到很大的硬開關(guān)損耗P1＝19.7W。即使使用一種傳統(tǒng)軟開關(guān)方法在輸入開關(guān)硬開關(guān)之前將其上面的電壓減小到VOFF＝Vg＝450V，也只將開關(guān)損耗減少到P1(450V)＝7.1W。
假設(shè)另一種軟開關(guān)能夠?qū)崿F(xiàn)以硬開關(guān)的輸出開關(guān)替換圖46e的非隔離變流器模型的輸入開關(guān)的完全軟開關(guān)。例如，讓我們假設(shè)以前圖46e非隔離變流器在VOFF＝Vg＝450V上部分硬開關(guān)的輸入開關(guān)現(xiàn)在替換為電壓電平幅度同為Vg＝450V但極性為負(fù)的硬開關(guān)的輸出開關(guān)，后面的詳細(xì)分析將說明。如果具有相同電容Cp＝350pF(如上)的開關(guān)器件既用于輸入開關(guān)，又用于輸出開關(guān)，則同樣大的7.1W開關(guān)損耗現(xiàn)在將主要由輸出開關(guān)支配，看起來沒有得到提高。但是請(qǐng)注意，圖46e變流器(圖46d隔離變流器的非隔離模型)中輸出開關(guān)Q2在電壓幅度Vg上的“硬開關(guān)”通過變壓器匝數(shù)比n轉(zhuǎn)換成圖46d隔離變流器中輸出開關(guān)Q2在低得多的電壓電平VNBC上的“硬開關(guān)”，其中VNBG計(jì)算如下VNEG＝Vg/n(26)因此，對(duì)于n＝27，根據(jù)(26)，圖46e非隔離變流器模型中輸出開關(guān)Q2的硬開關(guān)電壓|Vg|＝450V減小到等于圖46d隔離變流器中的硬開關(guān)電壓，只有VNBG＝16.7V。在輸入DC電壓為450V、VNBG＝16.7V的離線變流器的試驗(yàn)原型上測(cè)量得到的圖61波形確認(rèn)了輸出開關(guān)Q2兩端電壓的后緣處為這種特性負(fù)電壓峰值。請(qǐng)注意，在測(cè)量波形中該負(fù)電壓也表示為VNBG。還請(qǐng)注意，圖46d隔離變流器中輸出開關(guān)阻塞電壓也成比例減小，因此現(xiàn)在在試驗(yàn)原型中能夠使用30V等低額定開關(guān)電壓的器件。因?yàn)檫@種開關(guān)也成比例的增加了電流容量，所以也增加了寄生電容C2P。在試驗(yàn)原型中使用的典型情況下，圖46d的低電壓輸出開關(guān)Q2的寄生電容比Q1大8倍以上，即C2P＝2950pF。但是，其硬開關(guān)電壓只為VNBG＝16.7V，因此比初級(jí)端的硬開關(guān)電壓小27倍(與匝數(shù)比相同)。此外，由于根據(jù)(25)開關(guān)損耗與阻塞電壓的平方相關(guān)，因此導(dǎo)致圖46d隔離變流器中輸出開關(guān)的硬開關(guān)損耗極小，由(25)計(jì)算是P2＝0.082W或是初級(jí)端硬開關(guān)損耗的1.1％。從而結(jié)論是實(shí)際的低電壓器件的硬開關(guān)損耗是可忽略不計(jì)的，開關(guān)損耗的主要來源是初級(jí)端高電壓開關(guān)器件的硬開關(guān)損耗。因此，參照?qǐng)D46d，Q1和Q’1開關(guān)的開關(guān)損耗到目前為止是最關(guān)鍵的，需要通過使用軟開關(guān)方法來減小或消除，而輸出低電壓開關(guān)Q2和Q’2的開關(guān)損耗實(shí)際上是可忽略不計(jì)的。這就是在本發(fā)明的隔離變流器中應(yīng)用新型軟開關(guān)方法所要達(dá)成的目標(biāo)。
圖46d隔離變流器中電壓雙向開關(guān)的作用正是將所有的硬開關(guān)從初級(jí)端高電壓開關(guān)移動(dòng)到次級(jí)端低電壓開關(guān)，在過程中能夠完成輸入初級(jí)端上高電壓開關(guān)的軟開關(guān)，從而消除大部分開關(guān)損耗。輸出開關(guān)只用一個(gè)MOSFET實(shí)現(xiàn)(CBS開關(guān))，其內(nèi)部二極管通過指向ON來防止輸出開關(guān)的電壓變?yōu)樨?fù)值，從而將變壓器電壓鉗位在零，這又能夠軟開關(guān)，并只在D’到D轉(zhuǎn)換期間將輸入開關(guān)的寄生電容放電到電壓電平VG，在這一電平上該輸入開關(guān)必須硬開關(guān)。但是電壓雙向開關(guān)能夠使輸入開關(guān)寄生電容在困難的D’到D轉(zhuǎn)換期間的放電一直持續(xù)到零電壓，從而使其開關(guān)損耗為零。另一方面，現(xiàn)在強(qiáng)制輸出開關(guān)在大為減小的電壓幅度Vg/n上硬開關(guān)，這第一次導(dǎo)致以開關(guān)兩端的負(fù)電壓硬開關(guān)。
穩(wěn)態(tài)和轉(zhuǎn)換間隔從圖14c的時(shí)序圖描述的硬開關(guān)清楚的識(shí)別出只有兩個(gè)間隔，DTS間隔和互補(bǔ)D’TS間隔，其對(duì)應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)為ON或OFF。因?yàn)閷?shí)際的半導(dǎo)體開關(guān)不是無限快的，所以也存在從DTS間隔到D’TS間隔(稱作D到D’轉(zhuǎn)換)和從D’TS間隔到DTS間隔(稱作D’到D轉(zhuǎn)換)兩個(gè)轉(zhuǎn)換。在軟開關(guān)的情況下，由于開關(guān)的特定相對(duì)定時(shí)，它們替換為良好控制的、有限的轉(zhuǎn)換時(shí)間間隔(已經(jīng)在現(xiàn)有技術(shù)的圖13中顯示)。請(qǐng)注意，四個(gè)開關(guān)中的每一個(gè)對(duì)于兩個(gè)轉(zhuǎn)換間隔中的任一個(gè)的大量驅(qū)動(dòng)定時(shí)可能性中，只有幾個(gè)非常特定的驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)將結(jié)合變流器工作得到如三種新型軟開關(guān)方法講述的希望的軟開關(guān)工作。四個(gè)開關(guān)的這種大量的可能驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)需要更為精確的定義兩個(gè)穩(wěn)態(tài)間隔和兩個(gè)轉(zhuǎn)換間隔。因此現(xiàn)在只相對(duì)于輸入開關(guān)S1定義穩(wěn)態(tài)間隔DTS和D’TS和穩(wěn)態(tài)負(fù)荷比D只要開關(guān)S1閉合(傳導(dǎo)電流)就持續(xù)間隔DTS，只要開關(guān)S1斷開就持續(xù)互補(bǔ)間隔D’TS。以這種方式能夠惟一確定相對(duì)于這樣定義的穩(wěn)態(tài)負(fù)荷比D的穩(wěn)態(tài)屬性(電容的DC電壓和電感器的DC電流)。
兩個(gè)轉(zhuǎn)換間隔定義如下在下文中稱作D到D’轉(zhuǎn)換的第一轉(zhuǎn)換間隔(“自然”轉(zhuǎn)換)期間，開關(guān)的狀態(tài)從S1和S2為ON、S’1和S’2為OFF的初態(tài)變?yōu)镾1和S2為OFF、S’1和S’2為ON的終態(tài)。在下文中稱作D’到D轉(zhuǎn)換的第二轉(zhuǎn)換間隔(“強(qiáng)制”轉(zhuǎn)換)期間，開關(guān)的狀態(tài)從S1和S2為OFF、S’1和S’2為ON的初態(tài)變?yōu)镾1和S2為ON、S’1和S’2為OFF的終態(tài)。這種定義涵蓋了四個(gè)開關(guān)在這兩個(gè)轉(zhuǎn)換間隔期間所有可能的驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)形式。
因此，開始第一轉(zhuǎn)換間隔(D到D’轉(zhuǎn)換)不再需要與輸入開關(guān)S1在DTS間隔結(jié)束時(shí)指向OFF一致，而是由指定來開始該轉(zhuǎn)換的任一個(gè)開關(guān)來開始。例如，在對(duì)稱軟開關(guān)中，第一轉(zhuǎn)換將完全出乎意料的通過輸出開關(guān)S2指向OFF來開始，而在后面同一D到D’轉(zhuǎn)換期間將輸入開關(guān)S1指向OFF來開始同一個(gè)轉(zhuǎn)換的第二部分。與該定時(shí)順序相反，現(xiàn)有技術(shù)的D到D’轉(zhuǎn)換間隔總是以首先將輸入開關(guān)指向OFF來開始。
在適用于轉(zhuǎn)換間隔期間電路圖中，以黑體表示為ON的MOSFET開關(guān)，以淺繪圖顯示為OFF的MOSFET開關(guān)。為了更容易的理解轉(zhuǎn)換間隔期間的電路工作，在電路圖中忽略了在DTS或D’TS間隔期間(轉(zhuǎn)換間隔之外)為OFF的MOSFET開關(guān)。
在本發(fā)明中，如前面在圖45e中證明的以及在圖48a中顯示的，在D’TS時(shí)間間隔結(jié)束時(shí)已經(jīng)存在負(fù)的電流。因此既不需要大的輸出電感器脈動(dòng)電流，也不需要添加任何諧振元件，例如象很多典型軟開關(guān)方案中的諧振電感器。實(shí)際上，如下所示，本發(fā)明獨(dú)特的開關(guān)配置結(jié)合在圖48a(和圖45e)時(shí)域波形中識(shí)別出的關(guān)鍵關(guān)系式(4)及其因果關(guān)系，得到一個(gè)惟一可能的實(shí)際軟開關(guān)，只通過使用圖46c中四個(gè)開關(guān)正確的驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)就大大減少了開關(guān)損耗。
對(duì)稱軟開關(guān)首先我們考慮圖46a電路的D到D’轉(zhuǎn)換。
D到D’轉(zhuǎn)換根據(jù)圖48a的穩(wěn)態(tài)分析和波形，結(jié)論是在時(shí)間間隔DTS結(jié)束時(shí)瞬時(shí)電流i1+im大于i2(實(shí)際上它們的差等于圖48a中的IP)。可以通過圖47a、b、c和d四個(gè)等效電路及圖48b中顯示的它們對(duì)應(yīng)的時(shí)間間隔ta、tb、tc、td來表示從D到D’間隔的轉(zhuǎn)換。
間隔ta圖47a和圖48b中的ta間隔對(duì)應(yīng)D到D’轉(zhuǎn)換開始之前的DTS時(shí)間間隔。S1和S2都為ON，S’1和S’2都為OFF。當(dāng)輸出開關(guān)S2指向OFF時(shí)開始稱作“自然”轉(zhuǎn)換的第一轉(zhuǎn)換，得到圖47b的電路。
間隔tb在間隔tb(總D到D’轉(zhuǎn)換間隔tDD’＝tb+tc的第一部分，如圖48b所示)期間，電流I2快速為S’2開關(guān)的寄生電容放電，以負(fù)極性為S2的寄生電容充電。這個(gè)間隔在開關(guān)S’2兩端電壓VS’2下降到零且S’2的體二極管開始傳導(dǎo)的時(shí)候結(jié)束。因此，開關(guān)S’2由其寄生電容在零電壓自然指向ON。因?yàn)榈蛪簳r(shí)的二極管傳導(dǎo)由于二極管兩端的高電壓下降導(dǎo)致效率相當(dāng)?shù)停赃@也是開關(guān)S’2指向ON的實(shí)際時(shí)間(或相當(dāng)于原來的Q’2MOSFET指向ON)，從而使傳導(dǎo)損耗最小。隨著S’2指向ON，輸入開關(guān)S1同時(shí)指向OFF，這得到了對(duì)于圖48b中間隔tc有效的圖47c電路模型。請(qǐng)注意，如果開關(guān)S1指向OFF延遲了，那么會(huì)后跟一個(gè)所有電壓鉗位在當(dāng)前值的中間間隔，對(duì)于開關(guān)S’1和S2分別是Vc和-Tg。因?yàn)檫@個(gè)間隔只是延遲了D到D’轉(zhuǎn)換的結(jié)束，顯然該間隔是沒有價(jià)值和不必要的，因此應(yīng)該通過圖48b中正確的驅(qū)動(dòng)定時(shí)來避免。
間隔tc接下來由圖47c的等效電路描述了圖48b中間隔tc的特性，在此期間開關(guān)S1、S’1和S2為OFF，只有開關(guān)S’2為ON，分流其體二極管(圖47c中也以粗體顯示了體二極管來表示這個(gè)二極管首先開始傳導(dǎo)并觸發(fā)S’2指向ON的事實(shí)，S’2傳導(dǎo)得到該狀態(tài))。電流I1+Im-I2為S1的寄生電容充電，為S’1的寄生電容放電，為S2的寄生電容放電/充電。請(qǐng)注意，由于基本關(guān)系式(4)，I1+Im＝I2，電流i1+im-i2現(xiàn)在只包含各自的AC脈動(dòng)份量Δi1+Δim-Δi2，使開關(guān)S1、S’1和S2上的電壓斜率與前面間隔tb中開關(guān)S2和S’2上電壓改變的斜率相比減小了。這個(gè)總AC脈動(dòng)電流Δi1+Δim-Δi2開始將S2兩端的電容從-Vg充電到零，然后以負(fù)極性將其充電到Vc-Vg，而同時(shí)該AC脈動(dòng)電流將S1兩端的電容充電到電壓Vc，將S’1兩端的電容放電到零。當(dāng)開關(guān)S’1上的電壓達(dá)到零且該開關(guān)的體二極管開始傳導(dǎo)時(shí)這個(gè)間隔tc結(jié)束(如顯示了間隔td開始時(shí)的變流器電路的圖47d所示)。這具有將開關(guān)S1上的電壓鉗位在Vc電平上的作用。此時(shí)開關(guān)S’1可以在零電壓時(shí)指向ON，因此具有零開關(guān)損耗，還分流內(nèi)部體二極管以減小傳導(dǎo)損耗。
間隔td圖47d中的電路表示D到D’轉(zhuǎn)換已經(jīng)結(jié)束，與開關(guān)S1和S2同時(shí)為ON的圖47a初始狀態(tài)相比，現(xiàn)在開關(guān)S’1和S’2同時(shí)為ON?？偟膩碚f，在這個(gè)第一轉(zhuǎn)換期間，所有開關(guān)在零電壓指向ON，達(dá)到D到D’轉(zhuǎn)換的完全軟開關(guān)，因此沒有開關(guān)損耗。
D’到D轉(zhuǎn)換如圖50a的波形所示，對(duì)于這個(gè)在D’TS間隔結(jié)束時(shí)的轉(zhuǎn)換，電流i1+im小于電流i2。因此通過圖49a、b、c、d及圖50b顯示的它們各自的間隔ta、tb、tc、td來表示D’到D轉(zhuǎn)換。
間隔ta圖49a和圖50b中的間隔ta對(duì)應(yīng)于就在D’到D轉(zhuǎn)換開始之前的D’TS時(shí)間間隔。開關(guān)S’1和S’2都為ON，S1和S2都為OFF。當(dāng)互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1指向OFF時(shí)這個(gè)間隔結(jié)束，開始通常所稱作的“強(qiáng)制”轉(zhuǎn)換，得到表示強(qiáng)制轉(zhuǎn)換第一部分tb的圖49b電路。
間隔tb在這個(gè)間隔tb(總D’到D轉(zhuǎn)換間隔tD’D＝tb+tc的第一部分，由圖49b的電路表示)期間，電流i2-i1-im為S’1兩端的寄生電容充電，為S1和S2兩端的寄生電容放電，如圖50b關(guān)于間隔tb的波形所示。因?yàn)樵撾娐返目侱C分量為零，所以只留下了總AC脈動(dòng)分量，因此這導(dǎo)致這些寄生電容充電和放電較慢，從而導(dǎo)致開關(guān)S’1上的電壓上升較慢。給定上面的假設(shè)(大電感由電流源替換，大電容由電壓源替換)，這三個(gè)電容是AC方式并聯(lián)的。當(dāng)開關(guān)S1兩端電壓Vs1下降到零且S1的體二極管開始傳導(dǎo)時(shí)這個(gè)間隔結(jié)束。因此，開關(guān)S1由其寄生體二極管在零電壓(軟開關(guān)的)指向ON。因?yàn)榈蛪簳r(shí)的二極管傳導(dǎo)由于二極管兩端的高電壓下降導(dǎo)致效率相當(dāng)?shù)?，所以這也是開關(guān)S1指向ON的實(shí)際時(shí)間(或相當(dāng)于原來的Q1MOSFET指向ON)，從而使傳導(dǎo)損耗最小。
現(xiàn)在進(jìn)行非常重要的觀測(cè)，這清楚的顯示了電壓雙向開關(guān)實(shí)現(xiàn)對(duì)于輸出開關(guān)S2的重要性。如關(guān)于間隔tb的圖50b所示，開關(guān)S2兩端的電壓從初始的正電壓Vc-Vg變?yōu)樨?fù)電壓-Vg。如果使用電流雙向開關(guān)(CBS)實(shí)現(xiàn)開關(guān)S2，將會(huì)防止開關(guān)S2兩端的電壓為負(fù)，其上的電壓將會(huì)通過CBS開關(guān)的體二極管鉗位在零電壓。這又防止了輸入開關(guān)S1兩端的電容完全放電為零。相反，S1上的電壓將會(huì)鉗位在+Vg，且必須將這個(gè)開關(guān)指向ON，承受造成的硬開關(guān)損耗。但是，當(dāng)改為使用電壓雙向開關(guān)作為開關(guān)S2時(shí)，因?yàn)镾2開關(guān)兩端的電壓現(xiàn)在允許為負(fù)，從而消除了這個(gè)問題。因此，S1開關(guān)寄生電容將不受阻礙的繼續(xù)放電到零電壓，此時(shí)以零開關(guān)損耗指向ON。
間隔tc
當(dāng)開關(guān)S1指向ON時(shí)，開關(guān)S’2同時(shí)指向OFF，得到對(duì)圖50b中間隔tc有效的圖49c電路模型。轉(zhuǎn)換間隔的剩余部分不能以軟開關(guān)方式完成。因此，開關(guān)S2必須在減小了的電壓-Vg上“硬性”指向ON，其寄生電容突然放電。因?yàn)樵摰谌g隔tc只會(huì)延遲轉(zhuǎn)換間隔的結(jié)束，沒有任何有用的功能，所以理想情況應(yīng)該是消除它。
間隔td與開關(guān)S2硬性指向ON相關(guān)的損耗是有效電壓為Vg的開關(guān)S2寄生電容的CV2損耗和開關(guān)S’2體二極管中的逆恢復(fù)電流損耗。因此圖49d顯示了D’到D轉(zhuǎn)換完成之后的最后階段，其中開關(guān)S1和S2指向ON。圖49d也顯示了開關(guān)S’1寄生電容的最終電壓為Vc，開關(guān)S’2寄生電容的最終電壓為Vg，是它們接下來D到D’轉(zhuǎn)換的起始值。
現(xiàn)在讓人感興趣的是了解這種軟開關(guān)是如何的有效。顯然D到D’轉(zhuǎn)換達(dá)到了完全的軟開關(guān)，而由于在指向ON時(shí)將開關(guān)S2的寄生電容充電到Vg電壓，所以D’到D轉(zhuǎn)換是部分軟開關(guān)。一個(gè)非常簡(jiǎn)單的分析揭示了這個(gè)D’到D轉(zhuǎn)換期間的部分軟開關(guān)也是非常有效的，特別是對(duì)于較高負(fù)荷比上的工作，例如D＝0.8時(shí)，Vc＝Vg/(1-D)＝5Vg。因此開關(guān)S1兩端的寄生電容從高電壓Vc＝5Vg放電到零電平，開關(guān)S’1兩端的寄生電容從零電平充電到Vc，實(shí)現(xiàn)這兩個(gè)高電壓器件零損耗的完全軟開關(guān)，而低電壓開關(guān)S2兩端的寄生電容以軟開關(guān)方式從Vc-Vg(負(fù)荷比D＝0.8時(shí)等于4Vg)放電到-Vg電平，然后以硬開關(guān)方式指向ON，開關(guān)損耗大為減少。因此，與硬開關(guān)的情況相比只失去了部分存儲(chǔ)在開關(guān)上的能量，此時(shí)指向ON的損耗計(jì)算如下(5Vg)2(CS1+CS’1)+(4Vg)2CS2+Vg2CS’2(27)當(dāng)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)時(shí)，指向ON的損耗減少到Vg2(CS2+CS’2)。如果開關(guān)的寄生電容相同，則軟開關(guān)損耗將小于硬開關(guān)損耗的3％(2與67的比！)。
不對(duì)稱軟開關(guān)首先我們考慮圖46a電路的D到D’轉(zhuǎn)換。
D到D’轉(zhuǎn)換根據(jù)圖52a的穩(wěn)態(tài)分析和波形，結(jié)論是在時(shí)間間隔DTS結(jié)束時(shí)瞬時(shí)電流i1+im大于i2(實(shí)際上它們的差等于圖52a中的IP)?？梢酝ㄟ^圖51a、b、c和d四個(gè)等效電路及圖52b中顯示的它們對(duì)應(yīng)的時(shí)間間隔ta、tb、tc、td來表示從D到D’間隔的轉(zhuǎn)換。
間隔ta圖51a和圖52b中的ta間隔對(duì)應(yīng)D到D’轉(zhuǎn)換開始之前的DTS時(shí)間間隔。S1和S2都為ON，S’1和S’2都為OFF。當(dāng)輸出開關(guān)S2指向OFF時(shí)開始稱作“自然”轉(zhuǎn)換的第一轉(zhuǎn)換，得到圖51b的電路。
間隔tb在間隔tb(總D到D’轉(zhuǎn)換間隔tDD’＝tb+tc的第一部分，如圖52b所示)期間，電流i1+im為S1的寄生電容充電(開始時(shí)在S1為ON的時(shí)刻之前是完全放電的)和為S’1和S’2開關(guān)兩端的寄生電容放電。因?yàn)檫@個(gè)電流包含直流成分I1+Im，所以這使這些寄生電容較快的充電和放電，從而使輸入開關(guān)S1上的電壓快速上升。給定上述假設(shè)(大電感替換為電流源，大電容替換為電壓源)，這三個(gè)電容是交流方式并聯(lián)的。這個(gè)間隔在開關(guān)S’2兩端電壓VS’2下降到零且S’2的體二極管開始傳導(dǎo)的時(shí)候結(jié)束。因此，開關(guān)S’2由其自己的寄生電容在零電壓(軟開關(guān)的)自然指向ON。因?yàn)榈蛪簳r(shí)的二極管傳導(dǎo)由于二極管兩端的高電壓下降導(dǎo)致效率相當(dāng)?shù)?，所以這也是開關(guān)S’2指向ON的實(shí)際時(shí)間(或相當(dāng)于原來的Q’2MOSFET指向ON)，從而使傳導(dǎo)損耗最小。當(dāng)S’2指向ON時(shí)，開關(guān)S2同時(shí)指向OFF，得到對(duì)于圖52b中間隔tc有效的圖51c電路模型。請(qǐng)注意，如果開關(guān)S2指向OFF延遲了，那么會(huì)后跟一個(gè)所有電壓鉗位在當(dāng)前值的間隔tb，對(duì)于開關(guān)S1和S’1分別是Vg和Vc-Vg。因?yàn)檫@個(gè)間隔只是延遲了第一轉(zhuǎn)換間隔的結(jié)束，顯然是沒有價(jià)值和不必要的，因此應(yīng)該通過圖52b中正確的驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)來避免。
間隔tc接下來由圖51c的等效電路描述了圖52b中間隔tc的特性，在此期間開關(guān)S1、S’1和S2為OFF，只有開關(guān)S’2為ON，分流其體二極管(圖51c中也以粗體顯示了體二極管來表示這個(gè)二極管首先開始傳導(dǎo)并觸發(fā)S’2指向ON的事實(shí)，S’2傳導(dǎo)得到該狀態(tài))。請(qǐng)注意，現(xiàn)在由于基本關(guān)系式(4)，I1+Im＝I2，電流i1+im-i2當(dāng)前只包含各自的AC脈動(dòng)份量Δi1+Δim-Δi2，使開關(guān)S1、S’1和S2上的電壓上升斜率與前面間隔tb相比減小了。這個(gè)總AC脈動(dòng)電流開始為S2兩端的電容充電，而同時(shí)它繼續(xù)為S1兩端的電容充電和為S’1兩端的電容放電，雖然是以比前面tb間隔中慢得多的速度。當(dāng)開關(guān)S’1上的電壓達(dá)到零且該開關(guān)的體二極管開始傳導(dǎo)時(shí)這個(gè)間隔tc結(jié)束，如顯示了間隔td開始時(shí)的變流器電路的圖51d所示。這具有將開關(guān)S1上的電壓鉗位在Vc電平上的作用。此時(shí)開關(guān)S’1可以在零電壓時(shí)指向ON，因此具有零開關(guān)損耗，還分流內(nèi)部體二極管以減小傳導(dǎo)損耗。
間隔td圖51d中的電路表示D到D’轉(zhuǎn)換已經(jīng)結(jié)束，與開關(guān)S1和S2同時(shí)為ON的圖51a開始狀態(tài)相比，現(xiàn)在開關(guān)S’1和S’2同時(shí)為ON?？偟膩碚f，在這個(gè)第一轉(zhuǎn)換期間，所有開關(guān)在零電壓指向ON，達(dá)到D到D’轉(zhuǎn)換的完全軟開關(guān)，因此沒有開關(guān)損耗。
D’到D轉(zhuǎn)換當(dāng)實(shí)現(xiàn)對(duì)稱定時(shí)時(shí)該轉(zhuǎn)換與D’到D轉(zhuǎn)換相同，已經(jīng)用圖49a-d及圖50b顯示的它們各自的間隔ta、tb、tc、td說明和顯示。
隔離變流器的軟開關(guān)現(xiàn)在分析在圖46d的隔離變流器上實(shí)現(xiàn)的新型軟開關(guān)方法。但是，為了簡(jiǎn)化說明，在下面根據(jù)通過將圖46d變流器的次級(jí)端反射到其初級(jí)端而得到的圖46e非隔離電路模型來進(jìn)行軟開關(guān)分析。
因此，當(dāng)圖46e變流器中的開關(guān)Q2如下面分析中所述在幅度Vg上進(jìn)行“硬開關(guān)”時(shí)，圖46d的原始隔離變流器中的開關(guān)Q2在低得多的電壓幅度Vg/n上進(jìn)行實(shí)際的“硬開關(guān)”。
如前面看到的，這種隔離變流器中的新型軟開關(guān)方法將硬開關(guān)從高電壓初級(jí)端移動(dòng)到低電壓次級(jí)端，其中硬開關(guān)是無害的，開關(guān)損耗可忽略不計(jì)。實(shí)際上，轉(zhuǎn)換降壓比越高，輸出開關(guān)的剩余硬開關(guān)損耗越低。因此，降壓匝數(shù)比大的隔離變壓器實(shí)際上提高了軟開關(guān)性能。
該新型軟開關(guān)的“特征”是輸出開關(guān)S2兩端電壓的負(fù)電壓峰值在后緣處，通過這個(gè)特征可以輕松的與其它軟開關(guān)類型區(qū)分開來。后緣的線性斜率證實(shí)在強(qiáng)制D’到D轉(zhuǎn)換中不存在任何諧振放電。
該軟開關(guān)的另一個(gè)實(shí)際優(yōu)點(diǎn)是初級(jí)端上的兩個(gè)高電壓器件都在零電壓指向ON，所以在任何工作點(diǎn)都沒有開關(guān)損耗。因此由于在輸出低電壓器件兩端非常低的電壓上硬開關(guān)而產(chǎn)生的剩余可忽略不計(jì)的開關(guān)損耗允許工作在高得多的500kHz以上的開關(guān)頻率，只增加了不多的開關(guān)損耗。下面是對(duì)圖46e非隔離模型的軟開關(guān)分析。對(duì)大電感器和大的非寄生電容進(jìn)行與前面分析相同的假設(shè)。
D到D’轉(zhuǎn)換從D到D’間隔的轉(zhuǎn)換用圖53a、b、c、d、e的5個(gè)特性電路和圖54a和圖54b的對(duì)應(yīng)波形來描述。圖54b將時(shí)序圖分成五個(gè)間隔ta、tb、tc、td、te，每個(gè)間隔對(duì)應(yīng)于各自的電路模型，例如ta對(duì)應(yīng)于圖53a，tb對(duì)應(yīng)于圖53b。根據(jù)圖54a的波形，適用下列不等式i1+im＞i2(28)下面描述各個(gè)間隔的電路工作間隔ta該間隔對(duì)應(yīng)于轉(zhuǎn)換開始之前的DTS間隔末端。如圖53a所示，S1和S2為ON，S’1和S’2為OFF。當(dāng)S1指向OFF時(shí)該間隔結(jié)束并開始轉(zhuǎn)換。
間隔tb通過S1指向OFF開始該轉(zhuǎn)換，圖53b的電路適用。電流i1和i1的和為S1兩端的電容充電，為S’1兩端的電容放電。電流i1的初始值為im，因此開始時(shí)沒有電流流向S’2。隨著S1兩端的電壓上升，漏電感上的電壓v1也開始增加。該電壓使i1幅度變小。圖54b間隔tb中顯示了對(duì)應(yīng)的波形。從而使開關(guān)S’2中的電流不再為零，該開關(guān)的寄生電容也從其初始值Vg放電，當(dāng)該寄生電容完全放電且S’2的體二極管開始傳導(dǎo)時(shí)該間隔結(jié)束。此時(shí)開關(guān)S’2在零電壓指向ON(因此沒有開關(guān)損耗)，從而分流體二極管和減少傳導(dǎo)損耗。
間隔tc電流i1和i1繼續(xù)為S1的寄生電容充電，為S’1的寄生電容放電，如圖53c所示。電壓v1積累得更高，就越減小i1的幅度。當(dāng)開關(guān)S’1上的電壓達(dá)到零且開關(guān)S’1的體二極管開始傳導(dǎo)時(shí)結(jié)束該間隔，如圖54b間隔tc中所示?，F(xiàn)在開關(guān)S’1能夠在沒有開關(guān)損耗的情況下指向ON，結(jié)束該間隔。
間隔td現(xiàn)在電壓v1為Vc-Vg，因此i1繼續(xù)線性減小，如圖53d所示。在此子間隔或前面兩個(gè)子間隔中的某個(gè)點(diǎn)i1變成負(fù)值(i1初始為im)。當(dāng)i1的值為im-i2時(shí)，開關(guān)S2的電流變?yōu)榱?。開關(guān)S2必須在此時(shí)指向OFF。
間隔te根據(jù)圖53e，開關(guān)S2的電流現(xiàn)在變成負(fù)值并為開關(guān)S2的寄生電容充電，波形如圖54b的間隔te所示。在該間隔中i1的初始值也是已經(jīng)結(jié)束的D到D’轉(zhuǎn)換之后的最終值。因此，為了將S2的寄生電容充電到其初始值(Vc-Vg)，電流i1必須稍稍過沖。這又使開關(guān)S2上的電壓過沖。結(jié)果是L1和CS2之間的振蕩，如果沒有衰減將會(huì)無限期的繼續(xù)下去。如果與振蕩元件關(guān)聯(lián)的固有寄生阻抗不足以衰減振蕩，那么可以另加一個(gè)R-C網(wǎng)絡(luò)與Lm并聯(lián)。選擇這種特定連接的R-C網(wǎng)絡(luò)是因?yàn)樗矔?huì)衰減D’到D轉(zhuǎn)換結(jié)束處的類似振蕩。當(dāng)振蕩逐漸消失時(shí)，到達(dá)D’TS間隔，并結(jié)束D到D’轉(zhuǎn)換。
D’到D轉(zhuǎn)換對(duì)于該轉(zhuǎn)換，圖55a、b、c、d、e顯示了五個(gè)電路模型，圖56a和圖56b顯示了對(duì)應(yīng)的波形。圖56b中的五個(gè)間隔對(duì)應(yīng)于圖55a-e中的五個(gè)電路。根據(jù)圖56a，該轉(zhuǎn)換滿足下列不等式i1+im＜i2(29)間隔ta該間隔對(duì)應(yīng)于圖55a的等效電路，表示正在轉(zhuǎn)換開始之前的D’TS間隔。圖56b中顯示了對(duì)應(yīng)的波形。S1和S2為OFF，S’1和S’2為OFF。當(dāng)S’1指向OFF時(shí)該間隔結(jié)束且D’到D轉(zhuǎn)換開始。
間隔tb根據(jù)圖55b顯示的關(guān)于該間隔的等效電路，電流差i1-i1為開關(guān)S1的寄生電容放電，為開關(guān)S’1的寄生電容充電，如圖56b間隔tb所示。該電流由i2-i1-im計(jì)算，根據(jù)上面的不等式為正值。因?yàn)殡娏鱥1只是總電感器電流的AC(脈動(dòng)電流)的代數(shù)和，因此與D到D’轉(zhuǎn)換相比要低得多。如果使用電流雙向開關(guān)實(shí)現(xiàn)S2，則當(dāng)電壓VS1達(dá)到Vg時(shí)，即當(dāng)VS2達(dá)到零且S2的體二極管開始傳導(dǎo)時(shí)該間隔結(jié)束。開關(guān)S2提前指向ON開始一個(gè)輔助軟開關(guān)的諧振過程，通過此方式能夠改進(jìn)這種情況。在這種情況下，當(dāng)使用四象限開關(guān)或電壓雙向開關(guān)實(shí)現(xiàn)開關(guān)S2時(shí)，有意的延遲將開關(guān)S2指向ON，使其電壓變成負(fù)值。當(dāng)開關(guān)S1上的電壓達(dá)到零電平且開關(guān)S1的體二極管將所有電壓鉗位在電流電平上時(shí)該間隔最終結(jié)束。此時(shí)開關(guān)S1能夠指向ON。
這里進(jìn)行與D’到D轉(zhuǎn)換之前對(duì)tb間隔期間的對(duì)稱軟開關(guān)所進(jìn)行的相同的觀測(cè)。由電壓雙向開關(guān)實(shí)現(xiàn)的輸出開關(guān)S2使該開關(guān)兩端的電壓變成負(fù)值，從而使輸入開關(guān)S1兩端的電容完全放電到零。如果使用電流雙向開關(guān)來實(shí)現(xiàn)輸出開關(guān)S2，那么這是不可能的。在這種情況下，輸入開關(guān)S1的電容只是部分放電，鉗位在+Vg，必須以有效的開關(guān)損耗進(jìn)行硬開關(guān)。
間隔tc圖55c顯示了對(duì)應(yīng)于該間隔的等效電路，其中圖56b的間隔tc中顯示了波形。開關(guān)S2指向ON結(jié)束這第三間隔tc，該間隔沒有特別的目的，包含該間隔只是為了更好的理解該轉(zhuǎn)換。因此，應(yīng)該使該間隔盡可能的短，開關(guān)S1和S2可以同時(shí)指向ON。S2指向ON是硬開關(guān)過程。但是它只在低電壓端發(fā)生，且只包含其自己的寄生電容。
間隔td現(xiàn)在電路55d的電路適用于圖56b中的間隔td。因?yàn)闆]有外部電壓加在漏電感兩端，因此其電壓v1為零，所以到目前為止，漏電感L1中的電流是常數(shù)i2-im。此時(shí)因?yàn)樗腥齻€(gè)開關(guān)S1、S2和S’2都為ON，所以電壓v1變成-Vg。這意味著漏電感中的電流快速減小并變成負(fù)值。當(dāng)該電流達(dá)到-im水平時(shí)，S’2中的電流變?yōu)榱?。為了防止以?fù)方向傳導(dǎo)，這是開關(guān)S’2指向OFF的最后時(shí)刻。開關(guān)S’2指向OFF結(jié)束該間隔。
間隔te圖55e中顯示了該間隔的對(duì)應(yīng)等效電路，圖56b的間隔te中顯示了波形。S’2支路中的電流現(xiàn)正變?yōu)樨?fù)值，為S’2的電容充電。與D到D’轉(zhuǎn)換的最后一個(gè)間隔相似，為了為S’2的電容充電i1必須過沖。這又導(dǎo)致寄生開關(guān)S’2寄生電容和漏電感L1之間的振蕩。與上面講述相同的R-C網(wǎng)絡(luò)衰減該阻尼振蕩。當(dāng)振蕩逐漸消失時(shí)，到達(dá)DTS間隔，因此已經(jīng)結(jié)束了D’到D轉(zhuǎn)換。
應(yīng)該指出的是，在使用漏電感的情況下，轉(zhuǎn)換與前面討論的沒有漏電感的對(duì)稱和不對(duì)稱軟開關(guān)不同。D到D’轉(zhuǎn)換除了現(xiàn)在我們看到的輸入開關(guān)電壓永久的單斜率之外與不對(duì)稱轉(zhuǎn)換類似。
由于存在漏電感，所以實(shí)際上改進(jìn)了D’到D轉(zhuǎn)換。首先是因?yàn)樽鳛榇蟠蠼档碗娏餍甭实慕Y(jié)果減少了S’2體二極管的逆恢復(fù)損耗。其次由于S2不可避免的硬性指向ON而產(chǎn)生的CV2限制在S2的寄生電容上。在前面的情況中(非隔離變流器的對(duì)稱和不對(duì)稱軟開關(guān))，S2和S’2的寄生電容都產(chǎn)生CV2的損耗。在每一種情況下有效電壓都為Vg。
試驗(yàn)驗(yàn)證制造三種原型來驗(yàn)證本發(fā)明的性能1.圖46a軟開關(guān)的DC變壓器變流器，沒有電隔離，四象限電壓雙向開關(guān)的雙MOSFET實(shí)現(xiàn)。
2.圖46b軟開關(guān)的DC變壓器變流器，沒有電隔離，兩象限電壓雙向開關(guān)的單P溝道MOSFET/二極管實(shí)現(xiàn)。
3.圖46d軟開關(guān)的DC變壓器變流器，有電隔離，四象限電壓雙向開關(guān)的雙MOSFET實(shí)現(xiàn)。
進(jìn)行很多測(cè)試來驗(yàn)證本發(fā)明的關(guān)鍵性能特性。首先，進(jìn)行很多測(cè)試來驗(yàn)證只有具有如定義中詳細(xì)描述的VBS輸出開關(guān)的本發(fā)明才有的三種軟開關(guān)機(jī)制1.圖46a非隔離變流器的對(duì)稱軟開關(guān)；2.圖46a非隔離變流器的不對(duì)稱軟開關(guān)；3.圖46d隔離變流器的獨(dú)特軟開關(guān)性能。
為了清楚的說明通過所講述的軟開關(guān)機(jī)制帶來的突出效率提高，在100kHz到400kHz的寬工作開關(guān)頻率范圍內(nèi)進(jìn)行與“硬開關(guān)”對(duì)立物的效率和波形比較。特別是，將圖46a的軟開關(guān)非隔離變流器與其硬開關(guān)對(duì)立物進(jìn)行比較，其中VBS輸出開關(guān)替換為CBS輸出開關(guān)并使用圖14c的硬開關(guān)定時(shí)。
然后，測(cè)試圖46d隔離變流器的軟開關(guān)。這清楚的說明了圖46d的VBS開關(guān)實(shí)現(xiàn)帶來對(duì)于任何工作負(fù)荷比D的幾乎理想的性能和完全軟開關(guān)。然后為了清楚的顯露完全軟開關(guān)工作的效率優(yōu)點(diǎn)及其對(duì)低噪聲性能的作用，與有意以“硬開關(guān)”形式實(shí)現(xiàn)D’到D轉(zhuǎn)換的同一個(gè)變流器進(jìn)行比較。
接下來說明隔離DC變流器原型，顯示在寬工作范圍上的突出零脈動(dòng)輸入電流特性以及在一個(gè)工作點(diǎn)上近似為零的脈動(dòng)輸出電流而在其它點(diǎn)上的低脈動(dòng)電流。
還要進(jìn)行離線開關(guān)變流器原型的效率測(cè)量，證實(shí)在2比1寬的輸入電壓范圍內(nèi)的高效率。
最后注意力轉(zhuǎn)向驗(yàn)證DC變壓器的突出特性，除了減小了體積重量和增加效率之外，同時(shí)與傳統(tǒng)變流器方案相比還使DC過載能力增加了一個(gè)幅度等級(jí)。
非隔離DC變壓器變流器中的軟開關(guān)為額定50W、10V輸出構(gòu)造圖46a軟開關(guān)非隔離DC變壓器開關(guān)變流器的原型。輸入電壓根據(jù)使用的測(cè)試類型位于13V到20V范圍之內(nèi)。使用離散值為100kHz、200kHz、300kHz和400kHz的恒定開關(guān)頻率來測(cè)試硬開關(guān)和軟開關(guān)的性能。對(duì)于試驗(yàn)板原型使用了下列元件值S1和S’1是IRF3710(100V/28mΩ)；S2和S’2是SUP70N06-14(60V/14mΩ)；C＝2×4.4μF/100V；C1＝5×10μF/50V；C2＝2200μF/25V；DC變壓器的體積為0.83in3。
使用四象限VBS開關(guān)的對(duì)稱軟開關(guān)首先調(diào)整開關(guān)器件的順序和定時(shí)，從而獲得對(duì)稱軟開關(guān)的情形，即對(duì)于D到D’轉(zhuǎn)換，輸出開關(guān)S2在輸入開關(guān)S1指向OFF之前指向OFF，如圖48b波形所述。在圖57a中，上方痕跡顯示了100kHz時(shí)測(cè)量的輸入開關(guān)電壓波形，下方痕跡顯示了輸出開關(guān)S2的電壓。圖57b、c、d分別顯示了200kHz、300kHz和400kHz時(shí)的對(duì)應(yīng)波形，展現(xiàn)了兩個(gè)開關(guān)截然不同的對(duì)稱行為，從電壓波形中的對(duì)稱前緣和后緣可以看出。如圖57a、b、c、d所示，輸入開關(guān)兩端電壓完全降為零，因此造成難于完成D’到D轉(zhuǎn)換期間的零電壓開關(guān)。在其它工作點(diǎn)進(jìn)行另外的測(cè)試，得到相似的對(duì)稱軟開關(guān)波形，證實(shí)在所有工作點(diǎn)上的零開關(guān)損耗性能。
還請(qǐng)注意輸出開關(guān)VBS兩端截然不同的大約20V的負(fù)電壓峰值，如分析所預(yù)測(cè)的等于輸入DC電壓Vg＝20V。此外，D到D’轉(zhuǎn)換清楚的顯示了輸出開關(guān)S2兩端電壓波形中兩個(gè)截然不同的子間隔，首先是非?？斓呢?fù)斜率間隔，隨后是由于只有AC脈動(dòng)電流而造成的慢得多的正斜率。還請(qǐng)注意，是如何完成邊緣處的電壓波形轉(zhuǎn)換的，即使在400kHz開關(guān)頻率時(shí)也是平滑的，沒有通常與硬開關(guān)關(guān)聯(lián)的高頻減幅振蕩和尖峰噪聲。
以全50W功率輸出測(cè)量各個(gè)離散頻率的效率，下面的表I中匯總了數(shù)據(jù)表I

為了比較與由于所有開關(guān)器件的漏極到源極寄生電容中的能量存儲(chǔ)而產(chǎn)生的損耗有關(guān)的軟開關(guān)方法的效率，上面的效率測(cè)量沒有包括柵極驅(qū)動(dòng)損耗。測(cè)量數(shù)據(jù)清楚顯示了由于在4比1的寬范圍開關(guān)頻率上，觀測(cè)到大約1％的小幅效率降低，所以實(shí)際消除了開關(guān)損耗。另外對(duì)400kHz開關(guān)頻率優(yōu)化的設(shè)計(jì)不僅得到更小的磁芯體積，而且由于繞組線圈的平均長(zhǎng)度降低，還降低了銅損耗，且另外增加了一些效率，實(shí)際上補(bǔ)償了所提到的1％的效率降低。
接下來將由于這種軟開關(guān)而得到的高開關(guān)頻率上的高效率性能與在相同原型上、但受控于導(dǎo)致如下所示的硬開關(guān)的圖14c直接定時(shí)而得到的效率數(shù)據(jù)進(jìn)行比較。
使用兩象限CBS開關(guān)的硬開關(guān)現(xiàn)在修改同一個(gè)原型，使其使用CBS輸出開關(guān)和使用導(dǎo)致D到D’轉(zhuǎn)換和D’到D轉(zhuǎn)換的硬開關(guān)和全部硬開關(guān)性能的圖14c直接驅(qū)動(dòng)定時(shí)來工作。在圖58a中，上方痕跡顯示了100kHz時(shí)輸入開關(guān)電壓波形，下方痕跡顯示了輸出開關(guān)S2的電壓。圖58b、c、d分別顯示了200kHz、300kHz和400kHz時(shí)的對(duì)應(yīng)波形。請(qǐng)注意兩個(gè)電壓波形上升沿和下降沿處的高頻減幅振蕩電壓，在高頻率上變得更加明顯，因此產(chǎn)生高EMI噪聲。請(qǐng)注意，在隔離情況下，由于變壓器的漏電感，該減幅振蕩和功率損耗甚至更加明顯。全50W功率輸出時(shí)的效率比較甚至更加顯著，如表II所匯總的表II

請(qǐng)注意在開始的100kHz上，由于獨(dú)特的變流器配置及其有效的DC變壓器結(jié)構(gòu)，效率仍然非常高，為94％。但是，隨著開關(guān)頻率增加，由于半導(dǎo)體器件的開關(guān)損耗，效率很快的下降到400kHz時(shí)的80.7％。結(jié)果大約14％的效率下降主要是因?yàn)闆]有上面的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)。因?yàn)檐涢_關(guān)情況中的VBS開關(guān)的傳導(dǎo)損耗高于硬開關(guān)情況中的CBS，所以該比較更加保守。比較400kHz時(shí)軟開關(guān)和硬開關(guān)的實(shí)際損耗，性能更加顯著與效率為80.7％的硬開關(guān)情況中引起的損耗相比，95.3％的效率轉(zhuǎn)化為大約五(4.85)倍的減少。
不對(duì)稱軟開關(guān)現(xiàn)在修改開關(guān)驅(qū)動(dòng)定時(shí)，使得達(dá)到不對(duì)稱軟開關(guān)的情形，即對(duì)于D到D’轉(zhuǎn)換，現(xiàn)在輸入開關(guān)S1在輸出開關(guān)S2指向OFF之前指向OFF，如圖52b所示。D’到D轉(zhuǎn)換的驅(qū)動(dòng)定時(shí)與對(duì)稱軟開關(guān)情況中的一樣，即通過首先將互補(bǔ)輸入開關(guān)S’1指向OFF來開始第二轉(zhuǎn)換。在圖59a、b中，上方痕跡顯示了輸入開關(guān)S1的電壓波形，下方痕跡顯示了輸出開關(guān)S2的電壓波形，分別是200kHz和400kHz時(shí)。請(qǐng)注意，由于不存在對(duì)稱軟開關(guān)情況中存在的D到D’轉(zhuǎn)換的負(fù)峰值而造成的輸出開關(guān)電壓波形的不對(duì)稱形狀。此外，D到D’轉(zhuǎn)換時(shí)輸入開關(guān)的電壓有兩個(gè)截然不同的斜率，進(jìn)一步加大了波形的不對(duì)稱性。但是請(qǐng)注意，D’到D轉(zhuǎn)換期間輸入開關(guān)電壓的下降斜率與對(duì)稱情況中的相同，因此達(dá)到任何工作點(diǎn)上輸入開關(guān)的的零電壓開關(guān)和零開關(guān)損耗。實(shí)際上，也確認(rèn)了互補(bǔ)輸入開關(guān)在D到D’轉(zhuǎn)換期間的零電壓開關(guān)，只留下輸出開關(guān)在D’到D轉(zhuǎn)換期間硬開關(guān)。
使用兩象限VBS開關(guān)的對(duì)稱軟開關(guān)現(xiàn)在將輸出四象限開關(guān)替換為由P溝道MOSFBT和二極管串聯(lián)而成的兩象限VBS開關(guān)，如圖46b所示。調(diào)整用于對(duì)稱軟開關(guān)的驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)，得到圖60的對(duì)稱軟開關(guān)波形。由于降低了低輸出電壓上的傳導(dǎo)損耗，四象限開關(guān)實(shí)現(xiàn)顯得更加有效。
軟開關(guān)隔離DC變壓器變流器構(gòu)造用于整流AC線的實(shí)際離線變流器的原型，測(cè)試軟開關(guān)隔離DC變壓器變流器。從210V到450V的輸入DC電壓轉(zhuǎn)換為額定功率100W、工作在200kHz開關(guān)頻率的5V輸出DC電壓。圖39b的變流器使用了具有下列值的元件C＝47nF；C1＝3×1200μF；Q1＝>STU10NB80；Q’1＝>STP4NB80FP；Q2&Q’2＝>STV160NF03L使用圖32的定制磁芯結(jié)構(gòu)和使用圖39b的隔離DC變壓器開關(guān)變流器配置來構(gòu)造降壓匝數(shù)比為27∶1的隔離DC變壓器。使用鐵氧體鐵磁材料構(gòu)造具有三個(gè)磁臂的定制磁芯。隔離DC變壓器的體積為0.79in3。
隔離變流器中的隔離變壓器的漏電感稍微改變了電路的行為，用于這種情況的正確驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)與通過輸入開關(guān)指向OFF開始D到D’轉(zhuǎn)換的不對(duì)稱軟開關(guān)情況中相似。圖61顯示了以450V的DC輸入電壓工作的隔離DC變壓器變流器的軟開關(guān)性能。該圖中的上方痕跡表示輸入開關(guān)S1的漏極到源極電壓，中間痕跡表示輸出開關(guān)S2的漏極到源極電壓，下方痕跡表示互補(bǔ)輸出開關(guān)S’2的漏極到源極電壓。圖61顯示了兩個(gè)轉(zhuǎn)換邊緣，輸入開關(guān)S1的快速電壓上升標(biāo)志著D到D’轉(zhuǎn)換。輸入開關(guān)和輸出開關(guān)上的電壓的總體外部特征類似于具有某些小差別的非隔離變流器中不對(duì)稱軟開關(guān)中的同一波形。例如請(qǐng)注意，與圖59a、b不對(duì)稱軟開關(guān)中D到D’轉(zhuǎn)換的兩個(gè)截然不同的斜率相比，D到D’轉(zhuǎn)換減小到一個(gè)單斜率。變壓器的漏電感保持了圖59b輸入開關(guān)上電壓的初始快速上升(由于峰值輸入開關(guān)電流)，使D到D’轉(zhuǎn)換更短。請(qǐng)注意，根據(jù)圖61的下方痕跡，在D到D’轉(zhuǎn)換期間互補(bǔ)輸出開關(guān)電壓減小到零且開關(guān)在零電壓指向ON，如圖62a該轉(zhuǎn)換的放大顯示所示。同樣，互補(bǔ)輸入開關(guān)電壓在輸入開關(guān)電壓達(dá)到峰值電壓時(shí)下降到零電平，也以零開關(guān)損耗在零電壓指向ON。圖62b顯示了圖61的D’到D轉(zhuǎn)換的放大顯示。請(qǐng)注意，根據(jù)圖61和圖62b，由于只倚靠AC脈動(dòng)電流，輸入開關(guān)電壓波形的后沿下降緩慢。輸入開關(guān)電壓減小到零且開關(guān)在零電壓指向ON，使D’到D轉(zhuǎn)換的開關(guān)損耗為零。還請(qǐng)注意，根據(jù)(26)，當(dāng)Vg＝450V和n＝27時(shí)，輸出開關(guān)上的電壓峰值為大約負(fù)16.7V。這個(gè)性能也是通過對(duì)任何工作點(diǎn)的試驗(yàn)證實(shí)的，如圖63a-b的軟開關(guān)波形所示，這些波形是由300V輸入DC電壓獲得的，明顯實(shí)現(xiàn)了初級(jí)端高電壓器件和互補(bǔ)輸出開關(guān)S’2的完全軟開關(guān)。請(qǐng)注意，根據(jù)等式(26)V2＝300V時(shí)輸出開關(guān)上的電壓峰值為負(fù)11V。該開關(guān)是惟一一個(gè)在D’到D轉(zhuǎn)換期間指向ON、帶有硬開關(guān)損耗的開關(guān)。但是如圖61和圖62所示，如果在Vg＝450V的初級(jí)端保持硬開關(guān)，則該負(fù)電壓峰值與450V相比只有大約16.7V。低電壓輸出器件(在這種情況下阻塞電壓為30V)的寄生電容為CS2＝2950pF。因?yàn)橛查_關(guān)電壓也非常低(16.7V)，所以功率損耗實(shí)際上可忽略不計(jì)，等于PLOSS＝CS2VB2fs＝82mW。這再次證實(shí)高電壓初級(jí)端上高電壓開關(guān)器件完全軟開關(guān)的重要性，且由于低電壓次級(jí)端上低電壓輸出開關(guān)器件而產(chǎn)生相當(dāng)小的開關(guān)損耗。
如果在Vg＝450V的高電壓初級(jí)端上進(jìn)行硬開關(guān)，且開關(guān)的實(shí)際電容為CQ1＝350pF且CQ’1＝95pF，因此Ceq＝445pF則計(jì)算的總開關(guān)損耗為P＝9W，比次級(jí)低電壓端上是硬開關(guān)損耗時(shí)大9/0.082＝110倍。因此，對(duì)于100W變流器，當(dāng)硬開關(guān)轉(zhuǎn)移到低電壓次級(jí)端時(shí)，高電壓初級(jí)端上減少了9％效率的部分軟開關(guān)產(chǎn)生可忽略不計(jì)的開關(guān)損耗。
與硬開關(guān)工作比較在如上所述的軟開關(guān)模式中使用四象限VBS開關(guān)的效率的測(cè)量值是95.15％。為了說明實(shí)際上非常困難的D’到D轉(zhuǎn)換的關(guān)鍵重要性，改變開關(guān)的驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)，使得只有D’到D轉(zhuǎn)換的硬開關(guān)，根據(jù)對(duì)原型的測(cè)量，這導(dǎo)致效率大幅減小到87.9％。請(qǐng)注意，在軟開關(guān)模式中仍然留下了D到D’轉(zhuǎn)換。該轉(zhuǎn)換的硬開關(guān)不但由于漏電感上存儲(chǔ)的能量而產(chǎn)生額外的大損耗，而且電路不能承受產(chǎn)生的大電壓尖峰噪聲，需要輸入開關(guān)的額定電壓比在原型中實(shí)現(xiàn)的更高。
輸入和輸出電感器脈動(dòng)電流測(cè)量首先測(cè)量?jī)蓚€(gè)工作點(diǎn)上的脈動(dòng)電流性能。波形以下列順序顯示。上方痕跡是主開關(guān)S1的漏極到源極電壓。第二痕跡是隔離變壓器初級(jí)電流，第三痕跡是輸入電感器脈動(dòng)電流，單位0.5A/div，下方痕跡是輸出電感器脈動(dòng)電流，單位0.2A/div。圖64顯示了這些在DC輸入電壓為270V時(shí)獲得的波形。輸入電感器脈動(dòng)電流大約只有100mA峰峰值，因此它實(shí)際上是零脈動(dòng)電流。輸出電感器脈動(dòng)電流也非常小，測(cè)量值大約為3A峰峰值。考慮到額定DC負(fù)載電流為20A，這是15％、十分低的脈動(dòng)電流。
效率測(cè)量在從210V到450V DC的工作范圍上進(jìn)行效率測(cè)量，圖65中顯示了得到的數(shù)據(jù)。為了突出顯示變流器自身的性能，效率測(cè)量沒有包括驅(qū)動(dòng)損耗，而只有功率級(jí)損耗。雖然是對(duì)100W輸出功率進(jìn)行的測(cè)量，但由于其固有的高DC過載能力，變流器能夠連續(xù)工作在150W，而效率只有大約1％的輕微下降。請(qǐng)注意，效率實(shí)際上是一個(gè)常數(shù)，在Vg＝240到Vg＝450V的寬電壓范圍內(nèi)非常高。該效率測(cè)量證實(shí)了新型軟開關(guān)技術(shù)的兩個(gè)最重要性質(zhì)軟開關(guān)與工作點(diǎn)無關(guān)，在全工作范圍內(nèi)都是等效的；由高的總效率證實(shí)，實(shí)際上消除了軟開關(guān)損耗。
這種極為有效的軟開關(guān)第一次使得額外增加開關(guān)頻率只輕微減小了效率。這又使得可以更顯著的減少變流器的體積和重量，而保持總效率和低溫度上升。
負(fù)載電流測(cè)試——不對(duì)稱軟開關(guān)對(duì)于DC負(fù)載電流測(cè)試，使用了具有正確的開關(guān)驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)的不對(duì)稱軟開關(guān)。為了測(cè)試大過載能力，首先構(gòu)造在UU型磁芯結(jié)構(gòu)的電感器臂中有6mil氣隙的DC變壓器。調(diào)整變流器使其工作在額定負(fù)荷比D＝0.8，10V時(shí)輸出電流為5A，因此輸入電壓大約為13V。圖66a以2μs/div時(shí)間刻度顯示了這些額定條件下三個(gè)電感器的脈動(dòng)電流(上方痕跡是輸出電感器電流，第二痕跡是輸入電感器電流，第三痕跡是中間電感器電流)。請(qǐng)注意，輸出電感器脈動(dòng)電流由于仍然存在AC電壓適配，是2A峰峰值，而脈動(dòng)電流i1和im分別都小于3A峰峰值。
在這些額定條件和5A負(fù)載電流下測(cè)量的效率是95.45％。請(qǐng)注意，試驗(yàn)板原型設(shè)計(jì)是為了測(cè)試負(fù)載電流能力而構(gòu)造的，因?yàn)楝F(xiàn)有技術(shù)狀態(tài)的元件，沒有對(duì)效率進(jìn)行優(yōu)化，例如沒有使用最低ON阻抗的器件。
然后原型設(shè)計(jì)承受脈沖頻率為1Hz、脈沖持續(xù)時(shí)間(負(fù)載持續(xù)時(shí)間)為2ms的大脈沖負(fù)載電流，來測(cè)試負(fù)載電流能力。如圖66b(2μs/div時(shí)間刻度)所示，證實(shí)122A的過載能力超過有效過載能力24倍。圖66c顯示輸出開關(guān)電壓后緣的特性負(fù)電壓，證實(shí)變流器對(duì)于該負(fù)載電流測(cè)試工作在軟開關(guān)模式。
為了正確估計(jì)該負(fù)載的幅度，讓我們將這個(gè)設(shè)計(jì)與另一個(gè)沒有使用DC變壓器，而是使用兩個(gè)獨(dú)立的磁芯的設(shè)計(jì)進(jìn)行比較一個(gè)將輸入電感器和中間電感器組合成圖24a的單磁芯，另一個(gè)是具有如圖24c的相應(yīng)氣隙、用于具有DC偏壓的輸出電感器的獨(dú)立磁芯。兩個(gè)獨(dú)立磁芯中每一個(gè)都必須支持120A的5倍或600安培匝數(shù)，因此為了避免飽和，每個(gè)磁芯根據(jù)每10DC安培匝數(shù)2mil的氣隙準(zhǔn)則，必須有120mil或3cm(！)的總氣隙，得到0.25T(特斯拉)的DC磁通密度。對(duì)于這樣的氣隙，由于鐵磁材料實(shí)際上對(duì)于將電感等級(jí)提高到空心線圈之上沒有任何作用，所以可以完全忽略它。結(jié)果，所有繞組中的AC脈動(dòng)電流很大且不實(shí)用。但是本發(fā)明的DC變壓器能夠支持24倍以上的輸出DC電流負(fù)載，而所有脈動(dòng)電流仍然保持在與5A額定負(fù)載電流相同的級(jí)別上。
結(jié)束語即使是粗略的看一下當(dāng)前最新的開關(guān)DC-DC變流器，不管它們的功率，也能發(fā)現(xiàn)磁性元件支配著變流器的總體積和重量，造成了超過一半的總損耗。
過去幾乎所有對(duì)減小磁性元件的體積，從而減小變流器的體積和重量的努力導(dǎo)致過度增加開關(guān)頻率。雖然增加開關(guān)頻率最初使磁性元件體積縮小，但大大增加的磁性元件功率損耗(磁芯損耗、集膚效應(yīng)和鄰近效應(yīng))以及半導(dǎo)體器件的開關(guān)和驅(qū)動(dòng)損耗，很快減小了回報(bào)增加的損耗需要更大體積和重量的散熱片來散熱，使元件溫度上升減小到可接受的水平。最后，盡管磁性元件較小，但幾乎沒有減小變流器的總體積。因此，成功的解決方案必須既能夠大大減小磁性元件的體積，也能夠充分提高中高開關(guān)頻率的效率。
本發(fā)明滿足這兩個(gè)要求。新的DC變壓器磁性元件結(jié)合特殊的開關(guān)電路，使變流器所有另外單獨(dú)的磁性元件以從未有過的方式組合成一個(gè)單共用磁芯。在各個(gè)磁繞組中存在非常有害的大DC偏壓電流，因此以這樣的方式來處理它們對(duì)應(yīng)的大DC磁通，即將共用磁芯中的總DC磁通對(duì)于任意工作負(fù)荷比D都減小到零。到現(xiàn)在為止認(rèn)為是開關(guān)變流器磁性元件一個(gè)必不可免部分的大氣隙在新型DC變壓器中完全去掉了。在過去看來是不可避免的事物，即以前一直存在與氣隙中的DC能量存儲(chǔ)也完全去掉了。得到的磁性結(jié)構(gòu)工作類似一個(gè)根本沒有DC磁通偏壓的AC變壓器，因此工作的開關(guān)變流器相應(yīng)的減小了體積，提高了效率。此外，由于DC安培匝數(shù)自抵消，已經(jīng)證明新的DC變壓器可以輕松的以巨大的DC過載能力工作，比額定負(fù)載電流大一個(gè)幅度等級(jí)。
本發(fā)明的另一個(gè)方面是實(shí)現(xiàn)特殊的軟開關(guān)技術(shù)，使除一個(gè)開關(guān)器件之外的所有開關(guān)器件都在零電壓指向ON，因此沒有開關(guān)損耗，而只有一個(gè)在低電壓次級(jí)端上的開關(guān)器件進(jìn)行硬開關(guān)，但是在非常低的電壓上，因此產(chǎn)生可忽略不計(jì)的開關(guān)損耗。這種非常有效的軟開關(guān)使變流器的效率進(jìn)一步提高，體積進(jìn)一步減小，并大大減小輻射EMI噪聲和降低半導(dǎo)體開關(guān)器件上的應(yīng)力，從而增加變流器可靠性。能夠通過在不降低已經(jīng)實(shí)現(xiàn)的非常高效率的情況下增加開關(guān)頻率來進(jìn)一步減小變流器的體積和重量是第一次。此外，盡管其簡(jiǎn)單實(shí)現(xiàn)只使用了四個(gè)開關(guān)器件的正確驅(qū)動(dòng)順序和定時(shí)，但在隔離變流器中實(shí)際消除了所有開關(guān)器件的寄生漏極到源極電容的開關(guān)損耗，并在整個(gè)工作范圍上保持高效率性能。
具有獨(dú)特DC變壓器結(jié)構(gòu)和特殊軟開關(guān)工作的新型變流器得到了意料不到、令人驚訝的結(jié)果，即大大減小了磁性元件的體積和重量，同時(shí)有驚人的效率提高和過載能力增加，如效率為94.5％的隔離450V到5V、100W變流器所說明的。相比之下，當(dāng)前現(xiàn)有技術(shù)狀態(tài)的變流器的工作效率低于88％且具有功率損耗，功率損耗比本發(fā)明的功率損耗高200％到300％。
最后，本發(fā)明提供了額外的性能提高，例如輸入在寬工作范圍內(nèi)脈動(dòng)電流為零以及輸出在有限的工作范圍內(nèi)脈動(dòng)電流為零，這有助于減少傳導(dǎo)EMI噪聲。
雖然在這里已經(jīng)描述和說明了本發(fā)明的特定實(shí)施方案，但要認(rèn)識(shí)到，那些本領(lǐng)域中的熟練技術(shù)人員可以容易的進(jìn)行修改。因此，意圖是將權(quán)利要求解釋成涵蓋這樣的修改及其等效形式。
權(quán)利要求
1.一種變流器，用于從連接在輸入端和共用輸入端之間的DC電壓源提供電源給連接在輸出端和共用輸出端之間的DC負(fù)載，該變流器包括一個(gè)輸入電感器繞組、一個(gè)中間電感器繞組和一個(gè)輸出電感器繞組，放置在一個(gè)共用磁芯上形成了一個(gè)DC變壓器，每個(gè)繞組有一個(gè)點(diǎn)標(biāo)記端和另一個(gè)未標(biāo)記端，藉此加在該中間電感器上的AC電壓在輸入和輸出電感器繞組中感應(yīng)出AC電壓，這樣施加的AC電壓和感應(yīng)的AC電壓在輸入、輸出和中間電感器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端同相；該輸入電感器繞組在其點(diǎn)標(biāo)記端與輸入端連接，形成DC變壓器的輸入繞組；該輸出電感器繞組在其點(diǎn)標(biāo)記端與輸出端連接，形成DC變壓器的輸出繞組；該中間電感器繞組在其點(diǎn)標(biāo)記端與共用輸入端和共用輸出端連接，形成DC變壓器的中間繞組；一個(gè)輸入電容，一端與輸入電感器繞組的未標(biāo)記端連接，輸入電容的另一端與中間電感器繞組的未標(biāo)記端連接；一個(gè)輸入開關(guān)，一端與共用輸入端連接，另一端與輸入電感器繞組的未標(biāo)記端連接；一個(gè)輸出開關(guān)，一端與共用輸出端連接，另一端與輸出電感器繞組的未標(biāo)記端連接；一個(gè)互補(bǔ)輸出開關(guān)，一端與輸出電感器繞組的未標(biāo)記端連接，該互補(bǔ)輸出開關(guān)的另一端與中間電感器繞組的未標(biāo)記端連接；一個(gè)支路，包括一個(gè)互補(bǔ)輸入開關(guān)和一個(gè)輔助電容，該互補(bǔ)輸入開關(guān)的一端與輔助電容的一端連接，而互補(bǔ)輸入開關(guān)的另一端與輔助電容的另一端構(gòu)成該支路的端點(diǎn)；開關(guān)裝置，使輸入開關(guān)和輸出開關(guān)在時(shí)間間隔DTS的持續(xù)時(shí)間內(nèi)保持閉合，使互補(bǔ)輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸出開關(guān)在互補(bǔ)時(shí)間間隔D’TS的持續(xù)時(shí)間內(nèi)保持閉合，其中D是一個(gè)完整且受控的開關(guān)工作周期TS中的負(fù)荷比，D’是互補(bǔ)負(fù)荷比；用于將支路的端點(diǎn)與變流器連接的裝置，藉此在互補(bǔ)時(shí)間間隔D’TS期間流經(jīng)該支路的電流等于流入輸入電感器繞組點(diǎn)標(biāo)記端的輸入電感器電流與流入中間電感器繞組點(diǎn)標(biāo)記端的中間電感器電流的和減去流出輸出電感器繞組點(diǎn)標(biāo)記端的輸出電感器電流；其中輸入開關(guān)、互補(bǔ)輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸出開關(guān)是半導(dǎo)體電流雙向開關(guān)器件，能夠在ON狀態(tài)期間傳導(dǎo)兩個(gè)方向的電流，在OFF狀態(tài)期間維持一個(gè)方向的電壓；其中輸出開關(guān)是半導(dǎo)體電壓雙向開關(guān)器件，能夠在ON狀態(tài)期間傳導(dǎo)電流，在OFF狀態(tài)期間維持兩個(gè)方向的電壓；其中半導(dǎo)體開關(guān)器件在高開關(guān)頻率指向ON和OFF；其中變流器的DC-DC電壓轉(zhuǎn)換比與負(fù)荷比D成線性關(guān)系；其中對(duì)于從0到1的負(fù)荷比D，輸入電感器繞組中的DC電流和中間電感器繞組中的DC電流都流入各自繞組的點(diǎn)標(biāo)記端，而輸出電感器繞組中的DC電流流出輸出電感器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端；其中對(duì)于從0到1的負(fù)荷比D，輸入電感器繞組和中間電感器繞組的DC電流的和等于輸出電感器繞組DC電流的幅度；其中DC變壓器包括匝數(shù)相等的輸入、輸出和中間電感器繞組，在負(fù)荷比D，輸入電感器繞組和中間電感器繞組的DC安培匝數(shù)為正，產(chǎn)生相加的正DC磁通，而輸出電感器繞組的DC安培匝數(shù)為負(fù)，產(chǎn)生負(fù)的DC磁通，使共用磁芯中的凈DC磁通為零；其中共用磁芯沒有氣隙；藉此，共用磁芯中凈DC磁通為零使輸入、中間和輸出電感器繞組的電感增加，變流器過載能力增加，以及藉此，DC變壓器組合輸入電感器繞組、輸出電感器繞組和中間電感器繞組，得到從輸入電感器繞組到輸出電感器繞組的有效DC-DC功率傳遞，同時(shí)減少了DC變壓器共用磁芯中的能量存儲(chǔ)，從而通過減小共用磁芯的體積和重量減小了變流器的體積和重量，而且同時(shí)增加了效率和開關(guān)DC-DC變流器的過載能力，減小了電磁干擾。
2.如權(quán)利要求1中定義的變流器，其中開關(guān)裝置包括半導(dǎo)體開關(guān)器件的電控工作，藉此在每個(gè)連續(xù)的開關(guān)工作周期TS期間完成轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D，在周期TS中輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸入開關(guān)在轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D期間都為OFF，其中轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D比時(shí)間間隔DTS和互補(bǔ)時(shí)間間隔D’TS短；其中各個(gè)開關(guān)開關(guān)裝置的開關(guān)定時(shí)如下當(dāng)互補(bǔ)輸出開關(guān)上的電壓減小到零時(shí)通過將輸出開關(guān)指向OFF開始轉(zhuǎn)換D到D’，互補(bǔ)輸出開關(guān)由開關(guān)裝置在零電壓以零開關(guān)損耗指向ON，而且同時(shí)將輸入開關(guān)指向OFF，轉(zhuǎn)換D到D’持續(xù)到互補(bǔ)輸入開關(guān)上的電壓減小到零，此時(shí)互補(bǔ)輸入開關(guān)也由開關(guān)裝置在零電壓以零開關(guān)損耗指向ON，以及當(dāng)輸入開關(guān)上的電壓減小到零時(shí)通過將互補(bǔ)輸入開關(guān)指向OFF開始轉(zhuǎn)換D’到D，輸入開關(guān)由開關(guān)裝置在零電壓以零開關(guān)損耗指向ON，而且同時(shí)將互補(bǔ)輸出開關(guān)指向OFF，然后輸出開關(guān)在減小了的輸出開關(guān)的電壓上，以減小了的開關(guān)損耗指向ON，結(jié)束軟開關(guān)周期，以及藉此，軟開關(guān)周期是基于變流器的基本性質(zhì)的，其中互補(bǔ)時(shí)間間隔D’TS期間輔助電容只傳導(dǎo)完成轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D所必須的AC電流，輸入開關(guān)、互補(bǔ)輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸出開關(guān)上的開關(guān)損耗為零，輸出開關(guān)上的開關(guān)損耗減小，以及藉此，轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D與DC負(fù)載電流無關(guān)，只與輔助電容AC電流相關(guān)，因此得到相等的轉(zhuǎn)換間隔和輸出開關(guān)兩端對(duì)稱的電壓波形，因此稱作“對(duì)稱”軟開關(guān)方法，以及藉此，減小了半導(dǎo)體開關(guān)器件上的電壓應(yīng)力，增加了變流器的效率，而且減小了電磁干擾，以及藉此，能夠增加開關(guān)頻率，從而進(jìn)一步減小變流器的體積和重量而沒有對(duì)變流器總效率的負(fù)作用。
3.如權(quán)利要求2中定義的變流器，其中共用磁芯是UU磁芯；其中輸入電感器繞組和中間電感器繞組并排放置在UU磁芯的一個(gè)臂上；其中輸出電感器繞組放置在UU磁芯的另一臂上；藉此，輸入電感器繞組和中間電感器繞組之間的漏電感使輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流大體為零；藉此，輸出電感器繞組和中間電感器繞組之間的漏電感使輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流減小。
4.如權(quán)利要求3中定義的變流器其中氣隙位于UU磁芯有輸出電感器繞組的另一個(gè)臂上，構(gòu)成了一個(gè)輸出電感器繞組漏電感和磁化電感之間的AC電壓分壓器；以及其中上述的AC電壓分壓器將在所述的輸出電感器繞組中感應(yīng)的AC電壓與到所述的輸出電感器繞組所施加的AC電壓相匹配，用于形成一個(gè)固定負(fù)荷比D；藉此，對(duì)于該固定負(fù)荷比D，輸出電感器繞組中的DC電流具有大體為零的脈動(dòng)電流。
5.如權(quán)利要求4中定義的變流器，包括一個(gè)與輸出電感器繞組串聯(lián)的外部電感器，以減少輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
6.如權(quán)利要求4中定義的變流器，其中共用磁芯包含一個(gè)沒有繞組的獨(dú)立漏磁臂和一個(gè)位于包括共用磁芯的磁通路徑中的氣隙，其中調(diào)整氣隙使輸出電感器繞組在固定負(fù)荷比D上具有大體為零的脈動(dòng)電流，藉此，漏磁臂增加了輸出電感器繞組和輸入與中間電感器繞組之間的漏電感，使輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流減少。
7.如權(quán)利要求2中定義的變流器，其中共用磁芯是一個(gè)EE磁芯；其中輸入電感器繞組和中間電感器并排放置在EE磁芯中間的臂上；其中匝數(shù)與輸出電感器繞組相同的附加輸出電感器繞組與輸出電感器繞組串聯(lián)，這樣附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組上的AC電壓在點(diǎn)標(biāo)記端同相并相加；其中附加輸出電感器繞組放置在EE磁芯的一個(gè)外側(cè)臂上，輸出電感器繞組放置在EE磁芯的另一個(gè)外側(cè)臂上；藉此，輸入電感器繞組和中間電感器繞組之間的漏電感使輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流大體為零；藉此，附加輸出電感器繞組、輸出電感器繞組和中間電感器繞組之間的漏電感使附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流減小。
8.如權(quán)利要求7定義的變流器，其中氣隙位于具有附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組的EE磁芯的各個(gè)外側(cè)臂上，構(gòu)成附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組的漏電感和磁化電感之間的AC電壓分壓器；其中對(duì)于固定的負(fù)荷比D，AC電壓分壓器將附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組中的感應(yīng)AC電壓與相應(yīng)加在附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組上的AC電壓匹配；藉此，對(duì)于該固定的負(fù)荷比D，輸出電感器繞組中的DC電流具有大體為零的脈動(dòng)電流。
9.如權(quán)利要求1中定義的變流器，其中開關(guān)裝置包括半導(dǎo)體開關(guān)器件的電控工作，藉此在每個(gè)連續(xù)的開關(guān)工作周期TS期間完成轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D，在周期TS中輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸入開關(guān)在轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D期間都為OFF，其中轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D比時(shí)間間隔DTS和互補(bǔ)時(shí)間間隔D’TS短；其中各個(gè)開關(guān)開關(guān)裝置的開關(guān)定時(shí)如下當(dāng)互補(bǔ)輸出開關(guān)上的電壓減小到零時(shí)通過將輸入開關(guān)指向OFF開始轉(zhuǎn)換D到D’，互補(bǔ)輸出開關(guān)由開關(guān)裝置在零電壓以零開關(guān)損耗指向ON，而且同時(shí)將輸出開關(guān)指向OFF，轉(zhuǎn)換D到D’持續(xù)到互補(bǔ)輸入開關(guān)上的電壓減小到零，此時(shí)互補(bǔ)輸入開關(guān)也由開關(guān)裝置在零電壓以零開關(guān)損耗指向ON，以及當(dāng)輸入開關(guān)上的電壓減小到零時(shí)通過將互補(bǔ)輸入開關(guān)指向OFF開始轉(zhuǎn)換D’到D，輸入開關(guān)由開關(guān)裝置在零電壓以零開關(guān)損耗指向ON，而且同時(shí)將互補(bǔ)輸出開關(guān)指向OFF，然后輸出開關(guān)在減小了的輸出開關(guān)的電壓上，以減小了的開關(guān)損耗指向ON，結(jié)束軟開關(guān)周期，以及藉此，軟開關(guān)周期是基于變流器的基本性質(zhì)的，其中互補(bǔ)時(shí)間間隔D’TS期間輔助電容只傳導(dǎo)完成轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D所必須的AC電流，輸入開關(guān)、互補(bǔ)輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸出開關(guān)上的開關(guān)損耗為零，輸出開關(guān)上的開關(guān)損耗減小，以及藉此，轉(zhuǎn)換D到D’既與DC負(fù)載電流相關(guān)，又與輔助電容AC電流相關(guān)，而轉(zhuǎn)換D’到D只與輔助電容AC電流相關(guān)，因此得到不相等的轉(zhuǎn)換間隔，輸出開關(guān)兩端的電壓波形不對(duì)稱，因此稱作“不對(duì)稱”軟開關(guān)方法，藉此，減小了半導(dǎo)體開關(guān)器件上的電壓應(yīng)力，增加了變流器的效率，而且減小了電磁干擾，以及藉此，能夠增加開關(guān)頻率，從而進(jìn)一步減小變流器的體積和重量而沒有對(duì)變流器總效率的負(fù)作用。
10.如權(quán)利要求9中定義的變流器，其中共用磁芯是UU磁芯；其中輸入電感器繞組和隔離變壓器并排放置在UU磁芯的一個(gè)臂上；其中輸出電感器繞組放置在UU磁芯的另一臂上；藉此，輸入電感器繞組和隔離變壓器繞組之間的漏電感使輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流大體為零；藉此，輸出電感器繞組和隔離變壓器繞組之間的漏電感減小了輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
11.如權(quán)利要求10中定義的變流器其中氣隙位于UU磁芯有輸出電感器繞組的另一個(gè)臂上，構(gòu)成了一個(gè)輸出電感器繞組漏電感和磁化電感之間的AC電壓分壓器，以及其中對(duì)于固定的負(fù)荷比D，AC電壓分壓器將輸出電感器繞組中的感應(yīng)AC電壓與加在輸出電感器繞組上的AC電壓匹配；藉此，對(duì)于該固定的負(fù)荷比D，輸出電感器繞組中的DC電流具有大體為零的脈動(dòng)電流。
12.如權(quán)利要求11中定義的變流器，包括一個(gè)與輸出電感器繞組串聯(lián)的外部電感器，以減少輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
13.如權(quán)利要求11中定義的變流器，其中共用磁芯包含一個(gè)沒有繞組的獨(dú)立漏磁臂和一個(gè)在包括共用磁芯的磁通路徑中的氣隙，其中調(diào)整氣隙，使輸出電感器繞組在固定負(fù)荷比D時(shí)具有大體為零的脈動(dòng)電流，藉此，漏磁臂增加了輸出電感器繞組、輸入電感器繞組和隔離變壓器繞組之間的漏電感，使輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流減少。
14.如權(quán)利要求9中定義的變流器，其中共用磁芯是一個(gè)EE磁芯；其中輸入電感器繞組和中間電感器繞組并排放置在EE磁芯中間的臂上；其中匝數(shù)與輸出電感器繞組相同的附加輸出電感器繞組與輸出電感器繞組串聯(lián)，這樣附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組上的AC電壓在點(diǎn)標(biāo)記端同相并相加；其中附加輸出電感器繞組放置在EE磁芯的一個(gè)外側(cè)臂上，輸出電感器繞組放置在EE磁芯的另一個(gè)外側(cè)臂上；藉此，輸入電感器繞組和中間電感器繞組之間的漏電感使輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流大體為零；藉此，附加輸出電感器繞組、輸出電感器繞組和中間電感器繞組之間的漏電感使附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流減小。
15.如權(quán)利要求14定義的變流器，其中氣隙放置在具有附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組的EE磁芯的各個(gè)外側(cè)臂上，形成附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組的漏電感和磁化電感之間的AC電壓分壓器；其中對(duì)于固定的負(fù)荷比D，AC電壓分壓器將附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組中的感應(yīng)AC電壓與相應(yīng)加在附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組上的AC電壓匹配；藉此，對(duì)于該固定的負(fù)荷比D，輸出電感器繞組中的DC電流具有大體上位零的脈動(dòng)電流。
16.如權(quán)利要求1中定義的變流器，其中中間電感器包括一個(gè)自耦變壓器；其中自耦變壓器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端與共用輸入端和共用輸出端連接，自耦變壓器繞組的未標(biāo)記端與互補(bǔ)輸出開關(guān)的另一端連接，自耦變壓器繞組的抽頭端與輸入電容的另一端連接；其中自耦變壓器的繞組放置在具有輸入電感器繞組和輸出電感器繞組的共用磁芯上，形成一個(gè)DC自耦變壓器；其中自耦變壓器繞組的匝數(shù)與自耦變壓器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端和抽頭端之間的匝數(shù)的比值提供了對(duì)變流器DC-DC電壓轉(zhuǎn)換比的額外控制；其中輸入電感器繞組的匝數(shù)與自耦變壓器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端和抽頭端之間的匝數(shù)相同，輸出電感器繞組的匝數(shù)與自耦變壓器繞組的匝數(shù)相同，藉此對(duì)于從0到1范圍內(nèi)的負(fù)荷比D，在共用磁芯中得到零DC磁通；其中共用磁芯沒有氣隙，藉此共用磁芯中DC磁通為零使輸入和輸出電感器繞組的電感增加，因此自耦變壓器的繞組使變流器的過載能力增加，以及藉此DC變壓器組合輸入電感器繞組、輸出電感器繞組和該自耦變壓器繞組，使輸入DC電壓源和DC負(fù)載之間的轉(zhuǎn)換比增加，和從輸入電感器繞組到輸出電感器繞組的有效DC-DC功率傳遞，同時(shí)減少了DC自耦變壓器共用磁芯中的能量存儲(chǔ)，從而通過減小共用磁芯的體積和重量減小了變流器的體積和重量，而且同時(shí)增加了效率和變流器過載能力，減小了電磁干擾。
17.如權(quán)利要求1中定義的變流器，其中輸入電容的一端與共用輸入端連接，輸入電容的另一端與共用輸出端連接；其中中間電感器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端與共用輸出端連接；其中中間電感器繞組的未標(biāo)記端與輸入電感器的未標(biāo)記端連接。
18.如權(quán)利要求1中定義的變流器，其中輸出開關(guān)由一個(gè)MOSFET器件和一個(gè)電流整流器(二極管)串聯(lián)而成；藉此輸出開關(guān)是一個(gè)運(yùn)行象兩象限開關(guān)一樣的電壓雙向開關(guān)，由于MOSFET器件的低傳導(dǎo)損耗而減少了傳導(dǎo)損耗。
19.如權(quán)利要求1中定義的變流器，其中輸出開關(guān)包括兩個(gè)N溝道MOSFET器件，一個(gè)MOSFET器件的源極端與另一個(gè)MOSFET器件的源極端連接(背對(duì)背連接)，MOSFET器件的柵極端彼此連接；其中一個(gè)MOSFET器件的漏極端與共用輸出端連接，另一個(gè)MOSFET器件的漏極端與輸出電感器繞組的未標(biāo)記端連接；藉此輸出開關(guān)既是電壓雙向的，又是電流雙向的，工作時(shí)象一個(gè)四象限開關(guān)，由于兩個(gè)MOSFET器件的低傳導(dǎo)損耗，電流傳導(dǎo)損耗與兩象限電壓雙向開關(guān)相比減小了。
20.一種變流器，用于從連接在輸入端和共用輸入端之間的DC電壓源提供電源給連接在輸出端和共用輸出端之間的DC負(fù)載，該變流器包括一個(gè)輸入電感器繞組、一個(gè)具有初級(jí)和次級(jí)繞組的隔離變壓器和一個(gè)輸出電感器繞組，放置在一個(gè)共用磁芯上形成了一個(gè)隔離DC變壓器，每個(gè)繞組有一個(gè)點(diǎn)標(biāo)記端和另一個(gè)未標(biāo)記端，藉此加在該隔離變壓器初級(jí)繞組上的AC電壓在隔離變壓器次級(jí)繞組和輸入和輸出電感器繞組中感應(yīng)出AC電壓，這樣外加的AC電壓和感應(yīng)的AC電壓在輸入、輸出電感器繞組和隔離變壓器的初級(jí)和次級(jí)繞組的點(diǎn)標(biāo)記端同相；該輸入電感器繞組在其點(diǎn)標(biāo)記端與輸入端連接，形成隔離DC變壓器的輸入繞組；該輸出電感器繞組在其點(diǎn)標(biāo)記端與輸出端連接，形成隔離DC變壓器的輸出繞組；隔離變壓器的初級(jí)繞組在其點(diǎn)標(biāo)記端與共用輸入端連接，形成隔離DC變壓器中的電隔離；隔離變壓器的次級(jí)繞組在其點(diǎn)標(biāo)記端與共用輸出端連接，形成隔離DC變壓器中的電隔離；一個(gè)輸入電容，連接在輸入電感器繞組的未標(biāo)記端和隔離變壓器初級(jí)繞組的未標(biāo)記端之間；一個(gè)輸入開關(guān)，一端與與共用輸入端連接，另一端與輸入電感器繞組的未標(biāo)記端連接；一個(gè)輸出開關(guān)，一端與共用輸出端連接，另一端與輸出電感器繞組的未標(biāo)記端連接；一個(gè)互補(bǔ)輸出開關(guān)，一端與輸出電感器繞組的未標(biāo)記端連接，該互補(bǔ)輸出開關(guān)的另一端與隔離變壓器次級(jí)繞組的未標(biāo)記端連接；一個(gè)支路，由一個(gè)互補(bǔ)輸入開關(guān)和一個(gè)輔助電容串聯(lián)而成，其中支路的一端與隔離變壓器初級(jí)繞組的點(diǎn)標(biāo)記端連接，該支路的另一端與輸入電感器的未標(biāo)記端連接；開關(guān)裝置，使輸入開關(guān)和輸出開關(guān)在時(shí)間間隔DTS的持續(xù)時(shí)間內(nèi)保持閉合，使互補(bǔ)輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸出開關(guān)在互補(bǔ)時(shí)間間隔D’TS的持續(xù)時(shí)間內(nèi)保持閉合，其中D是一個(gè)完整且受控的開關(guān)工作周期TS的負(fù)荷比，D’是互補(bǔ)負(fù)荷比；其中輸入開關(guān)、互補(bǔ)輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸出開關(guān)是半導(dǎo)體電流雙向開關(guān)器件，能夠在ON狀態(tài)期間傳導(dǎo)兩個(gè)方向的電流，在OFF狀態(tài)期間維持一個(gè)方向的電壓；其中輸出開關(guān)是半導(dǎo)體電壓雙向開關(guān)器件，能夠在ON狀態(tài)期間傳導(dǎo)電流，在OFF狀態(tài)期間維持兩個(gè)方向的電壓；其中半導(dǎo)體開關(guān)器件在高開關(guān)頻率指向ON和OFF；其中初級(jí)繞組和次級(jí)繞組緊耦合，減少了初級(jí)繞組和次級(jí)繞組之間的感應(yīng)漏電感；其中變流器的DC-DC電壓轉(zhuǎn)換比與負(fù)荷比D成線性關(guān)系；其中隔離變壓器次級(jí)繞組與初級(jí)繞組的匝數(shù)比提供了對(duì)變流器DC-DC電壓轉(zhuǎn)換比的額外控制；其中對(duì)于從0到1的負(fù)荷比D，輸入電感器繞組和隔離變壓器初級(jí)和次級(jí)繞組中的DC電流流入各自繞組的點(diǎn)標(biāo)記端，而輸出電感器繞組中的DC電流流出輸出電感器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端；其中輸入電感器繞組的匝數(shù)與隔離變壓器初級(jí)繞組相同，輸出電感器繞組的匝數(shù)與隔離變壓器次級(jí)繞組相同，藉此對(duì)于從0到1范圍內(nèi)的負(fù)荷比D，共用磁芯中的凈DC磁通為零；其中共用磁芯沒有氣隙；藉此，共用磁芯中凈DC磁通為零使輸入和輸出電感器繞組以及隔離變壓器的初級(jí)和次級(jí)繞組的電感增加，從而增加變流器的過載能力，以及藉此，隔離DC變壓器組合輸入電感器繞組、輸出電感器繞組和隔離變壓器的初級(jí)和次級(jí)繞組，提供輸入DC電壓源和DC負(fù)載之間的電隔離和從輸入電感器到輸出電感器的有效DC-DC功率傳遞，同時(shí)減少隔離DC變壓器共用磁芯中的能量存儲(chǔ)，從而通過減小共用磁芯的體積和重量減小變流器的體積和重量，并且同時(shí)增加效率和變流器過載能力，減小了電磁干擾。
21.如權(quán)利要求20中定義的變流器，還包括與輸入電容有效串聯(lián)的隔離變壓器的漏電感，其中開關(guān)裝置包括半導(dǎo)體開關(guān)器件的電控工作，藉此在每個(gè)連續(xù)的開關(guān)工作周期TS期間完成轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D，在周期TS中輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸入開關(guān)在轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D期間都為OFF，其中轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D比時(shí)間間隔DTS和互補(bǔ)時(shí)間間隔D’TS短；其中各個(gè)開關(guān)開關(guān)裝置的開關(guān)定時(shí)如下當(dāng)互補(bǔ)輸出開關(guān)上的電壓減小到零時(shí)通過將輸入開關(guān)指向OFF開始轉(zhuǎn)換D到D’，互補(bǔ)輸出開關(guān)由開關(guān)裝置在零電壓以零開關(guān)損耗指向ON，轉(zhuǎn)換D到D’持續(xù)到互補(bǔ)輸入開關(guān)上的電壓減小到零，此時(shí)互補(bǔ)輸入開關(guān)也由開關(guān)裝置在零電壓以零開關(guān)損耗指向ON，轉(zhuǎn)換D到D’持續(xù)到輸出開關(guān)的電流減小到零，此時(shí)將輸出開關(guān)指向OFF，以及當(dāng)輸入開關(guān)上的電壓減小到零時(shí)通過將互補(bǔ)輸入開關(guān)指向OFF開始轉(zhuǎn)換D’到D，輸入開關(guān)由開關(guān)裝置在零電壓以零開關(guān)損耗指向ON，而且同時(shí)以減小了的開關(guān)損耗將輸出開關(guān)指向ON，轉(zhuǎn)換D’到D轉(zhuǎn)換持續(xù)到互補(bǔ)輸出開關(guān)的電流減小到零，此時(shí)將互補(bǔ)輸出開關(guān)指向OFF，以及藉此，對(duì)于從0到1范圍內(nèi)的負(fù)荷比D，轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D使輸入開關(guān)、互補(bǔ)輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸出開關(guān)上的開關(guān)損耗基本為零，輸出開關(guān)上的開關(guān)損耗減少，以及；藉此，轉(zhuǎn)換D到D’只與DC負(fù)載電流相關(guān)，轉(zhuǎn)換D’到D只與支路中的AC電流相關(guān)，因此導(dǎo)致轉(zhuǎn)換D到D’比轉(zhuǎn)換D’到D短得多，以及藉此，所述的漏電感降低了轉(zhuǎn)換D到D’并且不影響所述的轉(zhuǎn)換D到D’，以及藉此，減小了半導(dǎo)體器件上的電壓應(yīng)力，增加了變流器的效率，而且減小了電磁干擾，以及藉此，能夠增加開關(guān)頻率，從而進(jìn)一步減小變流器的體積和重量而沒有對(duì)變流器總效率的負(fù)作用。
22.如權(quán)利要求21中定義的變流器，其中共用磁芯是UU磁芯；其中輸入電感器繞組和隔離變壓器并排放置在UU磁芯的一個(gè)臂上；其中輸出電感器繞組放置在UU磁芯的另一臂上；藉此，輸入電感器繞組和隔離變壓器繞組之間的漏電感使輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流大體為零；藉此，輸出電感器繞組和隔離變壓器繞組之間的漏電感使輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流減小。
23.如權(quán)利要求22中定義的變流器其中氣隙位于UU磁芯有輸出電感器繞組的另一個(gè)臂上，構(gòu)成了一個(gè)輸出電感器繞組漏電感和磁化電感之間的AC電壓分壓器；以及其中對(duì)于固定的負(fù)荷比D，AC電壓分壓器將輸出電感器繞組中的感應(yīng)AC電壓與加在輸出電感器繞組上的AC電壓匹配；藉此，對(duì)于該固定負(fù)荷比D，輸出電感器繞組中的DC電流具有大體為零的脈動(dòng)電流。
24.如權(quán)利要求23中定義的變流器，包括一個(gè)與輸出電感器繞組串聯(lián)的外部電感器，以減少輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
25.如權(quán)利要求23中定義的隔離變流器，其中共用磁芯包含一個(gè)沒有繞組的獨(dú)立漏磁臂和一個(gè)位于包括共用磁芯的磁通路徑中的氣隙，其中調(diào)整氣隙使輸出電感器繞組在固定負(fù)荷比D上具有大體為零的脈動(dòng)電流，藉此，漏磁臂增加了輸出電感器繞組、輸入電感器繞組與隔離變壓器繞組之間的漏電感，使輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流減少。
26.如權(quán)利要求21中定義的隔離變流器，其中共用磁芯是一個(gè)EE磁芯；其中輸入電感器繞組和隔離變壓器的初級(jí)和次級(jí)繞組并排放置在EE磁芯中間的臂上；其中匝數(shù)與輸出電感器繞組相同的附加輸出電感器繞組與輸出電感器繞組串聯(lián)，這樣附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組上的AC電壓在點(diǎn)標(biāo)記端同相并相加；其中附加輸出電感器繞組放置在EE磁芯的一個(gè)外側(cè)臂上，輸出電感器繞組放置在EE磁芯的另一個(gè)外側(cè)臂上；藉此，輸入電感器繞組和隔離變壓器的初級(jí)和次級(jí)繞組之間的漏電感使輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流大體為零；以及藉此，附加輸出電感器繞組、輸出電感器繞組和隔離變壓器初級(jí)和次級(jí)繞組之間的漏電感使附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流減小。
27.如權(quán)利要求26定義的隔離變流器，其中氣隙位于具有附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組的EE磁芯的各個(gè)外側(cè)臂上，構(gòu)成附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組的漏電感和磁化電感之間的AC電壓分壓器；其中對(duì)于固定的負(fù)荷比D，AC電壓分壓器將附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組中的感應(yīng)AC電壓與相應(yīng)加在附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組上的AC電壓匹配；藉此，對(duì)于該固定的負(fù)荷比D，輸出電感器繞組中的DC電流具有大體為零的脈動(dòng)電流。
28.如權(quán)利要求21中定義的變流器，其中隔離變壓器是集成在共用磁芯上的多輸出隔離變壓器，形成了一個(gè)多輸出隔離DC變壓器；其中將支路的端點(diǎn)與變流器連接的裝置保持了多輸出隔離變壓器的電隔離，藉此在時(shí)間間隔D’TS期間通過該支路的電流是AC電流；其中多輸出隔離變壓器次級(jí)繞組到初級(jí)繞組的匝數(shù)比提供了對(duì)變流器DC-DC電壓轉(zhuǎn)換比的額外控制；其中每個(gè)DC負(fù)載的每個(gè)輸出電感器繞組具有與各自的多輸出隔離變壓器次級(jí)繞組相同的匝數(shù)，藉此對(duì)于從0到1的負(fù)荷比D范圍，共用磁芯中的DC磁通大致為零，以及藉此，共用磁芯中DC磁通大致為零使變流器過載能力增加。
29.如權(quán)利要求20中定義的變流器，其中支路的一端與隔離變壓器初級(jí)繞組的點(diǎn)標(biāo)記端連接，支路的另一端與隔離變壓器初級(jí)繞組的未點(diǎn)標(biāo)記端連接。
30.如權(quán)利要求20中定義的變流器，其中支路的一端與輸入電感器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端連接，支路的另一端與輸入電感器繞組的未點(diǎn)標(biāo)記端連接。
31.如權(quán)利要求20中定義的變流器，其中支路的一端與輸入電感器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端連接，支路的另一端與隔離變壓器初級(jí)繞組的未點(diǎn)標(biāo)記端連接。
32.如權(quán)利要求20中定義的變流器，其中輸入電容的一端與共用輸入端連接；其中隔離變壓器初級(jí)繞組的點(diǎn)標(biāo)記端與輸入電容的另一端連接；其中隔離變壓器初級(jí)繞組的未標(biāo)記端與輸入電容的未標(biāo)記端連接；以及其中支路的一端與隔離變壓器初級(jí)繞組的點(diǎn)標(biāo)記端連接，支路的另一端與隔離變壓器初級(jí)繞組的未標(biāo)記端連接。
33.如權(quán)利要求20中定義的變流器，其中支路的一端與隔離變壓器次級(jí)繞組的未標(biāo)記端連接，支路的另一端與輸出端連接。
34.如權(quán)利要求20中定義的變流器，其中互補(bǔ)輸出開關(guān)的一端與共用端連接；其中隔離變壓器次級(jí)繞組的點(diǎn)標(biāo)記端與互補(bǔ)輸出開關(guān)的另一端連接；其中隔離變壓器次級(jí)繞組的未標(biāo)記端與輸出電感器未標(biāo)記端的另一端連接；以及其中支路的一端與隔離變壓器次級(jí)繞組的未標(biāo)記端連接，支路的另一端與隔離變壓器次級(jí)繞組的點(diǎn)標(biāo)記端連接。
35.如權(quán)利要求20中定義的變流器，其中輸出開關(guān)由一個(gè)MOSFET器件和一個(gè)電流整流器(二極管)串聯(lián)而成；藉此輸出開關(guān)是一個(gè)運(yùn)行象兩象限開關(guān)一樣的電壓雙向開關(guān)，由于MOSFET器件的低傳導(dǎo)損耗而減少了傳導(dǎo)損耗。
36.如權(quán)利要求20中定義的變流器，其中輸出開關(guān)包括兩個(gè)N溝道MOSFET器件，一個(gè)MOSFET器件的源極端與另一個(gè)MOSFET器件的源極端連接(背對(duì)背連接)，MOSFET器件的柵極端連接在一起；其中一個(gè)MOSFET器件的漏極端與共用輸出端連接，另一個(gè)MOSFET器件的漏極端與輸出電感器繞組的未標(biāo)記端連接；藉此輸出開關(guān)既是電壓雙向的，又是電流雙向的，工作時(shí)象一個(gè)四象限開關(guān)，由于兩個(gè)MOSFET器件的低傳導(dǎo)損耗，電流傳導(dǎo)損耗與兩象限電壓雙向開關(guān)相比減小了。
37.如權(quán)利要求20中定義的變流器，還包括用于將支路的端點(diǎn)與變流器連接以保持電隔離的裝置，藉此在互補(bǔ)時(shí)間間隔期間，通過該支路的電流是AC電流；藉此，共用磁芯中凈DC磁通為零使輸入、中間和輸出電感器的電感增加，開關(guān)DC-DC變流器增加了過載能力，以及藉此，隔離DC變壓器組合輸入電感器繞組、輸出電感器繞組和隔離變壓器的初級(jí)和次級(jí)繞組，提供了輸入DC電壓源和DC負(fù)載之間的電隔離以及從輸入電感器到輸出電感器的有效DC-DC功率傳遞，減少隔離DC變壓器共用磁芯中的DC能量存儲(chǔ)，從而通過減小共用磁芯的體積和重量減小了變流器的體積和重量，并且同時(shí)增加了效率和變流器過載能力，減小了電磁干擾。
38.如權(quán)利要求37中定義的變流器，還包括與輸入電容有效串聯(lián)的隔離變壓器的漏電感，其中開關(guān)裝置包括半導(dǎo)體開關(guān)器件的電控工作，藉此在每個(gè)連續(xù)的開關(guān)工作周期TS期間完成轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D，在周期TS中輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸入開關(guān)在轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D期間都為OFF，其中轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D比時(shí)間間隔DTS和互補(bǔ)時(shí)間間隔D’TS短；其中各個(gè)開關(guān)開關(guān)裝置的開關(guān)順序和定時(shí)如下當(dāng)互補(bǔ)輸出開關(guān)上的電壓減小到零時(shí)通過將輸入開關(guān)指向OFF開始轉(zhuǎn)換D到D’，互補(bǔ)輸出開關(guān)由開關(guān)裝置在零電壓以零開關(guān)損耗指向ON，轉(zhuǎn)換D到D’持續(xù)到互補(bǔ)輸入開關(guān)上的電壓減小到零，此時(shí)互補(bǔ)輸入開關(guān)也由開關(guān)裝置在零電壓以零開關(guān)損耗指向ON，轉(zhuǎn)換D到D’持續(xù)到輸出開關(guān)的電流減小到零，此時(shí)將輸出開關(guān)指向OFF，以及當(dāng)輸入開關(guān)上的電壓減小到零時(shí)通過將互補(bǔ)輸入開關(guān)指向OFF開始轉(zhuǎn)換D’到D，輸入開關(guān)由開關(guān)裝置在零電壓以零開關(guān)損耗指向ON，而且同時(shí)以減小了的開關(guān)損耗將輸出開關(guān)指向ON，轉(zhuǎn)換D’到D轉(zhuǎn)換持續(xù)到互補(bǔ)輸出開關(guān)的電流減小到零，此時(shí)將互補(bǔ)輸出開關(guān)指向OFF，以及藉此，對(duì)于從0到1范圍內(nèi)的負(fù)荷比D，轉(zhuǎn)換D到D’和D’到D使輸入開關(guān)、互補(bǔ)輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸出開關(guān)上的開關(guān)損耗基本為零，輸出開關(guān)上的開關(guān)損耗減少，以及；藉此，轉(zhuǎn)換D到D’只與DC負(fù)載電流相關(guān)，而轉(zhuǎn)換D’到D只與支路中的AC電流相關(guān)，因此導(dǎo)致轉(zhuǎn)換D到D’比轉(zhuǎn)換D’到D短，以及藉此，減小了半導(dǎo)體器件上的電壓應(yīng)力，增加了變流器的效率，而且減小了電磁干擾，以及藉此，能夠增加開關(guān)頻率，從而進(jìn)一步減小變流器的體積和重量而沒有對(duì)變流器總效率的負(fù)作用。
39.如權(quán)利要求38中定義的變流器，其中共用磁芯是UU磁芯；其中輸入電感器繞組和隔離變壓器并排放置在UU磁芯的一個(gè)臂上；其中輸出電感器繞組放置在UU磁芯的另一臂上；藉此，輸入電感器繞組和隔離變壓器繞組之間的漏電感使輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流大體為零；藉此，輸出電感器繞組和隔離變壓器繞組之間的漏電感使輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流減小。
40.如權(quán)利要求39中定義的變流器其中氣隙位于UU磁芯有輸出電感器繞組的另一個(gè)臂上，構(gòu)成了一個(gè)輸出電感器繞組漏電感和磁化電感之間的AC電壓分壓器；以及其中對(duì)于固定的負(fù)荷比D，AC電壓分壓器將輸出電感器繞組中的感應(yīng)AC電壓與加在輸出電感器繞組上的AC電壓匹配；藉此，對(duì)于該固定負(fù)荷比D，輸出電感器繞組中的DC電流具有大體為零的脈動(dòng)電流。
41.如權(quán)利要求40中定義的變流器，包括一個(gè)與輸出電感器繞組串聯(lián)的外部電感器，以減少輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
42.如權(quán)利要求40中定義的變流器，其中共用磁芯包含一個(gè)沒有繞組的獨(dú)立漏磁臂和一個(gè)位于包括共用磁芯的磁通路徑中的氣隙，其中調(diào)整氣隙使輸出電感器繞組在固定負(fù)荷比D時(shí)具有大體為零的脈動(dòng)電流，藉此，漏磁臂增加了輸出電感器繞組、輸入電感器繞組與隔離變壓器繞組之間的漏電感，使輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流減少。
43.如權(quán)利要求38中定義的變流器，其中共用磁芯是一個(gè)EE磁芯；其中輸入電感器繞組和隔離變壓器的初級(jí)和次級(jí)繞組并排放置在EE磁芯中間的臂上；其中匝數(shù)與輸出電感器繞組相同的附加輸出電感器繞組與輸出電感器繞組串聯(lián)，這樣附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組上的AC電壓在點(diǎn)標(biāo)記端同相并相加；其中附加輸出電感器繞組放置在EE磁芯的一個(gè)外側(cè)臂上，輸出電感器繞組放置在EE磁芯的另一個(gè)外側(cè)臂上；藉此，輸入電感器繞組和隔離變壓器的初級(jí)和次級(jí)繞組之間的漏電感使輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流大體為零；以及藉此，附加輸出電感器繞組、輸出電感器繞組和隔離變壓器初級(jí)和次級(jí)繞組之間的漏電感使附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流減小。
44.如權(quán)利要求43定義的變流器，其中氣隙位于具有附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組的EE磁芯的各個(gè)外側(cè)臂上，構(gòu)成附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組的漏電感和磁化電感之間的AC電壓分壓器；其中對(duì)于固定的負(fù)荷比D，AC電壓分壓器將附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組中的感應(yīng)AC電壓與相應(yīng)加在附加輸出電感器繞組和輸出電感器繞組上的AC電壓匹配；藉此，對(duì)于該固定的負(fù)荷比D，輸出電感器繞組中的DC電流具有大體為零的脈動(dòng)電流。
45.如權(quán)利要求38中定義的隔離DC-DC變流器，其中隔離變壓器是集成在共用磁芯上的多輸出隔離變壓器，形成了一個(gè)多輸出隔離DC變壓器；其中將支路的端點(diǎn)與變流器連接的裝置保持了多輸出隔離變壓器的電隔離，藉此在時(shí)間間隔D’TS期間通過該支路的電流是AC電流；其中多輸出隔離變壓器次級(jí)繞組到初級(jí)繞組的匝數(shù)比提供了對(duì)變流器DC-DC電壓轉(zhuǎn)換比的額外控制；其中每個(gè)DC負(fù)載的每個(gè)輸出電感器繞組具有與各自的多輸出隔離變壓器次級(jí)繞組相同的匝數(shù)，藉此對(duì)于從0到1的負(fù)荷比D范圍，共用磁芯中的DC磁通大致為零，以及藉此，共用磁芯中DC磁通大致為零使變流器過載能力增加。
46.一種用于功率轉(zhuǎn)換的方法，包括用可控半導(dǎo)體CBS(電流雙向開關(guān))開關(guān)構(gòu)成輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸入開關(guān)，每個(gè)可控半導(dǎo)體CBS開關(guān)具有并聯(lián)的一個(gè)寄生體二極管和一個(gè)寄生電容；用并聯(lián)了一個(gè)寄生電容的可控半導(dǎo)體VBS(電壓雙向開關(guān))開關(guān)構(gòu)成輸出開關(guān)，用并聯(lián)了一個(gè)寄生電容的半導(dǎo)體電流整流器構(gòu)成互補(bǔ)輸出開關(guān)；控制調(diào)整輸出負(fù)載電壓的可控半導(dǎo)體開關(guān)的ON時(shí)間和OFF時(shí)間，每個(gè)可控半導(dǎo)體開關(guān)在短于ON時(shí)間和OFF時(shí)間的自然和強(qiáng)制轉(zhuǎn)換間隔指向ON或OFF；強(qiáng)制轉(zhuǎn)換期間在包含互補(bǔ)輸入可控半導(dǎo)體CBS開關(guān)的支路中提供負(fù)電流；控制自然轉(zhuǎn)換間隔期間可控半導(dǎo)體開關(guān)指向ON和指向OFF信號(hào)的順序和定時(shí)，在可控半導(dǎo)體開關(guān)電容之間重復(fù)充電并將互補(bǔ)輸入可控半導(dǎo)體CBS開關(guān)在大體為零的電壓上無損耗的指向ON；控制強(qiáng)制轉(zhuǎn)換間隔期間可控半導(dǎo)體開關(guān)指向ON和指向OFF信號(hào)的順序和定時(shí)，該負(fù)電流在可控半導(dǎo)體開關(guān)電容之間重復(fù)充電并將輸入可控半導(dǎo)體CBS開關(guān)在大體為零的電壓上無損耗的指向ON，同時(shí)將輸出可控半導(dǎo)體VBS開關(guān)在該輸出可控半導(dǎo)體VBS開關(guān)寄生電容兩端電壓為負(fù)時(shí)指向ON；將共用磁芯上的輸入電感器繞組、中間電感器繞組和輸出電感器繞組合成一個(gè)DC變壓器；使輸入、中間和輸出電感器繞組在輸入、中間和輸出電感器繞組點(diǎn)標(biāo)記端AC電壓同相；使輸入電感器繞組和中間電感器繞組的DC電流流入其點(diǎn)標(biāo)記端，藉此在共用磁芯中產(chǎn)生一個(gè)方向的DC磁通；使輸出電感器繞組DC電流流出其點(diǎn)標(biāo)記端，藉此在共用磁芯中產(chǎn)生相反方向的DC磁通，使共用磁芯中的DC磁通減少；為輸入、中間和輸出電感器繞組選擇匝數(shù)，使每匝伏特相等，總DC安培匝數(shù)為零，從而使共用磁芯中的DC磁通大體為零，藉此減少DC變壓器中的DC能量存儲(chǔ)。
47.如權(quán)利要求46中定義的功率轉(zhuǎn)換方法，其中互補(bǔ)輸出開關(guān)是具有并聯(lián)的一個(gè)寄生體二極管和一個(gè)寄生電容的可控半導(dǎo)體CBS開關(guān)，該互補(bǔ)輸出可控半導(dǎo)體CBS開關(guān)象一個(gè)同步整流器一樣指向ON和OFF，通過分流寄生體二極管來減小傳導(dǎo)損耗。
48.如權(quán)利要求47中定義的方法，其中共用磁芯是一個(gè)UU磁芯，還包括將輸入和中間電感器繞組并排放置在UU磁芯的一個(gè)臂上，使輸入和中間電感器繞組之間的漏電感增加，將輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流減小到大體為零；將輸出電感器繞組放置在UU磁芯的另一臂上，使輸出電感器繞組和輸入和中間電感器繞組之間的漏電感增加，減少輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
49.如權(quán)利要求48中定義的方法，還在UU磁芯的另一臂中包括一個(gè)氣隙，構(gòu)成了一個(gè)輸出電感器繞組漏電感和磁化電感之間的AC電壓分壓器，進(jìn)一步減少了輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
50.如權(quán)利要求49中定義的方法，包括一個(gè)與輸出電感器繞組串聯(lián)、減小輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流的外部電感器。
51.如權(quán)利要求49中定義的方法，還包括一個(gè)獨(dú)立的漏磁臂，在該獨(dú)立漏磁臂的磁通路中有一個(gè)氣隙，進(jìn)一步減少了輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
52.如權(quán)利要求47中定義的方法，其中共用磁芯是一個(gè)EE磁芯，還包括將輸入和中間電感器繞組并排放置在EE磁芯中間的臂上；將輸出電感器繞組分成兩個(gè)對(duì)開電感器繞組，每個(gè)具有與輸出電感器繞組相同的匝數(shù)；將對(duì)開電感器繞組放置在EE磁芯的兩個(gè)外側(cè)磁臂上；將對(duì)開電感器繞組串聯(lián)，使它們各自的AC電壓在對(duì)開電感器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端同相；減少對(duì)開電感器繞組和輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
53.如權(quán)利要求52中定義的方法，還在EE磁芯各個(gè)外側(cè)臂中包括一個(gè)氣隙，構(gòu)成AC電壓分壓器來減小對(duì)開電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
54.如權(quán)利要求47中定義的方法，其中中間電感器繞組替換為一個(gè)自耦變壓器繞組，形成一個(gè)減小了DC能量存儲(chǔ)的自耦變壓器DC變壓器。
55.如權(quán)利要求46中定義的方法，其中中間電感器繞組替換為一個(gè)隔離變壓器繞組，形成一個(gè)減小了DC能量存儲(chǔ)的隔離DC變壓器。
56.如權(quán)利要求55中定義的方法，其中互補(bǔ)輸出開關(guān)是一個(gè)具有并聯(lián)的一個(gè)寄生體二極管和一個(gè)寄生電容的可控半導(dǎo)體CBS開關(guān)，互補(bǔ)輸出可控半導(dǎo)體CBS開關(guān)象一個(gè)同步整流器一樣指向ON和OFF，通過分流寄生體二極管來減小傳導(dǎo)損耗。
57.如權(quán)利要求56中定義的方法，其中共用磁芯是一個(gè)UU磁芯，還包括將隔離變壓器繞組和輸入電感器繞組并排放置在UU磁芯的一個(gè)臂上，使隔離變壓器繞組和輸入電感器繞組之間的漏電感增加，輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流減小到大體為零；將輸出電感器繞組放置在UU磁芯上的另一臂上，使輸出電感器繞組與輸入電感器繞組和隔離變壓器繞組之間的漏電感增加，減小輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
58.如權(quán)利要求57中定義的方法，還在UU磁芯的另一臂中包括一個(gè)氣隙，構(gòu)成輸出電感器繞組漏電感和磁化電感之間的AC電壓分壓器，進(jìn)一步減小輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
59.如權(quán)利要求58中定義的方法，包括一個(gè)與輸出電感器繞組串聯(lián)、減小輸出電感器繞組中脈動(dòng)電流的外部電感器。
60.如權(quán)利要求58中定義的方法，還包括一個(gè)獨(dú)立的漏磁臂，在獨(dú)立漏磁臂的磁通路中有一個(gè)氣隙，進(jìn)一步減少了輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
61.如權(quán)利要求56中定義的方法，其中共用磁芯是一個(gè)EE磁芯，還包括將隔離變壓器繞組和輸入電感器繞組并排放置在EE磁芯中間的臂上；將輸出電感器繞組分成兩個(gè)對(duì)開電感器繞組，每個(gè)具有與輸出電感器繞組相同的匝數(shù)；將對(duì)開電感器繞組放置在EE磁芯兩個(gè)外側(cè)磁臂上；將對(duì)開電感器繞組串聯(lián)，使它們各自的AC電壓在對(duì)開電感器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端同相；減小了對(duì)開電感器繞組和輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
62.如權(quán)利要求61中定義的方法，還在EE磁芯各個(gè)外側(cè)臂中包括一個(gè)氣隙，具有AC電壓分壓器來減小對(duì)開電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
63.如權(quán)利要求56中定義的方法，其中隔離變壓器是一個(gè)多輸出隔離變壓器，形成了一個(gè)減小了DC能量存儲(chǔ)的多輸出隔離DC變壓器。
64.一種用于減少共用磁芯中的DC能量存儲(chǔ)、得到DC變壓器的方法，包括將共用磁芯上的輸入電感器繞組、中間電感器繞組和輸出電感器繞組合成一個(gè)DC變壓器；使輸入、中間和輸出電感器繞組在輸入、中間和輸出電感器繞組點(diǎn)標(biāo)記端AC電壓同相；使輸入電感器繞組和中間電感器繞組的DC電流流入其點(diǎn)標(biāo)記端，藉此在共用磁芯中生成一個(gè)方向的DC磁通；使輸出電感器繞組DC電流流出其點(diǎn)標(biāo)記端，藉此在共用磁芯中產(chǎn)生相反方向的DC磁通，使共用磁芯中的DC磁通減少；為輸入、中間和輸出電感器繞組選擇匝數(shù)，使每匝伏特相等，總DC安培匝數(shù)為零，從而使共用磁芯中的DC磁通大體為零，藉此減少DC變壓器中的DC能量存儲(chǔ)。
65.如權(quán)利要求64中定義的方法，其中共用磁芯是一個(gè)UU磁芯，還包括將輸入和中間電感器繞組并排放置在UU磁芯的一個(gè)臂上，使輸入和中間電感器繞組之間的漏電感增加，將輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流減小到大體為零；將輸出電感器繞組放置在UU磁芯的另一臂上，使輸出電感器繞組和輸入和中間電感器繞組之間的漏電感增加，減少輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
66.如權(quán)利要求65中定義的方法，還在UU磁芯的另一臂中包括一個(gè)氣隙，構(gòu)成了一個(gè)輸出電感器繞組漏電感和磁化電感之間的AC電壓分壓器，進(jìn)一步減少了輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
67.如權(quán)利要求66中定義的方法，包括一個(gè)與輸出電感器繞組串聯(lián)、減小輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流的外部電感器。
68.如權(quán)利要求66中定義的方法，還包括一個(gè)獨(dú)立的漏磁臂，在該獨(dú)立漏磁臂的磁通路中有一個(gè)氣隙，進(jìn)一步減少了輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
69.如權(quán)利要求64中定義的方法，其中共用磁芯是一個(gè)EE磁芯，還包括將輸入和中間電感器繞組并排放置在EE磁芯中間的臂上；將輸出電感器繞組分成兩個(gè)對(duì)開電感器繞組，每個(gè)具有與輸出電感器繞組相同的匝數(shù)；將對(duì)開電感器繞組放置在EE磁芯兩個(gè)外側(cè)磁臂上；將對(duì)開電感器繞組串聯(lián)，使它們各自的AC電壓在對(duì)開電感器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端同相；減少對(duì)開電感器繞組和輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
70.如權(quán)利要求69中定義的方法，還在EE磁芯各個(gè)外側(cè)臂中包括一個(gè)氣隙，構(gòu)成AC電壓分壓器來減小對(duì)開電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
71.如權(quán)利要求64中定義的方法，其中中間電感器繞組替換為一個(gè)自耦變壓器繞組，形成一個(gè)減小了DC能量存儲(chǔ)的自耦變壓器DC變壓器。
72.如權(quán)利要求6 4中定義的方法，其中中間電感器繞組替換為一個(gè)隔離變壓器繞組，形成一個(gè)減小了DC能量存儲(chǔ)的隔離DC變壓器。
73.如權(quán)利要求72中定義的方法，其中共用磁芯是一個(gè)UU磁芯，還包括將隔離變壓器繞組和輸入電感器繞組并排放置在UU磁芯的一個(gè)臂上，使隔離變壓器繞組和輸入電感器繞組之間的漏電感增加，輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流減小到大體為零；將輸出電感器繞組放置在UU磁芯上的另一臂上，使輸出電感器繞組和輸入電感器繞組和隔離變壓器繞組之間的漏電感增加，減小輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
74.如權(quán)利要求73中定義的方法，還在UU磁芯的另一臂中包括一個(gè)氣隙，構(gòu)成輸出電感器繞組的漏電感和磁化電感之間的AC電壓分壓器，進(jìn)一步減小輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
75.如權(quán)利要求74中定義的方法，包括一個(gè)與輸出電感器繞組串聯(lián)、減小輸出電感器繞組中脈動(dòng)電流的外部電感器。
76.如權(quán)利要求74中定義的方法，還包括一個(gè)獨(dú)立的漏磁臂，在獨(dú)立漏磁臂的磁通路中有一個(gè)氣隙，進(jìn)一步減少了輸出電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
77.如權(quán)利要求72中定義的方法，其中共用磁芯是一個(gè)EE磁芯，還包括將隔離變壓器繞組和輸入電感器繞組并排放置在EE磁芯中間的臂上；將輸出電感器繞組分成兩個(gè)對(duì)開電感器繞組，每個(gè)具有與輸出電感器繞組相同的匝數(shù)；將對(duì)開電感器繞組放置在EE磁芯兩個(gè)外側(cè)磁臂上；將對(duì)開電感器繞組串聯(lián)，使它們各自的AC電壓在對(duì)開電感器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端同相；減小了對(duì)開電感器繞組和輸入電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
78.如權(quán)利要求77中定義的方法，還在EE磁芯各個(gè)外側(cè)臂中包括一個(gè)氣隙，具有AC電壓分壓器來減小對(duì)開電感器繞組中的脈動(dòng)電流。
79.如權(quán)利要求72中定義的方法，其中隔離變壓器是一個(gè)多輸出隔離變壓器，形成了一個(gè)減小了DC能量存儲(chǔ)的多輸出隔離DC變壓器。
80.一種用于無損耗開關(guān)的方法，包括用可控半導(dǎo)體CBS(電流雙向開關(guān))開關(guān)構(gòu)成輸入開關(guān)和互補(bǔ)輸入開關(guān)，每個(gè)可控半導(dǎo)體CBS開關(guān)具有并聯(lián)的一個(gè)寄生體二極管和一個(gè)寄生電容；用并聯(lián)了一個(gè)寄生電容的可控半導(dǎo)體VBS(電壓雙向開關(guān))開關(guān)構(gòu)成輸出開關(guān)，用并聯(lián)了一個(gè)寄生電容的半導(dǎo)體整流器構(gòu)成互補(bǔ)輸出開關(guān)；控制調(diào)整輸出負(fù)載電壓的可控半導(dǎo)體開關(guān)的ON時(shí)間和OFF時(shí)間，每個(gè)可控半導(dǎo)體開關(guān)在短于ON時(shí)間和OFF時(shí)間的自然和強(qiáng)制轉(zhuǎn)換間隔指向ON或OFF；強(qiáng)制轉(zhuǎn)換期間在包含互補(bǔ)輸入可控半導(dǎo)體CBS開關(guān)的支路中提供負(fù)電流；控制自然轉(zhuǎn)換間隔期間可控半導(dǎo)體開關(guān)指向ON和指向OFF信號(hào)的順序和定時(shí)，在可控半導(dǎo)體開關(guān)電容之間重復(fù)充電并將互補(bǔ)輸入可控半導(dǎo)體CBS開關(guān)在大體為零的電壓上無損耗的指向ON；控制強(qiáng)制轉(zhuǎn)換間隔期間可控半導(dǎo)體開關(guān)指向ON和指向OFF信號(hào)的順序和定時(shí)，該負(fù)電流在可控半導(dǎo)體開關(guān)電容之間重復(fù)充電并將輸入可控半導(dǎo)體CBS開關(guān)在大體為零的電壓上無損耗的指向ON，同時(shí)將輸出可控半導(dǎo)體VBS開關(guān)在該輸出可控半導(dǎo)體VBS開關(guān)寄生電容兩端電壓為負(fù)時(shí)指向ON。
81.如權(quán)利要求80中定義的方法，其中互補(bǔ)輸出開關(guān)是具有并聯(lián)的一個(gè)寄生體二極管和一個(gè)寄生電容的可控半導(dǎo)體CBS開關(guān)，該互補(bǔ)輸出可控半導(dǎo)體CBS開關(guān)象一個(gè)同步整流器一樣指向ON和OFF，通過分流寄生體二極管來減小傳導(dǎo)損耗。
82.一種用于減少共用磁芯中的能量存儲(chǔ)、得到一個(gè)DC變壓器的方法，包括將輸入電感器繞組、中間電感器繞組和輸出電感器繞組放置在共用磁芯上；使輸入電感器、中間電感器和輸出電感器繞組在輸入電感器、中間電感器和輸出電感器繞組的點(diǎn)標(biāo)記端同相；使輸入和中間電感器繞組的DC電流流入它們的點(diǎn)標(biāo)記端，藉此在共用磁芯中產(chǎn)生一個(gè)方向的DC磁通；使輸出電感器繞組DC電流流出其點(diǎn)標(biāo)記端，藉此在共用磁芯中產(chǎn)生相反方向的DC磁通，使共用磁芯中的DC磁通減少；為輸入、中間和輸出電感器繞組選擇匝數(shù)，使每匝伏特相等，總DC安培匝數(shù)為零，從而使共用磁芯中的DC磁通大體為零，藉此減少了隔離DC變壓器中的DC能量存儲(chǔ)。
83.如權(quán)利要求82中定義的方法，其中中間電感器繞組替換為一個(gè)隔離變壓器繞組，形成一個(gè)減小了DC能量存儲(chǔ)的隔離DC變壓器。
全文摘要
由于新磁路結(jié)構(gòu)以及具有特殊性質(zhì)的新型變流器電路配置而同時(shí)具有超高效率和非常小的體積的軟開關(guān)DC－DC變流器。獨(dú)特的磁性元件設(shè)計(jì)也提供了幾倍于額定負(fù)載電流的過載電流能力。盡管其簡(jiǎn)單實(shí)現(xiàn)只需要正確的開關(guān)器件驅(qū)動(dòng)定時(shí)，但獨(dú)特的軟開關(guān)幾乎完全消除了整個(gè)工作范圍上的開關(guān)損耗。這又使得能夠工作在更高的開關(guān)頻率上，進(jìn)一步減小體積和重量。
文檔編號(hào)H02M3/158GK1440586SQ01812405
公開日2003年9月3日 申請(qǐng)日期2001年5月2日 優(yōu)先權(quán)日2000年5月5日
發(fā)明者斯羅博丹·卡克 申請(qǐng)人:斯羅博丹·卡克