專利名稱：：在寬帶下工作且具有阻止頻帶的縫隙天線裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及一種發(fā)送、接收微波頻段和毫米波頻段等模擬高頻信號或數(shù)字信號的天線裝置，尤其涉及在寬帶下工作且具有阻止頻帶的縫隙天線(slotantenna)裝置。
背景技術(shù)：
：基于兩個理由，必需可在比以前寬得多的頻域下工作的無線器件。第一個理由是因為實現(xiàn)認可在寬的頻帶使用的新的面向近距離無線的通信系統(tǒng)，即超寬帶(下面稱為UWB)無線通信系統(tǒng)，第二個理由是因為在一臺終端中利用使用不同頻率而雜亂的多個通信系統(tǒng)。例如，在美國面向UWB認可的從3.1GHz至10.6GHz的頻域當換算成以工作頻帶的中心頻率fc來標準化的相對頻帶時，相當于109.5%等表示寬的頻帶的值。另一方面，作為基本天線已知的接線天線(patchantenna)或1/2有效波長縫隙天線的工作頻帶在相對頻帶換算中不僅分別小于5%、小于10%，而且不能實現(xiàn)UWB等寬帶性。另外，若以當前世界無線通信中使用的頻域為例，則為了由同一天線覆蓋1.8GHz頻帶至2.4GHz頻帶，必需實現(xiàn)30%左右的相對頻帶，另外，在同時覆蓋800MHz頻帶及2GHz頻帶的情況下，同樣必需實現(xiàn)90%左右的相對頻帶。并且，為了同時覆蓋800MHz頻帶至2.4GHz頻帶，必需100%以上的相對頻帶。同一終端同時處理的系統(tǒng)數(shù)量增加，應覆蓋的頻域越寬，越期望實現(xiàn)寬帶的小型天線。圖31A、圖31B和圖31C中示出示意圖的單端開放1/4有效波長縫隙天線是最基本的平面天線之一(下面稱為第1現(xiàn)有例。)。圖31A是表示一般的1/4有效波長縫隙天線的構(gòu)造的俯視示意圖(通過透視來表示背面的接地導體103)，圖31B是圖31A的虛線的截面示意圖，圖31C是通過透視來表示圖31A的縫隙天線的背面構(gòu)造的示意圖。如圖31A、圖31B和圖31C所示，在電介質(zhì)基板101的表面存在供電線路113，從位于背面?zhèn)鹊臒o線接地導體103的外緣105a開始，沿進深方向109a，形成具有寬度Ws和長度Ls的切口，該切口用作利用開放端107開放頂端的縫隙諧振器111?？p隙111是在接地導體103的部分區(qū)域中沿厚度方向完全去除導體后得到的電路要素，在有效波長的1/4相當于縫隙長度Ls時的頻率fs附近諧振。沿寬度方向10%形成的供電線路113與縫隙111部分交叉，電磁激勵縫隙111。經(jīng)輸入端子連接外部電路。為了實現(xiàn)輸入阻抗的匹配，供電線路113從頂端開放終端點119至縫隙111的距離Lm通常設定成在頻率fs下為1/4有效波長左右。另外，通常對應于基板的厚度H及基板的介電常數(shù)來設計線路寬度Wl，以將供電線路113的特性阻抗設定成50Q。如圖32A、圖32B和圖32C所示，在專利文獻1中，公開了用于在多個諧振頻率下使第1現(xiàn)有例所示的1/4有效波長縫隙天線工作的構(gòu)造(下面稱為第2現(xiàn)有例。)?？p隙111具有縫隙長度Ls，具備電容16，以短路距開放端距離Ls2的位置的點16a及16b。在供電點15，若在多個諧振頻率下諧振，則如圖32B和圖32C所示，在不同的縫隙長度Ls、Ls2下工作，可拓寬頻帶。但是，在專利文獻l內(nèi)示出的頻率特性下，無法得到當前期望的超寬帶特性。在非專利文獻1中，公開了在寬帶下使作為1/2有效波長縫隙天線的兩端短路縫隙諧振器工作的方法(下面稱為第3現(xiàn)有例。)。圖33是表示非專利文獻1中記載的縫隙天線的構(gòu)造的俯視示意圖，在圖33中，通過透視來表示基板的背面的接地導體103及縫隙111。接地導體103中形成具有規(guī)定寬度Ws與相當于1/2有效波長的長度Ls的縫隙111，在偏離其中心距離d的位置51a與供電線路113耦合。作為現(xiàn)有縫隙天線的輸入阻抗匹配方法，采用如下方法，即在距供電線路113的頂端開放終端點119為頻率fs的1/4有效波長的部位，使供電線路113與縫隙諧振器111交叉，激勵。但是，如圖33所示，在第3現(xiàn)有例中，將供電線路113距頂端開放終端點119橫跨距離Lind的區(qū)域置換為作為具有比50fi高的特性阻抗的傳送線路之感應區(qū)域121，在得到的感應區(qū)域121的大致中央，與縫隙111耦合(即在圖33中，tl、t2大致相等)。這里，將感應區(qū)域121的寬度W2設定成比供電線路113的寬度窄的規(guī)定寬度，將其長度Lind設定成工作頻帶的中心頻率fD的1/4有效波長，感應區(qū)域用作與縫隙諧振器不同的l/4波長諧振器。結(jié)果，通常的縫隙天線中為單個的等效電路構(gòu)造內(nèi)的諧振器數(shù)量增加為2個，并且，使在接近的頻率下諧振的諧振器彼此耦合，從而得到復諧振工作。在非專利文獻1中的圖2(b)所示的實例中，在相對頻帶32%(4.1GHz附近至5.7GHz附近)，得到一10dB以下的良好反射阻抗特性。如非專利文獻1內(nèi)圖4的對頻率的反射特性的實測結(jié)果進行比較所示，圖3的現(xiàn)有例的天線相對頻帶是比在同一基板條件下制作的通常的縫隙天線的相對頻帶9%寬得多的頻帶。另外，如作為現(xiàn)有例4所示，在非專利文獻2中，成功地使作為單極天線之一己知寬帶工作的印制單極天線在UWB頻域內(nèi)低反射工作。但是，從非專利文獻2內(nèi)圖5(b)中示出的E面放射圖案可知，主射束方向取決于頻率而變化大。另外，E面內(nèi)的主射束的半值寬度也取決于頻率而變動大。作為現(xiàn)有例5，在圖34所示的專利文獻2中，向印制單極天線自身賦予帶阻濾波器功能。其目的在于盡管向UWB系統(tǒng)分配寬的頻帶，但由于在部分頻域中已有的無線系統(tǒng)已工作，所以避免系統(tǒng)間的干擾。尤其是無線LAN中使用的5GHz頻帶在歐洲或日本限制UWB輸出，處于必需應對該限制的狀況。另一方面，由于難以由小型形狀來實現(xiàn)GHz頻帶下超寬帶的濾波器，所以要求天線自身有帶阻功能。在現(xiàn)有例5中，在接地導體1上配置印制單極的放射導體2，在接地導體1與放射導體2彼此接近的位置，分別設置接地供電點lf與信號供電點2f。這里，通過將分別具有寬度Nh和長度Nd、為阻止頻帶的1/4有效波長的單端開放縫隙諧振器NR、NL設定在印制單極的放射導體2的外周部分，實現(xiàn)帶阻功能。與本申請發(fā)明關(guān)聯(lián)的現(xiàn)有技術(shù)文獻如下所示。(1)專利文獻l:特開2004—336328號公報(2)專利文獻2:特開2003273638號公報(3)非專利文獻1:L.Zhu,elal.,"ANovelBroadbandMicrostrip—FedWideSlotAntennaWithDoubleRejectionZeros",IEEEAntennasandWirelessPropagationLetters,Vol.2，pp.194—196,2003.(4)非專利文獻2:H.R.Chuang,etal.,"APrintedUWBTriangularMonopoleAntenna",MicrowaveJournal,Vol.49,No.1,January2006.如上所述，在現(xiàn)有的縫隙天線中，寬帶化不充分。另外，作為面向UWB頻域天線被期待的印制單極天線可在超寬帶下低反射工作，也可實現(xiàn)部分頻域下的帶阻功能，但難以在工作頻帶內(nèi)維持主射束方向。結(jié)果，即便將同一天線適用于UWB系統(tǒng)，也難以覆蓋通信區(qū)域。第一，如第l現(xiàn)有例所示，在其構(gòu)造內(nèi)僅有單一諧振器的通常單端開放縫隙天線的情況下，得到良好的反射阻抗特性的頻域被限制在10%弱程度的相對頻帶。在第2現(xiàn)有例中，通過向縫隙導入電容性電抗元件，實現(xiàn)寬帶工作，但容易想像必需芯片電容器等追加部件，另外，因新導入的追加部件的特性差異，天線的特性參差不齊。另外，根據(jù)專利文獻l內(nèi)的圖13或圖19公開的實例判斷，難以在超寬帶下實現(xiàn)低反射的輸入阻抗匹配特性。在第3現(xiàn)有例中，相對頻帶特性被限制在35%左右。另外，使用作為1/2有效波長諧振器的兩端短路縫隙諧振器與使用作為1/4有效波長諧振器的單端開放縫隙諧振器的第1現(xiàn)有例或第2現(xiàn)有例的天線相比，在小型化方面不利。在現(xiàn)有例4中，盡管在UWB的全部頻域中實現(xiàn)低反射特性，但頻域內(nèi)的放射特性的變動極大。若參照非專利文獻2的圖5(b)的放射圖案圖，則225度方向的增益在將4GHz下的增益設為基準值時，在5GHz下降6dB，在7GHz也下降15dB。這是由于頻率不同，主射束方向變動，和越是高頻域，則主射束半值寬度下降越多引起的現(xiàn)象，很難在整個頻域內(nèi)穩(wěn)定地使通信條件成立。在現(xiàn)有例5中，盡管印制單極天線中實現(xiàn)部分頻域下的帶阻功能，但由于原理上是與現(xiàn)有例4一樣的構(gòu)造，所以不能期待頻域內(nèi)的放射特性的穩(wěn)定性。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于解決上述現(xiàn)有課題，提供一種縫隙天線裝置，就以單端開放縫隙天線裝置為基本構(gòu)成的小型寬帶縫隙天線裝置而言，可執(zhí)行比現(xiàn)有寬的頻帶下的工作，且向同一方向維持工作頻帶內(nèi)的主射束方向，并且可實現(xiàn)局部頻域中的帶阻功能。根據(jù)本發(fā)明方式的縫隙天線裝置具備接地導體，其外周包含朝向放射方向的第1部分、和上述第1部分以外的第2部分；單端開放的供電縫隙，按照使上述接地導體的外周的第l部分中央成為開放端的方式，在上述接地導體中沿上述放射方向形成；和供電線路，是具備接近上述接地導體的帶狀導體所構(gòu)成的供電線路，至少部分與上述供電縫隙交叉，向上述供電縫隙供電高頻信號。上述供電線路在上述供電縫隙附近的第1地點，分支成至少包含2條分支線路的分支線路群，上述分支線路群中的至少2條分支線路在與上述第1地點不同的上述供電縫隙附近的第2地點相互連接，在上述供電線路中形成至少1個環(huán)路布線。將上述至少1個環(huán)路布線的各環(huán)路長度中的最大值設定為小于在工作頻帶的上限頻率下的1有效波長的長度。在上述分支線路群中、未形成上述環(huán)路布線且在開放端終結(jié)的全部分支線路的分支長度小于在上述工作頻帶的上限頻率下的1/4有效波長。上述縫隙天線裝置還具備無供電縫隙，上述無供電縫隙是在規(guī)定阻止頻帶中具有相當于1/4有效波長的電氣長度的至少1個單端開放的無供電縫隙，在上述接地導體的外周第2部分具有開放端，不與上述供電線路交叉地形成于上述接地導體上。就上述縫隙天線裝置而言，其特征在于上述各環(huán)路布線與上述供電縫隙和上述接地導體的邊界線交叉，上述供電縫隙在上述邊界線與上述環(huán)路布線交叉、且具有距上述供電縫隙的開放端各不相同距離的2點以上的地點被激勵。就上述縫隙天線裝置而言，其特征在于上述供電線路在開放端被終結(jié)。在上述供電線路中，從上述開放端起橫跨在工作頻帶的中心頻率下的1/4有效波長長度的區(qū)域構(gòu)成為具有比5012高的特性阻抗的感應區(qū)域，在上述感應區(qū)域的大致中央，上述供電線路與上述供電縫隙交叉。并且，其特征在于在上述縫隙天線裝置的上述接地導體的外周的第1部分，從上述供電縫隙的開放端至上述外周的第1部分兩端的距離分別構(gòu)成為在上述供電縫隙的諧振頻率下的1/4有效波長以上的長度，由此，上述接地導體在比上述供電縫隙的諧振頻率低的頻率下工作。并且，就上述縫隙天線裝置而言，其特征在于上述接地導體構(gòu)成為相對于通過上述供電縫隙且平行于上述放射方向的軸對稱，上述供電線路在上述接地導體的外周的第2部分，連接于設置在上述接地導體的對稱軸上的供電點上。上述供電點設置在上述接地導體的對稱軸上，從而具有比上述接地導體的不平衡模式的阻抗高的輸入輸出阻抗。如上所述，根據(jù)本發(fā)明的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置，不僅可得到現(xiàn)有的縫隙天線裝置中難以實現(xiàn)的寬帶工作，還能在工作頻帶內(nèi)維持主射束方向，另外，賦予抑制部分頻域下的放射特性的帶阻功能，所以可有助于實現(xiàn)在有效覆蓋期望的通信區(qū)域的同時，避免與其它通信系統(tǒng)的干擾的功率節(jié)省高速UWB通信系統(tǒng)。參照附圖，同時利用下面說明的最佳實施方式，本發(fā)明的各種對象、特征及優(yōu)點變得顯而易見。圖1是表示本發(fā)明第1實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。圖2是圖1的虛線下的截面示意圖。圖3是表示本發(fā)明第1實施方式第1變形例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的截面示意圖。圖4是表示本發(fā)明第1實施方式第2變形例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的截面示意圖。圖5是在背面具有無線接地導體構(gòu)造的一般高頻電路構(gòu)造中、具有利用環(huán)路布線分支信號布線的分支部的二電路的示意圖。圖6是在背面具有無線接地導體構(gòu)造的一般高頻電路構(gòu)造中、具有利用頂端開放短線(stub)布線分支信號布線的分支部的二電路的示意圖。圖7是在背面具有無線接地導體構(gòu)造的一般高頻電路構(gòu)造中、由具有利用環(huán)路布線分支信號布線的分支部的二電路來非常短地構(gòu)成第二路徑時的示意圖。圖8是說明設置一般傳送線路時的接地導體中的高頻電流的集中部位用的截面構(gòu)造圖。圖9是說明設置分支的傳送線路時的接地導體中的高頻電流的集中部位用的截面構(gòu)造圖。圖10是表示本發(fā)明第1實施方式第3變形例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。圖11是表示本發(fā)明第1實施方式第4變形例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。圖12是表示本發(fā)明第1實施方式第5變形例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。圖13是表示本發(fā)明第1實施方式第6變形例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。圖14是表示本發(fā)明第1實施方式第7變形例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。圖15是表示本發(fā)明第2實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。圖16是表示平衡模式時的接地導體103中的高頻電流的流動方向的示意圖。圖17是表示不平衡模式時的接地導體103中的高頻電流的流動方向的示意圖。圖18是表示本發(fā)明第1實施例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。圖19是表示本發(fā)明第2實施例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。圖20是表示第1比較例的縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。圖21是第1實施例與第1比較例中、比較相對頻率的反射損耗特性的曲線。圖22是第1實施例的工作頻率為3GHz時的E面放射圖案圖。圖23是第1實施例的工作頻率為7GHz時的E面放射圖案圖。圖24是第1實施例的工作頻率為10.6GHz時的E面放射圖案圖。圖25是第1實施例與第1比較例中、比較一X方向中的相對頻率的天線有效增益的曲線。圖26是第2實施例與第1比較例中、比較相對頻率的反射損耗特性的曲線。圖27是表示本發(fā)明第3實施例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。圖28是表示第2比較例的縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。圖29是第3實施例中、同軸纜線135的長度為0mm時與為150mm時的、工作頻率為3GHz時的E面放射圖案圖。圖30是第2比較例中、同軸纜線135的長度為0mm時與為150mm時的、工作頻率為3GHz時的E面放射圖案圖。圖31A是表示一般的1/4有效波長縫隙天線(第1現(xiàn)有例)的構(gòu)造的俯視示意圖。圖31B是圖31A的虛線的截面示意圖。圖31C是通過透視來表示圖31A的縫隙天線的背面構(gòu)造的示意圖。圖32A是表示專利文獻1記載的1/4有效波長縫隙天線(第2現(xiàn)有例)的構(gòu)造的示意圖。圖32B是表示低頻帶下工作時的圖32A的縫隙天線的示意圖。圖32C是表示高頻帶下工作時的圖32A的縫隙天線的示意圖。圖33是表示非專利文獻1記載的縫隙天線(第3現(xiàn)有例)的構(gòu)造的俯視示意圖。圖34是表示專利文獻2記載的寬帶天線裝置(第5現(xiàn)有例)的構(gòu)造的示意圖。具體實施例方式下面，參照附圖來說明本發(fā)明的實施方式。附圖中，同一符號表示同樣的構(gòu)成要素。第1實施方式圖1是表示本發(fā)明第1實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖，圖2是圖1的虛線下的截面示意圖。圖l及其它俯視示意圖中，通過透視(即點劃線)來表示基板10i背面的構(gòu)造。為了說明，參照各附圖所示的XYZ坐標。本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的特征在于，具備接地導體103，具有包含朝向放射方向(即一X方向)的第1部分、和除此以外的第2部分的外周；單端開放的縫隙111，按照使接地導體103的外周第1部分中央成為開放端107的方式，在接地導體103中沿放射方向形成；和不平衡供電線路113，是具備接近接地導體103的帶狀導體所構(gòu)成的供電線路，至少部分與縫隙lll交叉，向縫隙lll供電高頻信號，由此，可在比以前寬的頻帶下工作。本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的特征在于還具備無供電縫隙諧振器108c和108d，即在規(guī)定阻止頻帶中具有相當于1/4有效波長的電氣長度的單端開放的無供電縫隙諧振器，在接地導體103的外周第2部分具有開放端110c和110d，不與不平衡供電線路113交叉地形成于接地導體103上。參照圖1，在電介質(zhì)基板101的背面，形成具有有限面積和規(guī)定形狀的接地導體103。接地導體103具備形成一端開放的縫隙111的1個邊、和除此以外的其它多個邊，實質(zhì)上構(gòu)成為多邊形形狀。在本實施方式的情況下，接地導體103為長方形，包含一X側(cè)的邊105al、105a2、十X側(cè)的邊105b、十Y側(cè)的邊105c和一Y側(cè)的邊105d。在接地導體103的一X側(cè)的邊的中點附近(即一X側(cè)的邊的第1部分105al與第2部分105a2之間)，沿與上述邊正交的方向(即+X方向)切出接地導體103，形成具有寬度Ws及長度Ls的矩形形狀的縫隙lll。因此，縫隙111的一X側(cè)的端部構(gòu)成為開放端107，十X側(cè)的端部構(gòu)成為短路端125?？p隙111用作具有1/4有效波長的單端開放的供電縫隙諧振器(縫隙天線模式)。在假設縫隙寬度Ws與縫隙長度Ls相比可忽視的情況下，縫隙111的諧振頻率fs為有效波長的1/4相當于縫隙長度Ls時的頻率。另外，在上述假設不成立的情況下，構(gòu)成為考慮了縫隙寬度的縫隙長度(Lsx2+Ws)+2相當于1/4有效波長。在本發(fā)明的各實施方式中，縫隙lll的諧振頻率fs最好設定成工作頻帶(例如3.1GHz至10.6GHz)的中心頻率fc左右。在電介質(zhì)基板101的表面，形成沿實質(zhì)上與縫隙lll正交的方向(即Y軸方向)延伸、且至少部分上下與縫隙111交叉的不平衡供電線路113。不平衡供電線路113的一部分區(qū)域細節(jié)如后所述，構(gòu)成為感應區(qū)域121。不平衡供電線路113構(gòu)成為由接地導體103、電介質(zhì)基板101的表面的帶狀導體與它們之間的電介質(zhì)基板101構(gòu)成的微帶狀線路，下面，在本說明書中，為了簡化說明，僅將表面的帶狀導體稱為不平衡供電線路113。來自縫隙111的放射的主射束方向從縫隙111的短路端125朝向臨近開放端107的方向(即一X方向)，所以在本說明書中，將一x方向視為^前方'，將+x方向視為<后方'，另外，將Y軸方向稱為不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的'寬度方向'。在本說明書中，將沿厚度方向完全去除構(gòu)成接地導體103的導體層的構(gòu)造定義為縫隙。艮卩，不是在部分區(qū)域削減接地導體103的表面、僅減少厚度的構(gòu)造。電路塊133的配置在本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置中，還可在天線基板上配置具有不平衡端子的任意電路塊133。此時，連接上述電路塊133的不平衡端子與不平衡供電線路113—端的天線供電點117，由此，可提供執(zhí)行不平衡供電的同時實現(xiàn)面積節(jié)省化的超寬帶通信系統(tǒng)。作為具有不平衡端子的任意電路塊133的構(gòu)成要素，可利用帶通或帶阻、低通、高通等濾波器、平衡一不平衡轉(zhuǎn)換器、收發(fā)切換等功能性開關(guān)、高輸出放大器、振蕩器、低噪聲放大器、可變衰減器、上變頻器、下變頻器等。尤其是要求寬帶特性的濾波器難以在平衡電路中實現(xiàn)，所以現(xiàn)實的是由不平衡電路來實現(xiàn)從濾波器至天線供電線路的連接電路。本發(fā)明的實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置執(zhí)行不平衡供電的同時實現(xiàn)超寬帶特性。本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的帶阻特性可緩和到可實現(xiàn)關(guān)于濾波器的帶寬的要求特性的水平。用作偶極天線的接地導體103下面，說明對接地導體103寬度方向上的尺寸所要求的條件。接地導體103如上所述，是有限區(qū)域的導體構(gòu)造，尤其是構(gòu)成為在一X側(cè)的邊包含從開放端107沿+Y方向延伸長度Wgl的部分105a、和從開放端107沿一Y方向延伸長度Wg2的部分105b。這里，一X側(cè)的邊105a、105b的長度Wgl、Wg2取在縫隙111的諧振頻率fs下相當于1/4有效波長的長度Lsw以上的值。該條件是適于使縫隙天線模式的天線放射特性穩(wěn)定的條件。本發(fā)明實施方式的接地導體103通過將電路面積限定為有限值，也用作利用接地導體構(gòu)造整體的接地導體偶極天線模式。該接地導體偶極天線模式的情況和基于縫隙111的縫隙天線模式的情況的共同之處在于高頻電流集中流過縫隙111的短路端125。從而，兩天線可邊使用共同的電路基板，邊同時提供共同的偏振波特性的放射特性。另外，不僅縫隙天線模式的放射，該接地導體偶極天線模式的放射的主射束方向也朝向一x方向。從而，若能設定成使接地導體偶極天線模式的諧振頻率fd不同于縫隙111的諧振頻率fs，并且比頻率fs稍低，則本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的工作頻帶與僅使用縫隙天線模式的情況相比，可實現(xiàn)低頻域側(cè)飛躍擴大的特性。由于接地導體103在大致中央部具有縫隙111，所以延長接地導體偶極天線模式的諧振器的有效長度。因此，在本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置中，當邊的部分105a、105的長度Wgl、Wg2被構(gòu)成相當于1/4有效波長的長度Lsw以上的值時，接地導體偶極天線模式的諧振頻率fd必然比縫隙111的諧振頻率fs低，保證寬帶工作。此時，頻率fd變?yōu)椴黄胶夤╇妼拵Эp隙天線裝置的工作頻帶的下限頻率fL(例如如上所述為3.1GHz)。將邊的部分105a、105的長度Wgl、Wg2構(gòu)成極大的值以便頻率fd取比頻率fs低得多的值從小型化的觀點看，不現(xiàn)實。即，若將邊的部分105a、105的長度Wgl、Wg2均構(gòu)成為長度Lsw以上的必要最低限度值，則在小型天線的方式中，可能使接地導體偶極天線模式的諧振頻率fd接近縫隙天線模式的工作頻帶。包含環(huán)路布線123的不平衡供電線路113下面，詳細說明在本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置中，飛躍地擴大縫隙天線模式的工作頻帶、并有助于實現(xiàn)寬帶工作的環(huán)路形狀的布線。不平衡供電線路113在縫隙111附近的第1地點，被分支成包含至少2條分支線路的分支線路群，這些分支線路群中的至少2條分支線路在與第1地點不同的縫隙111附近的第2地點相互連接，在不平衡供電線路113中形成至少l個環(huán)路布線。如圖l所示，在本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置中，不平衡供電線路113的至少部分區(qū)域在與縫隙111交叉的部位附近，被置換為環(huán)路布線123。因此，環(huán)路布線123與沿縫隙111的長度方向(即X軸方向)的縫隙111及接地導體103之間的+Y側(cè)的邊界線237、和一Y側(cè)的邊界線239至少一方交叉。環(huán)路布線123的環(huán)路長度Llo構(gòu)成為小于在不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的工作頻帶的上限頻率fH(例如如上所述為10.6GHz)下的有效波長的1倍。即，環(huán)路布線123的諧振頻率flo設定得比頻率fH高。另外，不平衡供電線路113不僅構(gòu)成為包含環(huán)路布線123，還可構(gòu)成為形成分支不平衡供電線路113的一部分的開放短線，此時，該短線長度構(gòu)成為小于在相當于工作頻帶的上限頻率fH時的1/4有效波長的長度。S卩，開放短線的諧振頻率fst設定得比頻率fH高。本發(fā)明實施方式中的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的頻帶特性的巨大改善不是分支的布線單獨的諧振現(xiàn)象、例如開放短線的1/4有效波長諧振等引起的現(xiàn)象。上述改善是通過縫隙111與環(huán)路布線123電磁耦合，縫隙諧振器的激勵部位增大至多個，并且造成輸入阻抗匹配電路的電氣長度調(diào)整，從而首次發(fā)現(xiàn)的效果。這里，參照圖5，說明在背面假設無限面積的接地導體的一般高頻電路中使用環(huán)路布線構(gòu)造時引起的現(xiàn)象。圖5中，示出由具有路徑長度Lpl的第一路徑205與具有路徑長度Lp2的第二路徑207構(gòu)成的環(huán)路布線123連接于輸入端子201和輸出端子203之間的電路示意圖。在路徑長度Lpl和Lp2之和就傳送信號而言相當于有效波長的1倍的條件下，環(huán)路布線變?yōu)橹C振狀態(tài)，在該條件下，環(huán)路布線123用作環(huán)形諧振器。但是，在路徑長度Lpl和Lp2之和比傳送信號的有效波長短的情況下，由于未示出急劇的頻率響應，所以不必在通常的高頻電路中積極地使用環(huán)路布線123。這是因為作為具有無限面積的接地導體的高頻電路內(nèi)的巨大的高頻特性，會平均化局部的電流分布變動的影響。另一方面，如圖1所示，本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置中的環(huán)路布線123的導入發(fā)現(xiàn)上述一般高頻電路中得不到的特有效果。環(huán)路布線123與縫隙111同接地導體103的邊界線237、239交叉，縫隙111在邊界線237、239與環(huán)路布線123交叉的地點，即在距縫隙111的開放端107具有各不相同的距離的2點以上的地點被激勵。具體而言，接地導體103上的高頻電流沿環(huán)路布線123的第一路徑205被導向131c的方向，沿環(huán)路布線123的第二路徑207也被導向131d—側(cè)。結(jié)果，可使接地導體103上的高頻電流流動中產(chǎn)生131c與131d等不同的路徑，可以多個部位激勵縫隙111。接地導體103中使高頻電流分布在縫隙111附近局部變化調(diào)制縫隙天線模式的諧振特性，劇烈地擴大同一模式下的天線工作頻帶。當圖8和圖9中示意性地示出并說明傳送線路截面構(gòu)造時，在圖8的一般傳送線路中高頻電流集中分布的在帶狀導體(即供電線路)401側(cè)是布線的端部403、405，在接地導體103側(cè)是面向帶狀導體401的區(qū)域407。從而，僅在縫隙111附近使不平衡供電線路113的帶狀導體的寬度變粗難以使接地導體103側(cè)的高頻電流分布產(chǎn)生大的變化。如圖9所示，通過將帶狀導體分支成2條路徑205、207，可在分別與各路徑205、207對置的不同接地導體區(qū)域413、415中實現(xiàn)有效的高頻電流的分布。另外，本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置中新導入的環(huán)路布線123不僅具備上述功能，還可兼?zhèn)湔{(diào)整不平衡供電線路113的電氣長度的功能。不平衡供電線路113的電氣長度的變動使不平衡供電線路113的諧振狀態(tài)進一步轉(zhuǎn)為復諧振狀態(tài)，進一步增強本發(fā)明實施方式的工作頻帶的擴大效果。即，通過向縫隙111附近導入環(huán)路布線123，對不同頻率多重最佳化與縫隙諧振器耦合的不平衡供電線路113的阻抗匹配條件，可實現(xiàn)工作頻帶的寬帶化。如上所述，通過組合復諧振化縫隙lll自身具有的諧振現(xiàn)象的第一功能、與復諧振化耦合于縫隙111的供電線路113的諧振現(xiàn)象的第二功能，本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置可在比現(xiàn)有縫隙天線裝置寬的頻帶下工作。用于不受環(huán)路布線123的無用諧振影響的制約條件但是，就環(huán)路布線123而言，為了維持寬帶的阻抗匹配特性，產(chǎn)生在環(huán)路布線123未單獨諧振的條件下使用的制約。以圖5所示的環(huán)路布線123為例，作為路徑長度Lpl與Lp2之和的環(huán)路長度Lp構(gòu)成為小于在工作頻帶的上限頻率fH的有效波長的1倍。在構(gòu)造內(nèi)存在多個環(huán)路布線的情況下，內(nèi)部不包含其它小環(huán)路的環(huán)路布線中最大的環(huán)路布線必需滿足上述條件。另一方面，與環(huán)路布線相比，作為一般的高頻電路，有圖6所示的開放短線。本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的、從不平衡供電線路113分支的布線中的幾個也可采用開放短線213的構(gòu)造。但是，為了本發(fā)明的目的，從寬帶特性的觀點看，環(huán)路布線的使用比開放短線的使用有利。開放短線213是1/4有效波長諧振器，即便在短路長度Lp最長的情況下，也構(gòu)成為小于在相當于頻率ffl時的1/4有效波長的長度。圖7中示出環(huán)路布線123的極端實例，說明與開放短線213相比的環(huán)路布線123的優(yōu)點。當環(huán)路布線123中極端減小一個路徑長度Lp2時，環(huán)路布線123看上去無限接近開放短線213。但是，路徑長度Lp2接近0時的環(huán)路布線123的諧振頻率是有效波長相當于另一路徑長度Lpl時的頻率，開放短線213的諧振頻率是有效波長的1/4相當于開放短線213的路徑長度Lp3時的頻率。假設在環(huán)路布線123的路徑長度Lpl的一半與開放短線213的路徑長度Lp3相等的條件下比較兩個構(gòu)造，則環(huán)路布線123的最低階的諧振頻率相當于短線布線213的最低階的諧振頻率的2倍。如上所述，作為用于避免寬的工作頻帶內(nèi)無用的諧振現(xiàn)象的供電線路構(gòu)造，當換算成頻域時，環(huán)路布線123為開放短線213的2倍時有效。另外，由于在圖6的開放短線213的開放終端點119電路地開放，所以不流過高頻電流，因此，即便假設在縫隙111附近配置開放終端點119，也難以得到與縫隙111的電磁耦合。另一方面，如圖7所示，環(huán)路布線123的一點213c無論電路上決定開放與否，必然流過高頻電流，若配置在縫隙lll附近，則容易得到與縫隙lll的電磁耦合。從這點看，本發(fā)明的目的中環(huán)路布線的采用也比開放短線的采用有利。為了寬帶化本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置，不采用線路寬度粗的線路或開放短線，導入環(huán)路布線最有效，這在上面的說明中說明。另外，即便第1現(xiàn)有例中將接地導體限定為有限面積，若不賦予向低頻域側(cè)延長縫隙天線模式的工作頻帶的功能，則很難確保與接地導體偶極天線模式的頻域的連續(xù)性。并且，如本發(fā)明實施方式所示，若不賦予向高頻域側(cè)延長縫隙天線模式的工作頻帶的功能，則也不能實現(xiàn)寬帶工作。導入不平衡供電線路113的感應區(qū)域121如圖l所示，在不平衡供電線路113上，最好將相當于距其頂端開放點H9規(guī)定長度Lind的區(qū)域構(gòu)成為由具有比不平衡供電線路113的特性阻抗(即50Q)高的特性阻抗之布線形成的感應區(qū)域121。長度Lind具有相當于縫隙lll的諧振頻率fs(即如上所述，等于不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的工作頻帶的中心頻率fc)下1/4有效波長左右的值。環(huán)路布線123最好形成于感應區(qū)域121內(nèi)。最好在感應區(qū)域121的長度方向(即Y軸方向)的大致中央，感應區(qū)域121與縫隙111交叉。感應區(qū)域121形成1/4有效波長諧振器，與縫隙lll形成的l/4有效波長諧振器耦合，進一步促進復諧振化，結(jié)果，有效地增大作為縫隙lll的縫隙天線模式的天線工作頻帶。進而通過與導入本發(fā)明實施方式的環(huán)路布線123的構(gòu)造的相乘效果，可在寬帶下實現(xiàn)低反射工作。環(huán)路布線123的布線寬度最好與感應區(qū)域121中的不平衡供電線路113的布線寬度相等，或比其細地構(gòu)成?；跓o供電縫隙諧振器108c、108d的阻止頻帶的設定這里，說明為了設定規(guī)定的阻止頻帶，追加地導入接地導體103中的單端開放的無供電縫隙諧振器108c、108d。在本發(fā)明實施方式中，通過具備上述說明的構(gòu)成，實現(xiàn)在工作頻帶內(nèi)將主射束方向始終維持在前方(即一X方向)，在寬帶下實現(xiàn)低反射特性的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置。接著，說明用于在工作頻帶內(nèi)形成抑制天線工作的阻止頻帶的接地導體103的構(gòu)成。如圖1所示，在本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置中，單端開放的無供電縫隙諧振器108c、108d形成于至少1個接地導體103上。在圖1的實例中，無供電縫隙諧振器108c構(gòu)成為其開放端110c位于邊105c上，無供電縫隙諧振器108d構(gòu)成為其開放端110d位于邊105d上。即便各無供電縫隙諧振器的開放端設置在接地導體103的一X側(cè)的邊105al、105a2、十X側(cè)的邊105b、十Y側(cè)的邊105c、一Y側(cè)的邊105d之一上，也可發(fā)現(xiàn)本發(fā)明實施方式的效果。但是，為了不妨礙偶極天線模式下的工作，各無供電縫隙諧振器的開放端最好設置在一X側(cè)的邊105al、1005a2以外的位置上。另外，追加的無供電縫隙諧振器108c、108d必需形成于接地導體103上不與不平衡供電線路113交叉的位置上。即，僅有助于放射的縫隙lll與不平衡供電線路113耦合，無供電縫隙諧振器108c、108d不與不平衡供電線路113電磁耦合。無供電縫隙諧振器108c、108d的縫隙長度在應阻止的頻域中構(gòu)成為1/4有效波長。在無供電縫隙諧振器108c和108d中，通過使距縫隙111的開放端107的距離彼此相等，使各縫隙寬度彼此相等，使各縫隙長度彼此相等，實現(xiàn)對稱構(gòu)成，從而具有在前方正面維持工作頻帶內(nèi)的主18射束定向方向的效果。另外，即便在僅設置無供電縫隙諧振器108c、108d之一的情況下，也可實現(xiàn)帶阻功能。使無供電縫隙諧振器108c、108d的縫隙長度稍稍不同，調(diào)整諧振頻率，也可擴展阻止頻帶。第1實施方式的變形例圖3是表示本發(fā)明第1實施方式第1變形例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的截面示意圖，圖4是表示其第2變形例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的截面示意圖。在本說明書中，如圖2所示，主要說明在電介質(zhì)基板IOI的表面(即最上面)配置供電線路113，在電介質(zhì)基板101的背面(即最下面)配置接地導體103的構(gòu)造，但也可采用圖3和圖4所示的不同構(gòu)造來代替圖2的構(gòu)造。圖3所示的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置使用包含多個電介質(zhì)層101a和101b的多層基板來代替圖2的電介質(zhì)基板101來構(gòu)成，不平衡供電線路113(及不平衡供電線路113內(nèi)的感應區(qū)域121)形成于電介質(zhì)層101a和101b之間的內(nèi)層。這樣，即便利用多層基板的采用等方法來將供電線路113、接地導體103之一或兩者配置在電介質(zhì)基板101的內(nèi)層面也無妨。另外，圖4所示的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置在基板的表面與背面兩者中形成接地導體103a和103b，代替如圖3所示僅在基板的背面設置接地導體103。被供電的縫隙形成于基板的表面與背面兩者中(縫隙llla、lllb)，無供電縫隙諧振器僅形成于基板的背面(無供電縫隙諧振器108c、108d)。這樣，相對供電線路113用作接地導體103的導體布線面在構(gòu)造內(nèi)未必限于一個，也可構(gòu)造成夾持形成不平衡供電線路113的層來配置相對的接地導體103a和103b。SP，本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置不僅是微帶狀(microstrip)線路構(gòu)造，即便是至少部分采用帶狀線路構(gòu)造的電路構(gòu)成的電路構(gòu)成，也可得到同樣的效果。另外，即便是共面線路、接地共面線路構(gòu)造也一樣。在圖3和圖4的層構(gòu)造的實施方式中，電路塊133與不平衡供電線路113也可使用貫通層間的貫通電極134來連接。圖10是表示本發(fā)明第1實施方式第3變形例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。本發(fā)明的實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置不僅如圖l所示，僅設置一對無供電縫隙諧振器108c、108d，也可追加設置更多單端開放的無供電縫隙諧振器108c2、108d2。通過調(diào)整無供電縫隙諧振器108c與無供電縫隙諧振器108c2、無供電縫隙諧振器108d與無供電縫隙諧振器108d2的諧振頻率，可擴展阻止頻帶。為了削減無供電縫隙諧振器108c、108d的占有面積，追加縫隙的并列附加、彎曲形狀的采用、曲折構(gòu)造的多用是有效的。圖11是表示本發(fā)明第1實施方式第4變形例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。如圖11所示，從本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的不平衡供電線路113分支的布線中的幾個也可如上所述，采用開放短線構(gòu)造213。圖12是表示本發(fā)明第1實施方式第5變形例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。圖12的變形例表示不平衡供電線路113的分支線路部的分支條數(shù)為3的情況。若在路徑205、207的中間插入路徑209，則形成由路徑205與209構(gòu)成的環(huán)路布線、和由路徑207與209構(gòu)成的環(huán)路布線，代替最初的由路徑205和207構(gòu)成的環(huán)路布線。這些環(huán)路布線的各環(huán)路長度中的最大值構(gòu)成為小于在不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的工作頻帶上限頻率下的1有效波長的長度。根據(jù)本變形例的構(gòu)成，與圖l的情況相比，縮短環(huán)路布線的路徑長度，提高環(huán)路布線的諧振頻率，所以從工作頻帶的擴大方面看是有效的。也可形成多個環(huán)路布線。既可串聯(lián)連接、也可并聯(lián)連接設置多個的環(huán)路布線彼此。既可串聯(lián)連接兩個環(huán)路布線，也可經(jīng)任意形狀的傳送線路來間接連接。圖13是表示本發(fā)明第1實施方式第6變形例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖，圖14是表示本發(fā)明第1實施方式第7變形例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。參照圖13和圖14，說明環(huán)路布線123與縫隙111的位置關(guān)系。在圖1的實例中，沿縫隙111長度方向的+Y側(cè)的邊界線237與一Y側(cè)的邊界線239雙方與環(huán)路布線123交叉，但即便是環(huán)路布線123與縫隙111同接地導體103的邊界線237、239任一都不交叉的構(gòu)成，也可得到本發(fā)明實施方式的效果。這是因為在激勵縫隙lll的高頻電流中，對應于第l路徑205與第二路徑207的路徑差，產(chǎn)生相位差，產(chǎn)生使輸入阻抗匹配條件轉(zhuǎn)到更寬帶的效果。嚴格地講，只要環(huán)路布線123最外側(cè)(即+Y側(cè))的點141與邊界線237(或239)之間的間隔小于不平衡供電線路113的布線寬度的一倍的狀態(tài)即可。這是因為若上述間隔構(gòu)成得比不平衡供電線路113的布線寬度短，則對應于帶狀導體的兩端流過的高頻電流的相位差，流過接地導體103側(cè)的局部高頻電流之間產(chǎn)生的相位差不消失。但是，為了最大化本發(fā)明實施方式的效果，如圖1所示，第一路徑205與第二路徑207最好與縫隙111同接地導體103的邊界線237、239的至少一個交叉。另外，在本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置中，作為供電縫隙諧振器的縫隙lll的形狀未必是矩形，也可置換成任意形狀。由于在主縫隙上并聯(lián)連接追加縫隙在電路上相當于向主縫隙附加串聯(lián)的電感，所以主縫隙的縫隙長度有效地縮短，實用上好。另外，即便在縮窄主縫隙的縫隙寬度、實現(xiàn)曲折小型化為彎曲形狀等的條件下，也可無變化地得到本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的寬帶化效果。第2實施方式圖15是表示本發(fā)明第2實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的構(gòu)造的俯視示意圖。本實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的特征在于具備與第l實施方式不同的供電構(gòu)造。接地導體103如圖15所示，相對通過縫隙lll的X軸方向的對稱軸對稱地構(gòu)成，此時，特征在于，通過將不平衡供電線路113連接于接地導體103的+X側(cè)邊上、接地導體103的對稱軸上設置的天線供電點117，通過將天線供電點117設置在接地導體103的對稱軸上，具有比接地導體103的不平衡模式的阻抗高的輸入輸出阻抗。如圖15所示，本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置的不平衡供電線路113也可采用如下構(gòu)造，即在與縫隙lll交叉后，在電介質(zhì)基板101的表面內(nèi)將定向方向彎曲至少90度以上，到達與電介質(zhì)基板101中設置縫隙111的開放端107的邊相反的邊(即+X側(cè)的邊)上設置的天線供電點117。SP，與圖1所示在天線基板上設置電路塊133的構(gòu)成不同，為在限定集成于天線基板上的電路塊，使用不平衡線路在天線電路區(qū)域與外部電路之間進行RF信號交換時有用的實施方式。天線供電點117設置在電介質(zhì)基板101的+X側(cè)邊的中央附近。在通過不平衡供電線路113激勵縫隙111所產(chǎn)生的縫隙天線模式中，在縫隙111的短路端125中共同產(chǎn)生高頻電流。產(chǎn)生的高頻電流沿縫隙111與接地導體103的邊界線流過，若到達開放端107，則沿接地導體103的外緣流過。這里，若將其它導體連接于接地導體103的外緣，則由于該連接的導體的阻抗極低，所以難以防止高頻電流流入連接的導體。利用鐵氧體磁芯使流入連接的導體中的不平衡高頻電流反射從鐵氧體磁芯的插入損耗的觀點看不現(xiàn)實。另外，使用平衡一不平衡轉(zhuǎn)換器將供電電路從不平衡電路暫時變換為平衡電路、再從平衡電路再變換為不平衡電路從超寬帶平衡一不平衡轉(zhuǎn)換器的插入損耗、電路小型化的觀點看不現(xiàn)實。但是，如上所述在對稱性高的位置配置天線供電點117在該不平衡模式下，實現(xiàn)比流過接地導體103的高頻電流(這具有不平衡模式的阻抗。)高得多的輸入輸出阻抗，可不伴隨追加損耗、窄帶化地排除連接于接地導體103上的導體的影響。圖15所示的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置構(gòu)造內(nèi)的接地導體103可看做是在縫隙111的短路端125中組合對稱性高的有限接地導體對103—1、103_2的導體構(gòu)造。圖16是表示平衡模式時的接地導體103中的高頻電流的流動方向的示意圖，圖17是表示不平衡模式時的接地導體103中的高頻電流的流動方向的示意圖。在圖16和圖17中，將接地導體103中的高頻電流的流動方向分別示意性地表示為與各模式的供電構(gòu)造的關(guān)系。在平衡模式下，等于向成對的接地導體103—1、103—2逆相供電從供電點15沿箭頭方向流過的高頻電流131a、131b，結(jié)果，與接地導體對的連接點、即縫隙111的短路端125流過最強的同相高頻電流相等。另一方面，在不平衡模式下，等于向成對的接地導體103_1、103—2同相供電從供電點15(視為經(jīng)規(guī)定阻抗R接地的點)沿箭頭方向流過的高頻電流131a、131b，結(jié)果，可在接地導體對的連接點、即天線供電點15使高頻電流抵消。接地導體對103—1、103—2的構(gòu)成對稱性越高，天線供電點15越設置在接地導體的對稱點上，接地導體的不平衡模式的輸入輸出阻抗越高。從而，若采用圖15所示的天線供電條件，則即便將外部不平衡供電電路連接于接地導體103上，也可避免不平衡接地導體電流從外部不平衡供電電路逆流到接地導體103。通過構(gòu)成為將成對的各接地導體103—1、103一2的長度(即相當于圖15的邊的部分105al、105a2的長度Wgl與Wg2)設為彼此相同的值，本發(fā)明實施方式的效果進一步增大。另外，如圖15所示，通過將為了形成阻止頻帶而導入的單端開放的無供電縫隙諧振器108c、108d設為對構(gòu)成，將無供電縫隙諧振器108c、108d的諧振頻率、開放端110c、HOd設置成相對通過縫隙111的X軸方向的對稱軸鏡面對稱配置，本發(fā)明實施方式的效果進一步增大。另外，在本發(fā)明實施方式中，天線供電點117處的接地導體103與外部不平衡供電電路的連接不限于僅在電介質(zhì)基板IOI的背面進行。g卩，也可在連接點附近經(jīng)貫通導體向電介質(zhì)基板表面弓I導接地導體之后，在電介質(zhì)基板101的表面共面線路構(gòu)造地連接。即便在上述構(gòu)成中，本發(fā)明實施方式的有利效果也不消失。由于與其可在電介質(zhì)基板IOI的表面進行帶狀導體、接地導體的兩個連接，所以還不如執(zhí)行向外部安裝基板表面安裝本發(fā)明實施方式的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置。實施例為了使本發(fā)明各實施方式的效果變得顯而易見，利用出售的電磁場解析模擬器來解析本發(fā)明實施例的縫隙天線裝置及比較例的縫隙天線裝置的輸入阻抗特性、放射特性。表l表示本發(fā)明的第l、第2和第3實施例中共同的電路基板的設定圖案。另外，表2表示第1和第2比較例中共同的電路基板的設定圖案。表l<table>tableseeoriginaldocumentpage24</column></row><table>表2<table>tableseeoriginaldocumentpage25</column></row><table>在所有解析中，以相同尺寸的電路基板的制作為前提，設定條件。導體圖案考慮成假設厚度為40微米的銅布線，可由濕蝕刻加工形成的精度范圍。首先，進行圖18、圖19和圖20所示的3個縫隙天線裝置、即本發(fā)明第1和第2實施例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置、與第1比較例的縫隙天線裝置的特性解析。就不平衡供電線路113的形狀、接地導體103的形狀以外的全部基板條件而言，設實施例與比較例為相同條件。在第l和第2實施例與第1比較例中，在天線基板內(nèi)設定理想的50Q的不平衡供電端子117。就第1和第2實施例的阻止頻帶形成用單端開放的無供電縫隙諧振器108c、108d、108c2、108d2而言，調(diào)整縫隙長度，調(diào)整阻止頻帶的諧振頻率。在第1實施例中，設定成無供電縫隙諧振器108c、108d的縫隙長度等于相對4.5GHz頻率的1/4有效波長。另外，在第2實施例中，在第1實施例的接地導體構(gòu)造中追加配置無供電縫隙諧振器108c2、108d2。無供電縫隙諧振器108c2、108d2的縫隙長度設定成等于相對4.65GHz頻率的1/4有效波長。設無供電縫隙諧振器108c與無供電縫隙諧振器108c2之間、無供電縫隙諧振器108d與無供電縫隙諧振器108d2之間的接地導體寬度Das2分別為0.5mm。在圖21的曲線中，對第1實施例與第1比較例比較示出相對頻率的反射損耗的特性。在第1比較例中，得不到如下寬帶特性，即在從3.01GHz至3.69GHz的20%相對頻帶范圍中，反射損耗下降一10dB，從2.88GHz至4.29GHz，反射損耗下降—7.5dB，而在6.1GHz，反射損耗到達—4.8dB。另外，由于工作頻帶自身窄，所以也不可能形成局部急劇的阻止頻帶。另一方面，第l實施例同時得到局部頻域中強的反射強度、和在去除上述頻域的超寬帶的頻率范圍中，得到低反射特性。進一步詳細說明，得到在從2.98GHz至4.31GHz的低頻域、與從4.77GHz至llGHz的高頻域中、反射損耗為一10dB以下的良好的反射特性，在從4.36GHz至4.6GHz中，反射強度變?yōu)橐?dB以上等高的值，成功形成阻止頻帶。在4.49GHz下得到—2.7dB等強的反射強度。另外，在圖22、圖23和圖24中，如第1實施例的工作頻率為3GHz、7GHz和10.6GHz時的E面放射圖案所示，在第1實施例中，在全部工作頻帶中，主射束方向始終沿前方方向(即一X方向)定向，驗證了與現(xiàn)有例的印制單極相比的優(yōu)越性。在圖25的曲線中，對第1實施例與第1比較例比較示出一X方向上相對頻率的天線有效增益。在阻止頻帶以外，第1實施例示出比第1比較例好的增益，驗證本發(fā)明實施方式的超寬帶的低反射特性。另外，在第l實施例中，若在阻止頻帶下與周邊頻域相比，則得到8dB左右的增益抑制，驗證本發(fā)明實施方式的局部頻域的帶阻功能的效果。另夕卜，在圖26的曲線中，對第2實施例與第1比較例比較示出相對頻率的反射損耗的特性。第2實施例同時得到局部頻域中強的反射強度、和在去除上述頻域的超寬帶的頻率范圍下的低反射特性。在4.49GHz下得到一2.7dB等強的反射強度。進一步詳細說明，得到在從2.98GHz至4.64GHz的低頻域、與從5.27GHz至llGHz的高頻域中、反射損耗為一10dB以下的良好的反射特性，在從4.78GHz至5.18GHz中，反射強度示出一5dB以上等高的值。另外，在阻止頻帶中，得到在4.93GHz下為一3.3dB、在5.06GHz下為一3.4dB的復諧振峰值。第1實施例中的帶阻功能取決于單一的諧振特性，阻止頻帶為窄帶，但在第2實施例中，實現(xiàn)阻止頻帶的寬帶化。另外，執(zhí)行圖27與圖28分別示出的本發(fā)明第3實施例的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置與第2比較例的縫隙天線裝置的特性解析。在第3實施例與第2比較例中，假設在圖中示為天線供電點117的部位、天線與同軸纜線135之間經(jīng)同軸連接器(未圖示)連接的供電構(gòu)造。第3實施例為除不平衡供電線路113與供電構(gòu)造以外、與第1及第2實施例相同的構(gòu)造。另外，第2比較例為除供電構(gòu)造以外、與第l比較例相同的構(gòu)造。在解析中，首先，假設150mm，作為同軸纜線長度Lc，由同軸纜線135的頂端進行理想的供電。即，解析包含連接為不平衡供電電路的長度Lc的同軸纜線135對特性造成的影響的、天線的工作穩(wěn)定性、寬帶性。另外，同時還進行假設同軸纜線長度Lc為0的情況，即由天線供電點117進行理想的高頻供電的解析。在第2比較例中，由于未假設不平衡供電線路113的彎曲，所以同軸纜線135的定向方向在圖中坐標軸上為Y軸方向，另一方面，在第3實施例中，在XY面內(nèi)彎曲不平衡供電線路113，導向天線供電點117，所以同軸纜線135的定向方向在圖中是X方向。圖29中示出第3實施例中、同軸纜線135的長度為Omm時與為150mm時的、工作頻率為3GHz時的E面放射圖案圖。增益為排除了輸入阻抗不匹配影響的理想增益值。盡管天線內(nèi)的接地導體103與外部電路經(jīng)不平衡端子連接，在150mm的情況下也可維持穩(wěn)定的放射特性。另一方面，第2比較例的放射特性得到特性因同軸纜線135的影響而變化大的傾向。圖30中示出第2比較例中、同軸纜線135的長度為0mm時與為150mm時的、工作頻率為3GHz時的E面放射圖案圖。由于天線內(nèi)的接地導體135與外部電路經(jīng)不平衡端子連接，在150mm的情況下，放射圖案因同軸纜線135的影響而明顯混亂。這樣，根據(jù)圖29和圖30，驗證抑制不平衡接地導體電流等本發(fā)明實施方式的優(yōu)越效果。本發(fā)明的不平衡供電寬帶縫隙天線裝置由于可不使電路占有面積、制造成本增大地使阻抗匹配頻域擴大，所以可以簡單的構(gòu)成實現(xiàn)以前若搭載多個天線則無法實現(xiàn)的高功能終端。另外，也可有助于實現(xiàn)利用比以前寬得多的頻域的UWB系統(tǒng)。另外，由于不使用芯片部件地擴大工作頻帶，所以也可用作對制造時的差異的耐性強的天線。另外，在比縫隙天線模式的頻域低的頻域，由于在與縫隙天線模式時相同的偏振波特性、即接地導體偶極天線模式下工作，所以可用作小型寬帶縫隙天線裝置。另外，即便無線發(fā)送接收數(shù)字信號等、必需超寬帶的頻率特性的系統(tǒng)中也可用作小型天線。在任一情況下，在安裝于終端設備上時，工作頻帶內(nèi)主射束方向始終可保持在相同方向上。另外，由于不必其它通信中使用的、用于降低頻帶干擾的局部頻域的阻止功能用的濾波器追加搭載，或急劇緩和對濾波器的要求特性，所以可期待終端的小型化、低成本化、插入損耗的降低、通信區(qū)域的擴大、節(jié)省功率化等效果。另外，UWB系統(tǒng)中使用的濾波器元件在平衡電路構(gòu)成時難以實現(xiàn)超寬帶特性，本發(fā)明執(zhí)行不平衡供電的同時實現(xiàn)寬帶特性產(chǎn)生的工業(yè)上的實用性極高。如上所述，利用最佳實施方式詳細說明了本發(fā)明，但本發(fā)明不限于此，對本領(lǐng)域技術(shù)人員而言，在下面的權(quán)利要求范圍中記載的本發(fā)明的技術(shù)范圍內(nèi)可實現(xiàn)大量的最佳變形例和修正例是顯而易見的。權(quán)利要求1.一種縫隙天線裝置，具備接地導體，其外周包含朝向放射方向的第1部分、和上述第1部分以外的第2部分；單端開放的供電縫隙，按照使上述接地導體的外周的第1部分中央成為開放端的方式，在上述接地導體中沿上述放射方向形成；和供電線路，是具備接近上述接地導體的帶狀導體所構(gòu)成的供電線路，至少部分與上述供電縫隙交叉，向上述供電縫隙供電高頻信號，上述供電線路在上述供電縫隙附近的第1地點，分支成至少包含2條分支線路的分支線路群，上述分支線路群中的至少2條分支線路在與上述第1地點不同的上述供電縫隙附近的第2地點相互連接，在上述供電線路形成至少1個環(huán)路布線，將上述至少1個環(huán)路布線的各環(huán)路長度中的最大值設定為小于在工作頻帶的上限頻率下的1有效波長的長度，在上述分支線路群中、未形成上述環(huán)路布線且在開放端終結(jié)的全部分支線路的分支長度小于在上述工作頻帶的上限頻率下的1/4有效波長，上述縫隙天線裝置還具備無供電縫隙，上述無供電縫隙是在規(guī)定阻止頻帶下具有相當于1/4有效波長的電氣長度的至少1個單端開放的無供電縫隙，在上述接地導體的外周第2部分具有開放端，不與上述供電線路交叉地形成于上述接地導體上。2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的縫隙天線裝置，其特征在于上述各環(huán)路布線與上述供電縫隙和上述接地導體的邊界線交叉，上述供電縫隙在上述邊界線與上述環(huán)路布線交叉、且具有距上述供電縫隙的開放端各不相同距離的2點以上的地點被激勵。3、根據(jù)權(quán)利要求l所述的縫隙天線裝置，其特征在于上述供電線路在開放端被終結(jié)，在上述供電線路中，從上述開放端起橫跨在工作頻帶的中心頻率下的1/4有效波長長度的區(qū)域構(gòu)成為具有比50Q高的特性阻抗的感應區(qū)域，在上述感應區(qū)域的大致中央，上述供電線路與上述供電縫隙交叉。4、根據(jù)權(quán)利要求1所述的縫隙天線裝置，其特征在于-在上述接地導體的外周的第1部分，從上述供電縫隙的開放端至上述外周的第1部分兩端的距離分別構(gòu)成為在上述供電縫隙的諧振頻率下的1/4有效波長以上的長度，由此，上述接地導體在比上述供電縫隙的諧振頻率低的頻率下工作。5、根據(jù)權(quán)利要求1所述的縫隙天線裝置，其特征在于上述接地導體構(gòu)成為相對于通過上述供電縫隙且平行于上述放射方向的軸對稱，上述供電線路在上述接地導體的外周的第2部分，連接于設置在上述接地導體的對稱軸上的供電點，上述供電點設置在上述接地導體的對稱軸上，從而具有比上述接地導體的不平衡模式的阻抗高的輸入輸出阻抗。全文摘要一種縫隙天線裝置具備接地導體，其外周包含朝向放射方向的第1部分、和第1部分以外的第2部分；單端開放的供電縫隙，按照使接地導體的外周的第1部分中央成為開放端的方式，在接地導體中沿放射方向形成；和供電線路，是具備接近接地導體的帶狀導體所構(gòu)成的供電線路，至少部分與供電縫隙交叉，向供電縫隙供電高頻信號。縫隙天線裝置還具備無供電縫隙，上述無供電縫隙是在規(guī)定阻止頻帶中具有相當于1/4有效波長的電氣長度的至少1個單端開放的無供電縫隙，在接地導體的外周第2部分具有開放端，不與供電線路交叉地形成于接地導體上。文檔編號H01Q13/10GK101304120SQ20081009700公開日2008年11月12日申請日期2008年5月7日優(yōu)先權(quán)日2007年5月8日發(fā)明者菅野浩,藤島丈泰申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社