本發(fā)明涉及射頻通信領域，尤其涉及一種低剖面雙頻帶濾波貼片天線及其構成MIMO天線。

背景技術：

隨著對各種通信服務的需求的增長，無線用戶駐地設備(Customer Premise Equipment，簡稱CPE)在LTE網(wǎng)絡的多相環(huán)境中變得更加重要。LTE CPE用于Wi-Fi、有線LAN和LTE之間的寬帶數(shù)據(jù)讀取和數(shù)據(jù)服務對話。數(shù)據(jù)通過CPE向LTE網(wǎng)絡傳輸。為了提供高速數(shù)據(jù)傳輸和更好的覆蓋，無線CPE中通常采用多輸入多輸出(Multiple-input Multiple-output，簡稱MIMO)天線。另外，載波聚合(Carrier Aggregation，簡稱CA)技術也用在增強LTE中，將不同通帶中的碎裂的光譜聚集成更大的光譜資源，以便于進一步增強數(shù)據(jù)傳輸能力。因此，可以在CPE的RF前端中使用工作在各個頻率的多個天線集和帶通濾波器。另一方面，由于CPE是薄型的，需要盡可能的緊湊，以便使安裝更簡單，因此需要將天線和帶通濾波器集成，以提升RF前端的集成度。

近年來，已經(jīng)提出了濾波器和天線的一些集成設計。設計濾波天線的典型方法是用天線輻射器取代濾波網(wǎng)絡的最后一階，其中天線輻射器能夠實現(xiàn)高集成度。但是，一些設計中，額外的濾波電路插入到天線饋電網(wǎng)絡中，導致額外的插入損耗并降低了天線增益。為了解決這個問題，提出了不帶額外濾波電路的濾波天線，且不影響帶內增益。但是，上述濾波天線僅限于單帶操作，難以實現(xiàn)CA所需的多帶規(guī)格。

近來，提出了一些雙帶濾波天線。一些方案中，雙帶天線和濾波器可以分開設計然后串聯(lián)在一起，形成雙帶天線濾波器模塊。例如，矩形貼片在兩個通帶中產(chǎn)生兩種正交極化。又例如，使用貼片的TM10和TM30模式來實現(xiàn)雙帶操作。但是，這些天線的工作頻率不能分別單獨進行控制。另外，由于饋電網(wǎng)絡導致的額外的插入損耗，使得它們在兩個通帶中的Peek增益僅僅是-1.8/-4.0dBi和1.1/3.8dBi。另一個例子中，通過電磁耦合將U型槽貼片天線與雙模短線負載的諧振器集成在一起，可以得到包括諧波抑制在內的優(yōu)良性能，但是，它使用了兩層PCB結構，不能達到薄型需求，另外沒有特定的帶外輻射零點來增強回避選擇性。

技術實現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有技術中雙帶天線不能獨立控制、存在過厚或沒有特定的帶外輻射零點的缺陷，本發(fā)明提供一種低剖面雙頻帶濾波貼片天線及其構成MIMO天線。

本發(fā)明采用如下技術方案：

一種低剖面雙頻帶濾波貼片天線，包括基底1和設置在基底1上的接地端GND，還包括設置在所述基底1上表面的第一U型貼片2、第二U型貼片3和多枝節(jié)傳輸線，所述第一U型貼片2、第二U型貼片3和多枝節(jié)傳輸線均關于天線中軸線對稱，所述第一、第二U型貼片2、3的開口方向相同，第一U型貼片2嵌套在第二U型貼片3的開口內；當工作在第二個頻帶時，所述多枝節(jié)傳輸線構成饋電結構；當工作在第一個頻帶時，所述第一U型貼片2和所述多枝節(jié)傳輸線共同構成饋電結構。

所述多枝節(jié)傳輸線包括插入所述第一U型貼片2的開口內的主傳輸線4以及第一、第二對開路短線5、6，所述主傳輸線4位于所述天線中軸線上，所述第一、第二對開路短線5、6分別對稱地連接在所述主傳輸線4的兩側。

所述主傳輸線4、第一及第二對開路短線5、6構成“土”字形結構，第一對開路短線位于第一U型貼片2的開口外側，且位于第二U型貼片3的開口內，所述第二對開路短線6位于所述第二U型貼片3的開口外側。

還包括與所述主傳輸線4連接的端口7，所述第二對開路短線的長度大于第一對開路短線。

所述的多枝節(jié)傳輸線，通過其二端口網(wǎng)絡的ABCD矩陣計算出傳輸零點的頻率；利用該多枝節(jié)傳輸線做為輸入級，使天線的增益曲線產(chǎn)生兩個頻率控制的輻射零點。

一種MIMO天線，包括至少兩個所述的低剖面雙頻帶濾波貼片天線。

所述至少兩個低剖面雙頻帶濾波貼片天線共用同一基底，所述至少兩個低剖面雙頻帶濾波貼片天線對稱地分布在所述基底的中心線兩側。

平行設置的每兩個低剖面雙頻帶濾波貼片天線相互靠近且通過一解耦合網(wǎng)絡隔離。

所述解耦合網(wǎng)絡包括三條平行設置的指狀短路線。

所述指狀短路線的長度是低頻帶的四分之一波長。

本發(fā)明的有益效果：

通過將較小的第一U型貼片嵌入到較大的第二U型貼片的開口內，可以有效地減小厚度；通過將第一U型貼片作為高頻工作模式下饋電結構的一部分來激勵第二U型貼片，可以提供兩種可分別獨立調節(jié)的諧波模式；另外，通帶附近可以產(chǎn)生目標增益中的4個輻射零點，從而得到準橢圓形的雙帶響應。

附圖說明

圖1是本發(fā)明實施例提供的低剖面雙頻帶濾波貼片天線的俯視結構示意圖；

圖2A和2B分別是圖1所示的天線單元在高頻帶和低頻帶的饋電結構示意圖；

圖2C是本發(fā)明實施例提供的低剖面雙頻帶濾波貼片天線的側視結構示意圖；

圖3A和3B分別是圖1所示的天線單元的等效電路和對應的雙端網(wǎng)絡的示意圖；

圖4A和4B分別是圖3B所示雙端網(wǎng)絡在不同的參數(shù)值L_m1和L_m3下，|S₁₂|仿真值-頻率的曲線圖；

圖5是從圖1所示的天線單元中提取出來的多枝節(jié)傳輸線的示意圖；

圖6A和6B分別是圖5所示的弱耦合雙端網(wǎng)絡在不同的參數(shù)值L_m2和L_m4下，|S₁₂|仿真值-頻率的曲線圖；

圖7是圖1所示的天線單元在沒有第二U型貼片時的反射系數(shù)-頻率和目標增益-頻率的曲線圖；

圖8A、8B和8C分別是不同的設計參數(shù)值下，輻射零點1、零點2、零點3的頻率變化的示意圖；

圖9A和9B分別是低頻帶和高頻帶的中心頻率因各自相關設計參數(shù)的調節(jié)而被獨立控制的示意圖；

圖10是天線單元的反射系數(shù)和已實現(xiàn)增益的仿真值和測量值(對按照圖1和表2制造的實物進行測量)的對比曲線圖；

圖11A、圖11B、圖11C及圖11D分別是1.9GHz和2.6GHz下，天線單元在E平面和H平面的輻射模式的測量值和仿真值的對比示意圖；

圖12是2元MIMO天線的結構示意圖；

圖13是有解耦合網(wǎng)絡和無解耦合網(wǎng)絡的2元MIMO天線的|S₁₂|仿真值-頻率的對比曲線圖；

圖14是4元MIMO天線的S參數(shù)測量值-頻率的曲線圖；

圖15A、圖15B、圖15C及圖15D分別是1.9GHz和2.6GHz下，4元MIMO天線的天線一在E平面和H平面的輻射模式的測量值的對比示意圖；

圖16A和16B分別是低頻帶和高頻帶下，輻射模式的包絡相關系數(shù)計算值-頻率的示意圖。

具體實施方式

下面結合實施例及附圖，對本發(fā)明作進一步地詳細說明，但本發(fā)明的實施方式不限于此。

實施例

如圖1及圖2C，是本發(fā)明實施例提供的低剖面雙頻帶濾波貼片天線的結構示意圖。如圖所示，低剖面雙頻帶濾波貼片天線包括基底和設置在基底上的接地端GND，例如，圖2C中的接地端GND印刷在基底1的下表面上。低剖面雙頻帶濾波貼片天線還包括設置在所述基底1的上表面上的第一U型貼片2、第二U型貼片3和多枝節(jié)傳輸線，所述第一U型貼片2、第二U型貼片3和多枝節(jié)傳輸線均關于天線中軸線對稱，所述第一、第二U型貼片2、3的開口方向相同，本實施例中第一、第二U型貼片2、3的開口朝下，第二U型貼片的尺寸大于第一U型貼片，尺寸較小的第一U型貼片2嵌套在尺寸較大的第二U型貼片3的開口內。其中，第一U型貼片2工作在較高頻帶，第二U型貼片3工作在較低頻帶。

第一個頻帶是指低頻帶，第二個頻帶是指高頻帶。

如圖2A所示，當天線單元工作在較高頻帶時，所述多枝節(jié)傳輸線構成饋電結構給較小的第一U型貼片2饋電。如圖2B所示，當天線單元工作在較低頻帶時，所述第一U型貼片2不輻射，而是和所述多枝節(jié)傳輸線共同構成饋電結構給尺寸較大的第二U型貼片3饋電。

優(yōu)選地，如圖1所示，所述多枝節(jié)傳輸線包括插入所述第一U型貼片2的開口內的主傳輸線4以及靠近所述第一、第二U型貼片2、3的開口側的第一、第二對開路短線5、6，所述主傳輸線4位于所述天線中軸線上，所述第一、第二對開路短線5、6分別對稱地連接在所述主傳輸線4的兩側。

優(yōu)選地，如圖1所示，所述主傳輸線4和第一、第二對開路短線5、6構成“土”字形結構，第一對開路短線的長度大于第二對開路短線，較短的第一對開路短線5位于所述第一U型貼片2的開口外及所述第二U型貼片3的開口內，較長的第二對開路短線6位于所述第二U型貼片3的開口外。

優(yōu)選地，如圖1所示，所述天線單元還包括與所述主傳輸線4連接的端口7。

利用圖1所示的這種緊湊配置，天線單元可以在目標增益下產(chǎn)生雙帶橢圓帶通響應，該天線單元的原理與濾波器的原理相似。如圖3A所示，該天線單元對應的等效濾波電路包括饋電網(wǎng)絡和表示貼片的輻射阻抗Rr。饋電網(wǎng)絡包括由長度為L_m2+L_m4的主傳輸線以及兩對開路短線Stub1和Stub2構成的多枝節(jié)傳輸線，每對開路短線對稱地連接在主傳輸線的兩側，輸入端Port1與主傳輸線連接。

為了研究雙端網(wǎng)絡中信號的傳輸特性，如圖3B所示，用Port2取代圖3A中的輻射阻抗，用電容C來表示圖3A中饋電電路和輻射貼片之間的耦合。圖3B中的每個部分(stub1、line1、stub2、line2和電容C)的ABCD矩陣如下：

通過將他們相乘可以得到整個電路的ABCD矩陣M：

進行參數(shù)轉換后得到雙端網(wǎng)絡的S參數(shù)：

其中，Z₀表示輸入端阻抗，f₁和f₂表示S₁₂的分子和分母。當S₁₂＝0時，可以得到該電路的傳輸零點。

f₁＝2·Z₀·C·ω·Z_C1²·Z_C2·cotθ₁·cotθ₃＝0,且f₂≠0 (8)

cotθ₁·cotθ₃＝0 (9)

從式(8)-(10)得到，在兩個零點的對應頻率處，電子長度L_m1和L_m3是四分之一波長。通過式(11)和(12)可以得到兩個傳輸零點的頻率f_z1和f_z2：

其中，c是真空下的光速，ε_eff表示基底的有效介電常數(shù)。

可以通過仿真分析來驗證以上計算結果。圖4A、4B分別示出了不同的參數(shù)值L_m1和L_m3下，雙端網(wǎng)絡的|S₁₂|仿真值-頻率的曲線圖，如圖所示，可以產(chǎn)生期望的兩個傳輸零點。當L_m1從26mm增大至28.6mm時，較低的傳輸零點的頻率從2.2GHz減小到2GHz，但是，較高的傳輸零點的頻率保持不變。類似地，通過調節(jié)長度L_m3，也可以控制較高的傳輸零點的頻率。下表1中列出了計算得到的和仿真得到的傳輸零點頻率的對比，他們之間令人滿意的一致性驗證了上述分析。

表1

該雙端網(wǎng)絡還可以產(chǎn)生兩種諧振模式。由于饋電網(wǎng)絡(多枝節(jié)傳輸線)可以被看作多模式諧振器，為了研究該諧振器的諧振模式，如圖5所示，將兩個端口Port1、Port2分別與諧振器(多枝節(jié)傳輸線)弱耦合。圖6A、6B分別示出了不同的參數(shù)值L_m2和L_m4下，圖5中的饋電網(wǎng)絡的|S₁₂|仿真值-頻率的曲線圖。通過調節(jié)長度參數(shù)L_m2，低頻諧振模式從1.8GHz變化至2.0GHz，但高頻諧振模式幾乎不受影響。同樣，通過調節(jié)長度參數(shù)L_m4，也可以控制高頻諧振模式。因此，通過采用這種饋電網(wǎng)絡，可以得到兩種可控制的傳輸零點和兩種可控制的諧振模式。

根據(jù)上述分析，通過采用本發(fā)明實施例提供的饋電結構，可以產(chǎn)生兩個可控制的傳輸零點，由于在兩個傳輸零點的特定頻率下，信號不能穿過饋電結構到達輻射貼片，因此產(chǎn)生輻射零點，輻射零點對于天線的濾波性能非常重要。

為了驗證輻射零點的產(chǎn)生，先研究第二U型貼片3利用本發(fā)明實施例提供的饋電結構(如圖2B所示)進行饋電的情況。對應的仿真結果如圖7所示，在2.0GHz、2.55GHz和2.97GHz處產(chǎn)生了目標方向上已實現(xiàn)增益內的3個輻射零點，零點1、零點2及零點3。在零點1的頻率處，饋電結構上的電流在stub1和主傳輸線的交叉處附近最強，這是因為stub1在該頻率處具有四分之一波長的電長度并在交叉點短路，如圖8A所示，若stub1的長度改變，零點1的頻率將相應地變化。零點3與stub2的關系同樣如此。對于零點2，強電流集中在stub1和stub2的兩臂上，但是電流方向相反，主傳輸線和第一U型貼片2邊緣上的電流也是不同相位的，因此不同相位的電流產(chǎn)生的輻射被抵消，導致2.51GHz處的輻射零點，如圖8C所示，零點2的頻率隨L₆的減小而增大。如圖8B所示，零點2的頻率還受stub2的長度L₇的影響，這是由于第一U型貼片2和stub2之間的耦合效應。通常，可以分別控制和調節(jié)這三個輻射零點到期望頻率，增強濾波天線的可選擇性。

當在最終的雙帶設計中增加第二U型貼片3時，可以產(chǎn)生額外的輻射零點，因為兩個U型貼片之間的凹槽兩側上的電流是不同相的。因此，在阻帶中有4個輻射零點，大大增強了濾波天線的可選擇性和壓縮水平。

當圖1所示的天線單元工作在第二個工作頻帶時，第一U型貼片2被激勵，第二U型貼片3不輻射而是作為負載。相反地，當天線單元工作在第一個工作頻帶時，第一U型貼片2不輻射而是作為饋電結構的一部分來激勵第二U型貼片3。由于兩個U型貼片和饋電結構可以分開設計，因此可以分別控制兩個工作頻帶。如圖9A、9B所示，通過調節(jié)第一對開路短線5中單個短線的長度L₇和第一U型貼片2的長度p₂可以獨立控制較高的頻帶，通過調節(jié)第二對開路短線6中單個短線的長度L₈和第二U型貼片3的長度p₁可以在幾乎不影響較高頻帶的條件下獨立控制較低的頻帶。

本發(fā)明實施例提供的低剖面雙頻帶濾波貼片天線，通過將較小的第一U型貼片2嵌入到較大的第二U型貼片3的開口內，可以有效地減小厚度；通過將第一U型貼片2作為高頻工作模式下饋電結構的一部分來激勵第二U型貼片3，可以提供兩種諧波模式，通過調節(jié)兩種U型貼片和兩種饋電結構，可以分開獨立控制兩種工作頻率；另外，通帶附近可以產(chǎn)生目標增益中的4個輻射零點，從而得到準橢圓形的雙帶響應。

在一個具體的實施例中，設計用于TD-LTE中、工作在1.9GHz和2.6GHz的雙帶濾波天線單元，結構如圖1所示，設計步驟包括：

第一步，設計兩個U型貼片，諧振模式為1.9GHz和2.6GHz，將較小的第一U型貼片2嵌入較大的第二U型貼片3的開口內，兩個U型貼片的初始尺寸為：p₁＝0.4～0.45λ₀₁，p₂＝0.4～0.45λ₀₂(λ₀₁和λ₀₂分別表示真空中每個工作頻帶的中心頻率的波長)。

第二步，設計多枝節(jié)傳輸線作為饋電結構。第一、第二對開路短線5、6的長度設置為：L₈＝0.25λ₁，L₇＝0.25λ₂(λ₁和λ₂分別表示基底1中頻率f_z1和f_z2的波長)，以便得到靠近通帶邊緣的輻射零點，且主傳輸線4的長度設計為：L_m2+L_m4≈0.25λ₃,L_m4≈0.25λ₄(λ₃和λ₄分別表示基底1中1.9GHz和2.6GHz的波長)，以便得到1.9GHz和2.6GHz附近的兩個諧振模式，激勵和匹配輻射貼片。

最后，改善各個參數(shù)以優(yōu)化設計，得到優(yōu)良濾波性能和所需的帶寬。具體地，雙帶濾波天線單元的參數(shù)如下表2所示。

表2

可以對按照以上方法制造出的雙帶濾波天線單元進行測試，驗證本發(fā)明的效果。圖10示出了該雙帶濾波天線單元的反射系數(shù)和已實現(xiàn)增益的仿真值-頻率和測量值-頻率的曲線圖?？梢钥闯?，兩個工作頻帶位于LTE應用的1.9GHz和2.6GHz位置。在TD-LTE B39帶的1880-1920MHz和B38帶的2570-2620MHz中，測量得到的反射系數(shù)|S₁₁|小于-10dB。兩個頻帶的增益仿真值分別是7.6dBi和7.8dBi，而增益測量值分別是大約6.7dBi和7.3dBi。測量值和仿真值之間的差異主要是仿真中沒有考慮到的制造公差和SMA連接器的損耗造成的。帶外增益小于-10dBi，表明超過16dB的帶外輻射抑制水平，能夠達到LTE CPE的要求。還可以看出，低頻帶的兩個輻射零點在頻率1.85GHz和2.10GHz處產(chǎn)生，高頻帶的兩個輻射零點在頻率2.50GHz和2.91GHz處出現(xiàn)，實現(xiàn)了兩個工作頻帶的優(yōu)良濾波特性。

圖11A、11B、圖11C及圖11D分別示出了兩個頻帶的測量和仿真輻射模式，它們之間再次達到高度一致性。在1.9GHz和2.6GHz，測量得到的E平面的垂直極化區(qū)域至少是32dB和28dB，比它們各自對應的水平極化分量強。對于H平面，測量得到的垂直極化區(qū)域是21.2dB和22.3dB，比它們各自對應的水平極化分量強。參考測量的前后對比的電波，低頻帶和高頻帶分別大于18dB和20dB。

將本發(fā)明實施例提供的低剖面雙頻帶濾波貼片天線與包含雙窄帶濾波器與寬帶天線串聯(lián)的設計方案比較，傳統(tǒng)設計中，若帶寬較窄，PCB濾波器的插入損耗高達1.5dB，因此串聯(lián)的天線和濾波器的增益將減小。盡管空腔和電介質起到降低插入損耗的目的，但它們會造成體積和重量增大，不能達到無線CPE的輕薄需求。對比之下，本發(fā)明實施例提供的天線單元能夠得到準橢圓形的雙帶響應，而不使用特定濾波電路和阻抗匹配網(wǎng)絡，因此結構緊湊，饋電電路的插入損耗幾乎可以忽略。這些特性使本發(fā)明實施例提供的低剖面雙頻帶濾波貼片天線適用于無線CPE。

本發(fā)明實施例提供的低剖面雙頻帶濾波貼片天線可以用在LTE CPE的MIMO天線中。本發(fā)明實施例提供的MIMO天線，包括至少兩個以上任一實施例所述的低剖面雙頻帶濾波貼片天線。優(yōu)選地，所述至少兩個低剖面雙頻帶濾波貼片天線共用同一基底，所述至少兩個低剖面雙頻帶濾波貼片天線對稱地分布在所述基底的中心線兩側，其中基底的中心線與天線單元的中軸線平行但不重合。

以2元MIMO天線為例，如圖12所示，兩個低剖面雙頻帶濾波貼片天線對稱地設置在基底中心線的兩側。由于對結構緊湊的需求，這兩個天線單元需要相互緊靠，但當天線單元相互靠近時，它們之間的相互耦合變得很嚴重。為了解決這個問題，如圖12所示，在每兩個天線單元之間引進解耦合網(wǎng)絡。優(yōu)選地，解耦合網(wǎng)絡包含三條平行設置的指狀短路線。由于天線單元的第二U型貼片3相互靠近(邊緣到邊緣之間的間隔為d＝0.15λ₀(λ₀是真空中低頻帶的頻率對應的波長))，它們之間的相互耦合比第一U型貼片2之間的相互耦合更強。因此，將指狀短路線的長度l設置成低頻帶的四分之一波長，從而增強兩個第二U型貼片3之間的隔離。圖13示出了有解耦合網(wǎng)絡和無解耦合網(wǎng)絡的2元MIMO天線的|S₁₂|仿真值-頻率的對比曲線圖，從圖13可以看出，利用解耦合網(wǎng)絡，低頻帶的|S₁₂|提高了5dB，小于整個頻帶中的-20dB。

又例如，還可以設計4元MIMO天線，4個天線單元(如圖16A及16B中的天線一、天線二、天線三及天線四)共享一個共同的PCB基底，基底厚度為1.575mm(0.009λ₀)，4個天線單元分布在矩形的四個角上，中軸線相互平行(而不重合)的兩個天線單元之間設置有解耦合網(wǎng)絡，中軸線重合的兩個天線單元之間沒有解耦合網(wǎng)絡。測得的4元MIMO天線的S參數(shù)如圖14所示，回波損耗大于10dB的通帶覆蓋了TD-LTE B39帶和B38帶，測得的兩個天線單元之間的端端隔離均小于-19.2dB。圖15A、圖15B、圖15C及圖15D示出了MIMO天線的天線一的輻射模式。當測量輻射模式時，天線一被激勵，而其他三個天線單元起50Ω的負載的作用，可以得到具有低橫向極化和回波的良好定向的模式。由于天線單元對稱地排布在基底上，其他天線單元也可以得到幾乎相同的結果，因此為了簡潔而沒有示出它們。最后，測得的遠場電場模式用于評估包絡相關系數(shù)ECC，圖16A及圖16B示出了典型的ECC結果，可以看出，TD-LTE B39帶的ECC小于0.2，B38帶的ECC小于0.1，滿足MIMO操作的可接受的ECC標準(＜0.5)。

使用了本發(fā)明實施例提供的低剖面雙頻帶濾波貼片天線的MIMO天線優(yōu)于具有4套獨立天線和濾波器對的傳統(tǒng)MIMO天線，因為沒有因濾波和阻抗匹配電路串聯(lián)而引入的插入損耗。另外，這種設計能實現(xiàn)緊湊尺寸和微小輪廓。因此本發(fā)明實施例的MIMO天線適用于LTE中的無線CPE。

本文中的高頻帶和低頻帶是TDD-LTE的兩個頻段，低頻帶的中心頻率是1.9GHz,高頻帶的中心頻率是2.6GHz。

上述實施例為本發(fā)明較佳的實施方式，但本發(fā)明的實施方式并不受所述實施例的限制，其他的任何未背離本發(fā)明的精神實質與原理下所作的改變、修飾、替代、組合、簡化，均應為等效的置換方式，都包含在本發(fā)明的保護范圍之內。