專利名稱：高次諧波處理電路以及使用了它的放大電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及高次諧波處理電路以及使用了它的放大電路。
背景技術(shù)：
當(dāng)前，由便攜式電話所代表的移動終端在急速地普及，為了可進行更長 時間的電池動作，要求構(gòu)成部件進一步低功耗化。此外，衛(wèi)星/宇宙通信裝置 中低功耗動作也同樣是必要條件。其中，微波發(fā)送單元的功率放大器的消耗 功率占整體的十分之幾左右，因此該功率放大器的高效率化成為實現(xiàn)裝置的 進一步長時間動作的關(guān)鍵。已知微波功率放大器的高效率化可通過進行高次 諧波處理來實現(xiàn)。
作為高效率的微波功率放大器，以往開始已知F級放大器。其將流入放 大用晶體管的輸出側(cè)的電流波形由基波+偶數(shù)次高次諧波分量構(gòu)成，而將晶體 管的輸出端子上的電壓波形由基波+奇數(shù)次高次諧波分量構(gòu)成。由此，消除晶 體管內(nèi)的電流波形和電壓波形的重疊從而能夠抑制功率損耗。作為使用了在 高頻中也可適用的分布常數(shù)線路的F級放大電路，存在下述專利文獻1和2 所記載的電路。并且，在下述專利文獻2中表示了，在一定的規(guī)則下，可以 省略一部分短截線(stub)的設(shè)置。
但是，在這些技術(shù)中，基本需要根據(jù)應(yīng)處理的高次諧波的次數(shù)來設(shè)置短 截線。若能夠進一步削減應(yīng)設(shè)置的短截線的數(shù)量，則可實現(xiàn)電路的進一步小 型化和簡化。
另一方面，近年來提出了進行與前述的F級放大器不同的高次諧波處理 的逆F級放大器。在逆F級放大器中，將流入放大用晶體管的輸出側(cè)的電流 波形由基波+奇數(shù)次高次諧波分量構(gòu)成，而將晶體管的輸出端子上的電壓波形 由基波+偶數(shù)次高次諧波分量構(gòu)成。由此，消除晶體管內(nèi)的電流波形和電壓波 形的重疊從而能夠抑制功率損耗(參照下述非專利文獻1 )。此外，對于逆F 級放大器，進行使用外部調(diào)諧器調(diào)整至3次高次諧波的驗證實驗(參照下述 非專利文獻2)。雖然也依賴于動作條件，但認(rèn)為通過使用逆F級放大器，可實現(xiàn)比F級更高效率的功率放大(參照下述非專利文獻3 )。
為了獲得前述的逆F級動作中的電壓波形，在放大用晶體管的輸出端子
中，將對于奇數(shù)次高次諧波的負(fù)載阻抗設(shè)為零即可。此外同樣地，為了獲得 電流波形，將對于偶數(shù)次高次諧波的負(fù)載阻抗設(shè)為無限大即可。
為了實現(xiàn)這樣的逆F級放大器，例如有下述專利文獻3所示那樣，將基 于福斯特的第1方法或者第2方法在各個高次諧波中設(shè)定了極點和零點的兩 個電抗電路網(wǎng)與放大用晶體管的輸出端子串聯(lián)連接和并聯(lián)連接的方法。這樣， 可實現(xiàn)對于高次諧波的增加交替地重復(fù)無限大和零的負(fù)載阻抗。
但是，伴隨近年的無線通信的高頻化，例如以6GHz動作的放大器的情 況下，第7次高次諧波的頻率為42GHz。存在以該頻帶動作的放大用晶體管。 但是，若達到42GHz左右，則會大大超出電抗元件的自諧振頻率。因此，在 動作頻率高時，通過下述專利文獻3的方法來實現(xiàn)逆F級動作比較困難。
另一方面，關(guān)于F級的放大器，提出了通過使用在高頻中也可適用的分 布常數(shù)線路，從而可得到期望的阻抗條件的電路(參照下述專利文獻1以及 2)。但是，該方法是對F級動作特制的，即使調(diào)整該電路也無法得到逆F級 方文大電^各。
從而，對于逆F級放大器，若能夠提供使用了分布常數(shù)線路的高次諧波 處理電路，則能夠提供在高頻中也可動作的逆F級放大器。 專利文獻l:(日本)特開2001-111362號公報 專利文獻2:(日本)特開2003-234626號公報 專利文獻3:(日本)特開2005-117200號公報
非專利文南足l: A. Inoue, et al., "Analysis of class-F and inverse class-F amplifiers" ， IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig.， Boston, MA Jun. 2000， pp. 775-778.
非專利文南大2: C. J. Wei, et al., "Analysis and experimental waveform study on inverse class-F mode of microwave power FETs" ， IEEE MTT-S Int. Microwave Symp. Dig., Boston, MA Jun. 2000， pp. 525-528.
非專利文獻 3 : Y. Y. Woo, et al.， " Analysis and experiments for high-efficiency class-F and inverse class-F power amplifiers" ， IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol.54, no.5, pp. 1969-1974， May 2006.

發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明要解決的課題
本發(fā)明是鑒于上述那樣的狀況而完成的。
本發(fā)明的第1目的在于，提供可實現(xiàn)電路的小型化的高頻處理電路以及 使用了它的放大電路。
本發(fā)明的第2目的在于，提供關(guān)于作為高效率功率放大器所知的F級或 者逆F級放大器，原理上可實現(xiàn)無限次的高次諧波處理的高頻處理電路以及 使用了它的放大電路。
本發(fā)明的第3目的在于，提供可在微波頻帶或毫米波頻帶那樣的高頻區(qū) 域中動作的逆F級放大器用的高次諧波處理電路以及使用了它的放大電路。
本發(fā)明的第4目的在于，提供不破壞對于全部高次諧波的負(fù)載阻抗條件 就能夠調(diào)整對于基波的負(fù)載阻抗的逆F級放大器用的高次諧波處理電路以及 使用了它的放大電路。
用于解決課題的方案
本發(fā)明可作為以下的項目所記載的內(nèi)容來表現(xiàn)。 (項目1)
項目1的高次諧波處理電路連接在放大器的輸出端子和負(fù)載電阻之間， 是用于處理在所述放大器的輸出端子上呈現(xiàn)的高次諧波的電路。該電路包括 第1阻抗調(diào)整單元和第2阻抗調(diào)整單元。所述第1阻抗調(diào)整單元包括耦合分 布常數(shù)線路。所述耦合分布常數(shù)線路是被輸入所述放大器的輸出的線路，并 且具有所述放大器的輸出中的基波的波長(X)的1/4的長度。并且，所述第 1阻抗調(diào)整單元的結(jié)構(gòu)為，將對于偶數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地調(diào)整 為無限大或者零中的一個。所述第1阻抗調(diào)整單元和所述第2阻抗調(diào)整單元 的結(jié)構(gòu)為，將對于奇數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地調(diào)整為無限大或者零 中的另一個。 (項目2 )
項目2的高次諧波處理電路在項目1所記載的高次諧波處理電路中，所 述第1阻抗調(diào)整單元的結(jié)構(gòu)為，將對于偶數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地 調(diào)整為無限大，此外，所述第1阻抗調(diào)整單元和所述第2阻抗調(diào)整單元的結(jié) 構(gòu)為，將對于奇數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地調(diào)整為零。并且，所述第 2阻抗調(diào)整單元具有與所述耦合分布常數(shù)線路的輸出端子連接，且具有基200780035811.3
說明書第4/19頁
波的波長(人)的1/4的長度的X/2形成用的分布常數(shù)線路；以及與所述人/2形 成用的分布常數(shù)線路的輸出端子相互并聯(lián)連接的多個終端開路分布常數(shù)線 路。所述多個終端開路分布常數(shù)線路分別具有由 1^X/(4m)(其中，X是基波的波長，m是l以外的正奇數(shù)) 表示的線路長度L。 (項目3 )
項目3的高次諧波處理電路在項目1所記載的高次諧波處理電路中，所 述第1阻抗調(diào)整單元的結(jié)構(gòu)為，將對于偶數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地 調(diào)整為零。此外，所述第1阻抗調(diào)整單元和所述第2阻抗調(diào)整單元的結(jié)構(gòu)為，
將對于奇數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地調(diào)整為無限大。并且，所述第2 阻抗調(diào)整單元具有與所述耦合分布常數(shù)線路的輸出端子相互并聯(lián)連接的多 個終端開路分布常數(shù)線路。所述多個終端開路分布常數(shù)線路分別具有由 L二入/(4m)(其中，入是基波的波長，m是l以外的正奇數(shù)) 表示的線路長度L。 (項目4 )
項目4的高次諧波處理電路在項目2所記載的高次諧波處理電路中，還 具有與所述X/2形成用的分布常數(shù)線路的輸出端子連接，并對所述放大器的 輸出端子中的基波的電抗分量進行補償?shù)难a償用分布常數(shù)線路。 (項目5 )
項目5的高次諧波處理電路在項目2所記載的高次諧波處理電路中，還 具有與所述入/2形成用的分布常數(shù)線路的輸出端子連接，并對所述放大器的 輸出端子中的基波的電抗分量進行補償?shù)碾娍乖?(項目6 )
在項目6的放大電路中，項目1至5的任一項所述的高次諧波處理電路 中的所述耦合分布常數(shù)線路的輸入端子與所述放大器的輸出端子連接。 (項目7 )
項目7的放大電路在項目6所記載的放大電路中，作為所述放大器使用 放大用晶體管。 (項目8 )
項目8的放大電路在項目6所記載的放大電路中，作為所述放大器使用 負(fù)電阻兩端子放大元件。發(fā)明效果
根據(jù)項目l所記載的發(fā)明，可通過耦合分布常數(shù)線路來處理偶數(shù)次高次 諧波，因此不必為處理偶數(shù)次高次諧波而設(shè)置單獨的短截線。因此，根據(jù)該 發(fā)明，可將用于F級或者逆F級的高次諧波處理電路小型化。
在項目2所記載的發(fā)明中，通過設(shè)置用于處理m次的高次諧波(但m是 1以外的正奇數(shù))的終端開路分布常數(shù)線路，可以處理該m次的高次諧波。 因此，根據(jù)該發(fā)明，關(guān)于作為高效率功率放大器的逆F級放大器，能夠提供 原理上可實現(xiàn)無限次的高次諧波處理的高頻處理電路。此外，根據(jù)該發(fā)明， 能夠提供可在微波頻帶或毫米波頻帶那樣的高頻區(qū)域中動作的逆F級放大器 用的高次諧波處理電路。并且，根據(jù)該發(fā)明，能夠提供不破壞對于全部高次 諧波的負(fù)載阻抗條件就能夠調(diào)整對于基波的負(fù)載阻抗的逆F級放大器用的高 次諧波處理電路。
根據(jù)項目3所記載的發(fā)明，通過設(shè)置用于處理m次的高次諧波(但m是 1以外的正奇數(shù))的終端開路分布常數(shù)線路，可以處理該m次的高次諧波。 因此，根據(jù)該發(fā)明，關(guān)于作為高效率功率放大器所知的F級放大器，能夠提 供原理上可實現(xiàn)無限次的高次諧波處理的高頻處理電路。
根據(jù)項目4或5所記載的發(fā)明，能夠調(diào)整對于基波(例如1.9GHz )的負(fù) 載阻抗的電抗分量而不對高次諧波的特性產(chǎn)生影響。
根據(jù)項目6所記載的發(fā)明，能夠?qū)崿F(xiàn)F級或者逆F級放大電路的小型化。


圖l是表示本發(fā)明第1實施方式的高次諧波處理電路的圖。
圖2是表示使用了圖1的高次諧波處理電路的逆F級放大電路的圖。
圖3是表示圖1的高次諧波處理電路的負(fù)載阻抗特性的曲線。
圖4是表示使用了圖1的高次諧波處理電路的放大電路的特性的曲線。
在圖中縱軸表示漏極電流端子中的電流特性(mA)以及電壓特性(V)。
圖5是表示圖4所示的逆F級動作中的輸出電壓(dBm)和附加功率效
率即PAE (%)的曲線。
圖6是表示本發(fā)明第2實施方式的高次諧波處理電路的圖。
圖7是表示使用了圖6的高次諧波處理電路的F級放大電路的圖。
圖8是表示圖6的高次諧波處理電路的負(fù)載阻抗特性的曲線。圖9是表示使用了圖6的高次諧波處理電路的放大電路的特性的曲線。
在圖中縱軸表示漏極電流端子中的電流特性(mA)以及電壓特性(V)。
圖IO是表示圖9所示的F級動作中的輸出電壓(dBm)和附加功率效率 即PAE (%)的曲線。
圖11 (a)和圖11 (b)是理想的F級以及逆F級放大器中的晶體管內(nèi)的 電流波形以及電壓波形的概略圖，圖11 (c)是說明獲取晶體管中的電流以及 電壓的方法的說明圖。
圖12是表示將具有基波的1/4波長的長度的分布常數(shù)線路的終端短路或 者開路時的基波、2倍波、3倍波的駐波的情況的說明圖，圖12 (a)是分布 常數(shù)線路的終端短路的情況，圖12 (b)是終端開路的情況。
圖13是表示在圖12 (a)以及圖12 (b)所示的各個線路的輸入端中的 阻抗頻率特性的曲線。
圖14是表示以往的F級放大器用高次諧波處理電路(僅高次諧波處理部 分)的電路圖。
圖15是耦合分布常數(shù)線路的概略圖。
圖16是表示圖15所示的耦合分布常數(shù)線路的通過特性的曲線。 圖17是表示輸出側(cè)通過50Q的負(fù)載電阻被終端的耦合分布常數(shù)線路的電 路圖。
圖18是表示圖17所示的耦合分布常數(shù)線路的輸入阻抗頻率特性的曲線。 圖19是表示逆F級(圖a)以及F級(圖b)放大器用高次諧波處理電 路的結(jié)構(gòu)的圖。
圖20是表示在圖19所示的電路的輸出上連接了 50Q的負(fù)載電阻時的輸 入阻抗頻率特性的曲線。
圖21是表示晶體管的直流電流電壓特性的曲線。
圖22是表示圖1所示的負(fù)載電路的負(fù)載阻抗的實測值的曲線。
圖23是表示在圖22所示的實驗例中使用的負(fù)載電路的概略結(jié)構(gòu)的斜視圖。
圖24是沿圖23的X-X線的主要部分的放大截面圖。 標(biāo)號說明
CT耦合分布常數(shù)線路 CrC2隔直用電容器TX/2形成用的分布常數(shù)線路
Tm m次高次諧波處理用的終端開路分布常數(shù)線路(其中m是3以上的 奇數(shù))
T*基波電抗調(diào)整用的終端開路分布常數(shù)線路 TirTi2輸入匹配用的分布常數(shù)線路 Ro負(fù)載電阻
S放大器(放大用晶體管) Vg.Vdd電源電壓
具體實施例方式
(第l實施方式的結(jié)構(gòu)逆F級)
參照圖1~圖5說明本發(fā)明第1實施方式的高次諧波處理電路(負(fù)載電路)。 首先，基于圖l說明該負(fù)載電路的結(jié)構(gòu)。該負(fù)載電路連接在放大用晶體管(后 述)的輸出端子和負(fù)載電阻Ro之間。該負(fù)載電路包括耦合分布常數(shù)線路CT、 入/2形成用的分布常數(shù)線路T、多個終端開路分布常數(shù)線路T3 Tn、電抗補償 用終端開路分布常數(shù)線路TM乍為主要結(jié)構(gòu)。
耦合分布常數(shù)線路CT的輸入端子c與放大用晶體管的輸出端子連接。 耦合分布常數(shù)線路CT的長度具有放大用晶體管的輸出中的基波的波長(X ) 的1/4的長度。具體地說，在該實施方式中的耦合分布常數(shù)線路CT由兩條平 行的分布常數(shù)線路CI以及CT2構(gòu)成，各自的分布常數(shù)線路具有入/4的長度。
子b串聯(lián)連接。分布常數(shù)線路T的輸出側(cè)與負(fù)載電阻Ro(在該例子中為50Q) 串聯(lián)連接。分布常數(shù)線路T的長度被設(shè)為與耦合分布常數(shù)線路CT相同(即 X/4)。由此，將耦合分布常數(shù)線路CT和分布常數(shù)線路T相加的長度成為X/2。
多個終端開路分布常數(shù)線路T3 Tn (在圖中到T7為止)相互并聯(lián)地與分 布常數(shù)線路T的輸出端子a連接。這里，n是l以外的正奇數(shù)。這些終端開 路分布常數(shù)線路T3 Tn ( —般用Tm表示)的各自的線路長度L被設(shè)為，
1^入/(4m)(其中，m=3, 5， 7，…，n)。
并且，在本實施方式中，多個終端開路分布常數(shù)線路T3~Tn并非都連續(xù) 設(shè)置。即，在本實施方式中，在"具有與由m=pk (其中，p和k是l以外的 正奇數(shù))表示的m對應(yīng)的線路長度的終端開路分布常數(shù)線路T3 Tn"中，省略了其中一個或者全部的配置。這里，"省略"意味著沒有設(shè)置。例如，作為
p二3且1^3的情況，可以省略T9。此外，k意味著實際被設(shè)置的Tk中的k。
因此，在設(shè)置了T3時，若設(shè)卩=3，則意味著省略丁9。 p只要滿足上述條件，
就能夠任意設(shè)定。關(guān)于該省略，在所述專利文獻2中也表示了同樣的想法。 但是，在本實施方式中，與專利文獻2的技術(shù)的區(qū)別在于，基本上能夠全部 除去對于偶數(shù)次高次諧波的線路。另外，原理上能夠省略的終端開路分布常 數(shù)線路(例如上述的丁9的線路)在實際中可以設(shè)置。即，能夠省略的線路不 一定要在實際中省略。
在該例子中，在放大用晶體管S的輸出端子上連接了耦合分布常數(shù)線路CT 的輸入端子c。此外，在信號輸入端子IN之后連接了隔直用的耦合電容器C,。 并且，晶體管S中被提供了電源電壓Vg和Vdd。此外，圖2中標(biāo)號Tn和Ti2 表示輸入匹配用的分布常數(shù)線路。 (第1實施方式的動作)
下面，說明本實施方式的負(fù)載電路的動作(逆F級動作)。
首先，在相對基波具有X/4的長度的耦合分布常數(shù)線路CT中，在兩終端 開路時，在輸入輸出的兩個連接部分中得到駐波，使得對于偶數(shù)次高次諧波 為開路狀態(tài)，對于奇數(shù)次高次諧波為短路狀態(tài)。這時，在兩線路內(nèi)的駐波分 布相同的偶數(shù)次高次諧波中，由于在線3各之間沒有電位差因而不會產(chǎn)生耦合。 因此，從輸入看來是成為簡單的X/4的終端開路分布常數(shù)線路，而在從晶體管 輸出端子側(cè)看向負(fù)載側(cè)時，對于偶數(shù)次高次諧波實質(zhì)上成為無限大的負(fù)載阻 抗。這里，"實質(zhì)性"意味著"在電路的動作所需的程度上"。以后也是同樣。
另 一方面，在兩線路內(nèi)的駐波分布反相的奇數(shù)次高次諧波中產(chǎn)生強耦合， 并根據(jù)線路的特性阻抗從輸入被傳輸?shù)捷敵?。這時，該耦合分布常數(shù)線路CT 作為相對基波具有入/4的長度的一個分布常數(shù)線路來動作。
與耦合分布常數(shù)線路CT的輸出側(cè)連接的、相對基波具有X/4的長度的分 布常數(shù)線路T，可以將其與耦合分布常數(shù)線路CT 一并作為具有入/2的長度的 分布常數(shù)線路來考慮。這時，通過與分布常數(shù)線路T的輸出側(cè)連接的、相對 各個奇數(shù)次高次諧波的波長人具有X/4的長度的多個終端開路分布常數(shù)線路 T3 Tn，在分布常數(shù)線路T的輸出點，對于奇數(shù)次高次諧波成為短路狀態(tài)。因 此，在從晶體管輸出端子側(cè)看向負(fù)載側(cè)時，對于奇數(shù)次高次諧波實質(zhì)上成為
ii零的負(fù)載阻抗。另外，在后面敘述有關(guān)本實施方式的電路的詳細的動作。
在本實施方式的電路中，可通過耦合分布常數(shù)線路CT來處理偶數(shù)次高 次諧波，因此不必為處理偶數(shù)次高次諧波而設(shè)置單獨的短截線。因此，根據(jù)
該電路，可將用于逆F級動作的高次諧波處理電路小型化。
在本實施方式的電路中，通過設(shè)置用于處理m次的高次諧波(但m是1 以外的正奇數(shù))的終端開路分布常數(shù)線路Tm,可以處理該m次的高次諧波。 因此，根據(jù)該電路，關(guān)于作為高效率功率放大器的逆F級放大器，能夠提供 原理上可實現(xiàn)無限次的高次諧波處理的高次諧波處理電路。但是，理所當(dāng)然 的是，實際上只要設(shè)置直到與需要處理的次數(shù)對應(yīng)的終端開路分布常數(shù)線路
Tm即可。即，實際上將終端開路分布常數(shù)線路Tm設(shè)置到幾個，是通過高次
諧波處理需要到哪一次數(shù)為止來決定。根據(jù)本實施方式的電路，具有就算需 要處理的次數(shù)變高，原理上也可應(yīng)對的優(yōu)點。
此外，根據(jù)該電路，不需要使用上述的專利文獻3所記載的那樣的電抗 電路網(wǎng)，因此能夠提供可在微波頻帶或毫米波頻帶那樣的高頻區(qū)域中動作的 逆F級放大器用的高次諧波處理電路。
此外，通過在分布常數(shù)線路T的輸出側(cè)連接電抗補償用的終端開路分布 常數(shù)線路T*，能夠調(diào)整對于基波(例如1.9GHz)的負(fù)載阻抗的電抗分量而 不對高次諧波的特性產(chǎn)生影響。此外，通過將耦合分布常數(shù)線路CT以及分 布常數(shù)線路T的特性阻抗也一并調(diào)整，可實現(xiàn)負(fù)載阻抗的最佳化。即，根據(jù) 該電路，能夠提供不破壞對于全部高次諧波的負(fù)載阻抗條件就能夠調(diào)整對于 基波的負(fù)載阻抗的逆F級放大器用的高次諧波處理電路。
圖3表示本實施方式的負(fù)載電路的負(fù)載阻抗特性。負(fù)載阻抗對于偶數(shù)次 高次諧波變得非常大(即，實質(zhì)上成為無限大)，對于奇數(shù)次高次諧波成為零。 因此，根據(jù)本實施方式的電路，可進行逆F級的放大動作。圖3所示的特性 是通過計算來求，其條件如下。 (計算條件) "禺合分布常數(shù)線路CT 平衡模式特性阻抗252Q 不平衡模式特性阻抗32Q ,分布常數(shù)線路T 特性阻抗30Q，奇數(shù)次高次諧波處理用-終端開路分布常數(shù)線路
特性阻抗50Q ,基波電抗調(diào)整用-終端開路分布常數(shù)線路
特性阻抗50Q
電長度(相對基波)120° ，負(fù)載電阻50Q
將本實施方式的負(fù)載電阻應(yīng)用到了下述條件的放大用晶體管S。條件如
下
々包和漏才及電流60mA， 閾j直電壓一0.9V， 電源電壓3.4V， 最大振蕩頻率fmax: 70GHz,
結(jié)構(gòu)異質(zhì)結(jié)FET
通過i皆波平4軒才莫擬器(harmonic balance simulator)來計算這時的漏才及電 流端子中的電壓和電流特性。圖4表示其結(jié)果。瞬時電壓和瞬時電流的重疊 幾乎消失，實現(xiàn)與理想的逆F級動作相近的動作。圖5表示這時的附加功率 效率(Power-added E伍ciency， PAE )。從該圖可知，PAE超過卯％。另夕卜，在
該圖中，P。ut表示在負(fù)載電阻中所得到的輸出功率。
在第1實施方式中，由上述的動作說明可知，耦合分布常數(shù)線路CT構(gòu) 成將對于偶數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地調(diào)整為無限大的第1阻抗調(diào)整 單元。
此外，在第1實施方式中，X/2形成用的分布常數(shù)線路T和多個終端開路 分布常數(shù)線路Tm構(gòu)成將對于奇數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地調(diào)整為零 的第2阻抗調(diào)整單元。另外，由上述的動作說明可知，構(gòu)成第1阻抗調(diào)整單 元的耦合分布常數(shù)線路CT也對發(fā)揮將對于奇數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì) 性地調(diào)整為零的功能起作用。因此，在本實施方式中，通過第1阻抗調(diào)整單 元和第2阻抗調(diào)整單元調(diào)整奇數(shù)次高次諧波。 (第2實施方式的結(jié)構(gòu)F級)
接著，參照圖6 圖10說明本發(fā)明第2實施方式的高次諧波處理電路(負(fù) 載電路)。在本實施方式的說明中，對于與上述的第1實施方式中的結(jié)構(gòu)要素 基本通用的要素使用相同的標(biāo)號從而簡化說明。
13首先，基于圖6說明該負(fù)載電路的結(jié)構(gòu)。該負(fù)載電路連接在放大用晶體
管(后述)的輸出端子和負(fù)載電阻R^之間。該負(fù)載電路中作為主要的結(jié)構(gòu)包
括耦合分布常數(shù)線路CT、多個終端開路分布常數(shù)線路T3 Tn、電抗補償用終
端開路分布常數(shù)線路T*。
耦合分布常數(shù)線路CT的輸入端子c與放大用晶體管的輸出端子連接。 耦合分布常數(shù)線路CT的長度具有放大用晶體管的輸出中的基波的波長(入) 的1/4的長度。該結(jié)構(gòu)與第1實施方式相同。但是，在第2實施方式中，構(gòu) 成耦合分布常數(shù)線路CT的分布常數(shù)線路CTt以及CT2分別被終端短路(參 照圖6)。
多個終端開路分布常數(shù)線路T3 Tn (在圖中到T7為止)相互并聯(lián)地與耦 合分布常數(shù)線路CT的輸出端子d連接。這里，n是l以外的正奇數(shù)。這些終 端開路分布常數(shù)線路T3 Tn ( —般用Tm表示)的各自的線路長度L被設(shè)為，
L二X/(4m)(其中，m=3， 5， 7，…，n )。
并且，在本實施方式中，多個終端開路分布常數(shù)線路T3 Tn并非都連續(xù) 設(shè)置。即，在本實施方式中，在"具有與由m=pk (其中，p和k是l以外的 正奇數(shù))表示的m對應(yīng)的線路長度的終端開路分布常數(shù)線路T3 Tn"中，省 略了其中一個或者全部的配置。這里，"省略"意味著沒有設(shè)置。例如，作為 p二3且1^3的情況，可以省略TV此外，k意味著實際被設(shè)置的Tk中的k。 因此，在設(shè)置了T3時，若設(shè)？=3,則意味著省略T9。 p只要滿足上述條件， 就能夠任意設(shè)定。關(guān)于該省略，在所述專利文獻2中也表示了同樣的想法。 但是，在本實施方式中，與專利文獻2的技術(shù)的區(qū)別在于，基本上能夠全部 除去對于偶數(shù)次高次諧波的線路。另外，原理上能夠省略的終端開路分布常 數(shù)線路(例如上述的丁9的線路)在實際中可以設(shè)置。即，能夠省略的線路不 一定要在實際中省略。
在該例子中，在放大用晶體管S的輸出端子上連接了耦合分布常數(shù)線路CT 的輸入端子c。此外，在信號輸入端子IN之后連接了隔直用的耦合電容器C,。 并且，在耦合分布常數(shù)線路CT中的輸入側(cè)的分布常數(shù)線路CT,的終端側(cè)連 接了隔直用的耦合電容器C2。此外，晶體管S中被提供了電源電壓Vg和Vdd。 此外，圖7中標(biāo)號Tn和Ti2表示輸入匹配用的分布常數(shù)線路。 (第2實施方式的動作)下面，說明本實施方式的負(fù)載電路的動作(F級動作)。
首先，在相對基波具有X/4的長度的耦合分布常數(shù)線路CT中，在兩終端 短路時，在輸入輸出的兩個連接部分中得到駐波，使得對于偶數(shù)次高次諧波 為短路狀態(tài)，對于奇數(shù)次高次諧波為開路狀態(tài)。這時，在兩線路內(nèi)的駐波分 布相同的偶數(shù)次高次諧波中，由于在線路之間沒有電位差因而不會產(chǎn)生耦合。 因此，從輸入看來是成為簡單的入/4的終端短路分布常數(shù)線路，而在從晶體管 輸出端子側(cè)看向負(fù)載側(cè)時，對于偶數(shù)次高次諧波實質(zhì)上成為零的負(fù)載阻抗。
另 一方面，在兩線路內(nèi)的駐波分布反相的奇數(shù)次高次諧波中產(chǎn)生強耦合， 并根據(jù)線路的特性阻抗從輸入被傳輸?shù)捷敵?。這時，該耦合分布常數(shù)線路CT 與相對基波具有人/4的長度的分布常數(shù)線路進行同樣的動作。
這時，通過與耦合分布常數(shù)線路CT的輸出側(cè)連接的、相對各個奇數(shù)次 高次諧波的波長入具有入/4的長度的多個終端開路分布常數(shù)線路T3 Tn，在耦 合分布常數(shù)線路CT的輸出點，對于奇數(shù)次高次諧波成為短路狀態(tài)。因此， 在從晶體管輸出端子側(cè)看向負(fù)載側(cè)時，對于奇數(shù)次高次諧波實質(zhì)上成為無限 大的負(fù)載阻抗。
在本實施方式的電路中，可通過耦合分布常數(shù)線路CT來處理偶數(shù)次高 次諧波，因此不必為處理偶數(shù)次高次諧波而設(shè)置單獨的短截線。因此，根據(jù) 該電路，可將用于F級動作的高次諧波處理電路小型化。
在本實施方式的電路中，通過設(shè)置用于處理m次的高次諧波(但m是1 以外的正奇數(shù))的終端開路分布常數(shù)線路Tm，可以處理該m次的高次諧波。 因此，根據(jù)該電路，關(guān)于作為高效率功率放大器的F級放大器，能夠提供原 理上可實現(xiàn)無限次的高次諧波處理的高頻處理電路。但是，理所當(dāng)然的是， 實際上只要設(shè)置直到與需要處理的次數(shù)對應(yīng)的終端開路分布常數(shù)線路Tm即 可。即，實際上將終端開路分布常數(shù)線路Tm設(shè)置到幾個，是通過高次諧波處 理需要到哪一次數(shù)為止來決定。根據(jù)本實施方式的電路，具有就算需要處理 的次數(shù)變高，原理上也可應(yīng)對的優(yōu)點。
此外，通過在分布常數(shù)線路T的輸出側(cè)連接電抗補償用終端開路分布常 數(shù)線路T*，能夠調(diào)整對于基波(例如1.9GHz)的負(fù)載阻抗的電抗分量而不 對高次諧波的特性產(chǎn)生影響。此外，通過將耦合分布常數(shù)線路CT以及分布 常數(shù)線路T的特性阻抗也一并調(diào)整，可實現(xiàn)負(fù)載阻抗的最佳化。
圖8表示本實施方式的負(fù)載電路的負(fù)載阻抗特性。負(fù)載阻抗對于奇數(shù)次高次諧波變得非常大，對于偶數(shù)次高次諧波成為零。因此，根據(jù)本實施方式 的電路，可進行F級的動作。
圖8所示的特性是通過計算來求，其條件如下。
(計算條件)
"禺合分布常數(shù)線路CT
平衡模式特性阻抗252。
不平衡模式特性阻抗53Q *奇數(shù)次高次諧波處理用-終端開路分布常數(shù)線路
特性阻抗50Q 基波電抗調(diào)整用-終端開路分布常數(shù)線路
特性阻抗50Q
電長度(相對基波)153° *負(fù)載電阻50Q
將本實施方式的負(fù)載電路應(yīng)用到了下述條件的放大用晶體管S。條件如
下
々包和漏才及電流60mA， 閾值電壓-0.9V, 電源電壓3.4V，
最大振蕩頻率fmax: 70GHz，
結(jié)構(gòu)異質(zhì)結(jié)FET
通過諧波平衡模擬器來計算這時的漏極電流端子中的電壓和電流特性。 圖9表示其結(jié)果。瞬時電壓和瞬時電流的重疊幾乎消失，實現(xiàn)與理想的F級 動作相近的動作。圖10表示這時的附加功率效率(Power-added Efficiency, PAE)。從該圖可知，PAE超過90。/。。另外，在該圖中，P。ut表示在負(fù)載電阻 中所得到的輸出功率。
在第2實施方式中，由上述的動作說明可知，耦合分布常數(shù)線路CT構(gòu) 成將對于偶數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地調(diào)整為零的第1阻抗調(diào)整單 元。
此外，在第2實施方式中，多個終端開路分布常數(shù)線路Tm構(gòu)成第2阻抗 調(diào)整單元。在本實施方式中，如前所述，第1阻抗調(diào)整單元和第2阻抗調(diào)整 單元發(fā)揮將對于奇數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地調(diào)整為無限大的功能。另外，所述各個實施方式的記載只不過是一例，并非表示本發(fā)明所必需 的結(jié)構(gòu)。各個部分的結(jié)構(gòu)只要是能夠達成本發(fā)明的宗旨，則不限于上述結(jié)構(gòu)。 例如，在所述各個實施方式中，作為放大器使用了晶體管，但也可以代替它 而使用負(fù)電阻的兩端子放大元件。作為這樣的元件的例子，有碰撞雪崩渡越
時間二極管(IMPATT diode )、耿式二極管(Gunn diode )、共振隧道二極管 (tunnel diode)等。在所述的各個實施方式中，作為放大器的一例，使用單 一的放大元件(例如晶體管或負(fù)電阻兩端子放大元件)，但認(rèn)為也可以使用由 電路構(gòu)成的放大器。
此外，在所述的各個實施方式中，是設(shè)置補償電抗分量的補償用分布常 數(shù)線路丁*的結(jié)構(gòu)，但也可以代替它而設(shè)置補償放大器S的輸出端子c中的基 波的電抗分量的電抗元件(未圖示)。
另外，本發(fā)明的裝置不限于上述的各個實施方式，在不脫離本發(fā)明的宗 旨的范圍內(nèi)可施加各種各樣的變更。 (動作原理的補充說明)
下面，補充說明所述的各個實施方式的電路的動作原理。 (F級放大器以及逆F級放大器的動作原理)
在功率放大器之一的F級放大器中，通過適當(dāng)?shù)靥幚?倍、3倍、...的 頻率的高次諧波來調(diào)整晶體管(放大器)內(nèi)的電流和電壓波形，并實現(xiàn)高效 率動作。具體地說，通過將偶數(shù)次高次諧波成為短路、奇數(shù)次高次諧波成為 開路的負(fù)載連接到放大用晶體管的輸出端子，從而將從晶體管的輸出側(cè)流入 內(nèi)部的電流波形設(shè)為半波整流波形，將晶體管的輸出端子的電壓設(shè)為方形波 形(參照圖lla)。
這時，由于沒有電流波形和電壓波形的重疊因此沒有晶體管內(nèi)的功率消 耗，成為高效率動作。另一方面，在該高次諧波處理中若將短路和開路替換， 則電流波形和電壓波形的關(guān)系會反轉(zhuǎn)，但這時也沒有波形的重疊，同樣實現(xiàn) 高效率化(圖llb)。將使用了該方法的放大器稱為逆F級放大器。哪一方理 想地都能夠?qū)崿F(xiàn)100%的效率(集電極效率、漏極效率)。
敘述通過分布常數(shù)線路實現(xiàn)這樣的高次諧波處理的方法。首先，考慮將 相對基本頻率的波長具有1/4的長度的分布常數(shù)線路的終端(在圖12中為右 側(cè))設(shè)為短路或者開路的情況(參照圖12)。圖12中一并表示了對于基波、 2倍波、3倍波的駐波的樣子。將終端短路的情況下(參照圖12 (a))，對于基波，在輸入端電流駐波為零，電壓駐波為最大，阻抗為無限大。對于2倍 波，相反電壓駐波為零，電流駐波為最大，阻抗為零。在3倍波以上時交替 地重復(fù)這樣的情況。另外，終端開路的情況下(參照圖12 (b))成為與其相
反的特性。圖13表示輸入端上的阻抗頻率特性的計算例。由圖可知，對于2 倍波以上的高次諧波，終端短路(參照圖13 (a))的情況滿足F級的負(fù)載條 件，而終端開路(參照圖13 (b))的情況滿足逆F級的負(fù)載條件。即，只要 能夠只對2倍波以上的高次諧波實現(xiàn)短路或者開路，則原理上能夠?qū)崿F(xiàn)可處 理至任意的高次諧波的F級或者逆F級的放大器。
在現(xiàn)有的F級用高次諧波處理電路(參照圖14 )中，為了在具有Xo/4的 長度的分布常數(shù)線路的圖12的終端部分將各個高次諧波短路，與要處理的高 次諧波的數(shù)量相應(yīng)地連接對于各個高次諧波成為1/4波長的終端開路分布常
數(shù)線路(但一部分可省略)。這里，^是基波的波長，；c是m次高次諧波的
波長。此外，用于取得被輸出的基波的線路也連接到相同的點上。這時，終 端部分的阻抗成為各個阻抗的并聯(lián)合成值。在并聯(lián)電路中，只要任意一個線 路的阻抗為零則合成阻抗就會成為零，因此基于任意的高次諧波短路用分布 常數(shù)線路的、其高次諧波頻率下的短路狀態(tài)不會受其他線路的阻抗值的影響， 而被保持零阻抗。
另一方面，如圖12(b)所示，在逆F級中需要將分布常數(shù)線路的終端 部分設(shè)為開路。但是，在考慮了與上述F級相同的結(jié)構(gòu)的情況下，即使將對 于各個高次諧波成為開路的各個分布常數(shù)線路連接到終端部分，開路阻抗也 會受到其他線路的阻抗的影響，因此無法得到期望的負(fù)載條件。此外，將分 布常數(shù)線路的阻抗串聯(lián)連接在構(gòu)造上是不可能的。因此，為了實現(xiàn)逆F級的 負(fù)載狀態(tài)，需要考慮與上述F級不同的電路結(jié)構(gòu)。
(使用了耦合分布常數(shù)線路的高次諧波處理電路的動作原理)
在所述的各個實施方式的高次諧波處理電路中，導(dǎo)入新的耦合分布常數(shù) 傳輸線路。這是平行靠近的兩個分布常數(shù)線路電耦合的線路，被用于平衡模 式下的傳輸線路以及帶通濾波器等。
圖15表示將其中一個線路的一端設(shè)為輸入，將另一個線路的相反端設(shè)為 輸出時的耦合分布常數(shù)傳輸線路的概略圖。各個線路具有基本波長人o的1/4 的長度。此外，在圖中表示了將各個分布常數(shù)線路的沒有端子的一方(終端) 設(shè)為開路(圖a)或者短路(圖b)的兩個情況。圖16表示圖15所示的耦合分布常數(shù)線路的通過特性的計算例(圖中實
線)。此外，作為比較還一并表示具有基本波長的1/4的長度的分布常數(shù)線路 的計算例(圖中虛線)。根據(jù)圖16a以及b的通過強度特性可知，對于2倍、
4倍.....的偶數(shù)次高次諧波，兩方的耦合分布常數(shù)線路的通過都為零。這
表示在偶數(shù)次高次諧波中不產(chǎn)生耦合，通過在各個終端的全反射而被全部返 回到輸入側(cè)。另一方面，在圖16c以及d的延遲特性中，在關(guān)注包含基波的3
倍、5倍.....的奇數(shù)次高次諧波時，圖16c的情況下，與比較的分布常數(shù)線
路具有相同的相位差，此外，在圖16d的情況下，與比較的分布常數(shù)線路的 值保持180度的延遲。該延遲特性在之后說明的奇數(shù)次高次諧波處理中成為 重要的特性。
下面，圖18表示在圖15所示的線路的輸出被終端為50Q時(參照圖17) 的輸入阻抗頻率特性的計算例。對于偶數(shù)次高次諧波，圖18a的情況下理想 地成為無限大的阻抗值，圖18b的情況下成為零。這是因為僅對于偶數(shù)次高 次諧波可得到與圖12所示的分布常數(shù)線路相同的狀態(tài)的原故。因此，通過利 用該耦合分布常數(shù)線路，可滿足逆F級或者F級的對于偶數(shù)次高次諧波的負(fù) 載條件。
(關(guān)于逆F級中的奇數(shù)次高次諧波處理)
關(guān)于進行奇數(shù)次高次諧波處理的方法，首先敘述逆F級的情況。為了滿 足逆F級的負(fù)載條件，對于偶數(shù)次高次諧波處理，使用圖15a的線路。如前 所述，該線路與對于奇數(shù)次高次諧波具有基本波長的1/4的長度的分布常數(shù) 線路等效。
這里，若考慮將具有基本波長的1/2的長度的分布常數(shù)線路的終端設(shè)為 短路時的特性，則在圖13a中將f。置換為f。/2即可，因此輸入阻抗對于包含 基波的所有高次諧波成為零。
因此，首先在圖15a的耦合分布常數(shù)線路的輸出端子上進一步連接具有 基本波長的1/4的長度的分布常數(shù)線路，設(shè)為對于奇數(shù)次高次諧波等效地具 有基本波長的1/2的長度的分布常數(shù)線路。并且，為了將其終端部分僅對于 各個奇數(shù)次高次諧波設(shè)為短路狀態(tài)，與要處理的高次諧波的數(shù)量相應(yīng)地連接 對于奇數(shù)次高次諧波的各個波長成為1/4波長的終端開路分布常數(shù)線路(但 一部分可省略)(參照圖19a)。由此，在整體線路的輸入阻抗特性中，滿足對 于奇數(shù)次高次諧波為零阻抗的逆F級的負(fù)載條件(參照圖20a)。另外，圖19a
19相當(dāng)于在圖1中挑出高次諧波處理部分的結(jié)構(gòu)。 (關(guān)于F級中的奇數(shù)次高次諧波處理)
下面說明F級的情況。在F級的情況下也與前述同樣地，通過使用圖15b 的線路來進行偶數(shù)次高次諧波處理。
另一方面，在圖16d所示的該耦合分布常數(shù)線路對于奇數(shù)次高次諧波的 特性中，對于具有基本波長的1/4的長度的分布常數(shù)線路的特性，任何奇數(shù) 次高次諧波都具有180度的延遲。180度的電長度相當(dāng)于駐波的周期，因此 在具有180度的整數(shù)倍的相位差偏移的每個分布常數(shù)線路的、在輸入端上的 阻抗特性相互相同。因此，在將圖15b所示的耦合分布常數(shù)線路的輸出端子 設(shè)為短路時的對于奇數(shù)次高次諧波的輸入阻抗，與圖13a同樣，理想地成為 無限大。
因此，為了將其輸出端子僅對于各個奇數(shù)次高次諧波設(shè)為短路狀態(tài)，與 要處理的高次諧波的數(shù)量相應(yīng)地連接成為基本波長的1/4波長的終端開路分 布常數(shù)線路(但一部分可省略)(參照圖19b)。由此，在整體線路的輸入阻 抗特性中，滿足對于奇數(shù)次高次諧波理想地稱為無限大阻抗的F級的負(fù)載條 件(參照圖20b)。另外，圖19b相當(dāng)于在圖6中挑出高次諧波處理部分的結(jié) 構(gòu)。
(與F級放大器的比較中的逆F級放大器的優(yōu)點)
關(guān)于微波功率放大器的高效率化，熟知將偶數(shù)次高次諧波設(shè)為短路，將 奇數(shù)次高次諧波設(shè)為開路的F級放大器，并已告知了如前所述的可處理至任 意次數(shù)為止的、基于分布常數(shù)線路的電路結(jié)構(gòu)(參照圖14)。近年來，提出 了基于前述的逆F級的高次諧波處理的高效率放大器(所述非專利文獻1 )， 并且給出了使用外部調(diào)諧器(tuner)調(diào)整至3次高次諧波為止的驗證實驗的 報告(所述非專利文獻2),以及將幾個終端開路分布常數(shù)線路進行組合后調(diào) 整至3次高次諧波為止的驗證實驗的報告(所述非專利文獻3)。在這些文獻 中，表示了逆F級比F級可得到更高的效率。
具體地說，在圖21所示的晶體管的直流電流電壓特性中，決定上升的斜 率的導(dǎo)通電阻大大地影響著效率。并且，在得到相同的基波輸出時，如圖11 所示那樣由于方形波形和半波整流波形的差異，逆F級的一方電壓振幅變大， 晶體管內(nèi)的直流功率消耗量相比F級變小。由分析表示，導(dǎo)通電阻越大，該 傾向就越顯著。在該逆F級動作中對晶體管施加的電壓增高，因此認(rèn)為適合應(yīng)用到近年
來大力推廣實用化的高耐壓高輸出GaN系統(tǒng)晶體管中，并預(yù)測可實現(xiàn)更加高 輸出且高效率的放大器。 (實驗例)
圖22表示圖1所示的負(fù)載電路的負(fù)載阻抗的實測值。圖3是通過計算得 到的結(jié)果，而圖22是通過實測得到的結(jié)果。由圖22可知，可獲得對于偶數(shù) 次高次諧波為lkQ以上，對于奇數(shù)次高次諧波為十幾Q以下的負(fù)載阻抗特性。 即，通過實測也與圖3所示的例子相同地，能夠確認(rèn)可獲得逆F級的動作所 需的負(fù)載阻抗特性。
該實驗例的實驗條件如下。
(實驗條件)
,線路基板低損耗樹脂基板(基板厚1.2mm、介電常數(shù)^: 3.5、電介 質(zhì)正切tan5: 0.002)
*導(dǎo)體銅(厚度為18微米以上) ,分布常數(shù)線路T:帶(strip)線路(三重線路)
(信號線-接地面間隔0.4mm、 0.8mm (上下非對稱)) ,分布常數(shù)線路CT:寬邊(broadside)耦合線路
(信號線CT,和CT2的間隔0.2mm、信號線CT2和接地面G2的 間隔0.4mm、信號線CT,和接地面G,的間隔0.6mm (上下非對稱)) ,分布常數(shù)線路CT
(線路寬度0.7mm、線路的物理長度20.7mm) *分布常數(shù)線路T
(線路寬度4mm、線路的物理長度20.7mm) 參奇數(shù)次高次諧波處理用-終端開路分布常數(shù)線路
(線路寬度0.6mm、線路的物理長度丁3: 6.4mm、 T5: 3.4mm、 T7:
2.7mm )
*基波電抗調(diào)整用-終端開路分布常數(shù)線路T*
(線路寬度0.6mm、線路的物理長度28.6mm) 爭負(fù)載電阻50Q
圖23和圖24表示在圖22所示的實驗例中使用的負(fù)載電路的概略結(jié)構(gòu)。 該負(fù)載電路中的基本結(jié)構(gòu)與圖l所示的電路相同。但是，如圖23所示，實驗例的電路中的耦合分布常數(shù)線路CT形成為S字狀。由此，在信號線路CT, 和CT2的任意一個中，都可以將左右側(cè)面(寬度方向中的兩端面)的長度(線 路的長度方向中的長度)設(shè)為相同。由此，存在能夠減少耦合分布常數(shù)線路 CT中的特性的偏差的優(yōu)點。
權(quán)利要求
1、一種高次諧波處理電路，該電路連接在放大器的輸出端子和負(fù)載電阻之間，用于處理在所述放大器的輸出端子上呈現(xiàn)的高次諧波，其特征在于，所述高次諧波處理電路包括第1阻抗調(diào)整單元和第2阻抗調(diào)整單元，所述第1阻抗調(diào)整單元包括耦合分布常數(shù)線路，所述耦合分布常數(shù)線路是被輸入所述放大器的輸出的線路，并且具有所述放大器的輸出中的基波的波長(λ)的1/4的長度，并且，所述第1阻抗調(diào)整單元的結(jié)構(gòu)為，將對于偶數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地調(diào)整為無限大或者零中的一個，所述第1阻抗調(diào)整單元和所述第2阻抗調(diào)整單元的結(jié)構(gòu)為，將對于奇數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地調(diào)整為無限大或者零中的另一個。
2、 如權(quán)利要求1所述的高次諧波處理電路，其特征在于，所述第1阻抗調(diào)整單元的結(jié)構(gòu)為，將對于偶數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實 質(zhì)性地調(diào)整為無限大，所述第1阻抗調(diào)整單元和所述第2阻抗調(diào)整單元的結(jié)構(gòu)為，將對于奇數(shù) 次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地調(diào)整為零，并且，所述第2阻抗調(diào)整單元具有與所述耦合分布常數(shù)線路的輸出端子連接，且具有基波的波長(X)的 1/4的長度的人/2形成用的分布常數(shù)線路；以及與所述V2形成用的分布常數(shù)線路的輸出端子相互并聯(lián)連接的多個終端 開路分布常數(shù)線路，所述多個終端開路分布常數(shù)線路分別具有由 L二X/(4m)(其中，X是基波的波長，m是l以外的正奇數(shù)) 表示的線路長度L。
3、 如權(quán)利要求1所述的高次諧波處理電路，其特征在于，所述第1阻抗調(diào)整單元的結(jié)構(gòu)為，將對于偶數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實 質(zhì)性地調(diào)整為零，所述第1阻抗調(diào)整單元和所述第2阻抗調(diào)整單元的結(jié)構(gòu)為，將對于奇數(shù) 次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地調(diào)整為無限大， 并且，所述第2阻抗調(diào)整單元具有與所述耦合分布常數(shù)線路的輸出端子相互并聯(lián)連接的多個終端開路分布 常數(shù)線路，所述多個終端開路分布常數(shù)線路分別具有由!^入/(4m)(其中，入是基波的波長，m是l以外的正奇數(shù)) 表示的線路長度L。
4、 如權(quán)利要求2所述的高次諧波處理電路，其特征在于，還具有 與所述入/2形成用的分布常數(shù)線路的輸出端子連接，并對所述放大器的輸出端子中的基波的電抗分量進行補償?shù)难a償用分布常數(shù)線路。
5、 如權(quán)利要求2所述的高次諧波處理電路，其特征在于，還具有 與所述X/2形成用的分布常數(shù)線路的輸出端子連接，并對所述放大器的輸出端子中的基波的電抗分量進行補償?shù)碾娍乖?br> 6、 一種放大電路，其特征在于，權(quán)利要求1至5的任一項所述的高次諧波處理電路中的所述耦合分布常
7、 如權(quán)利要求6所述的放大電路，其中， 作為所述放大器使用放大用晶體管。
8、 如權(quán)利要求6所述的放大電路，其中， 作為所述放大器使用負(fù)電阻兩端子放大元件。
全文摘要
本發(fā)明提供可實現(xiàn)電路的小型化的高頻處理電路以及使用了它的放大電路。包括第1阻抗調(diào)整單元和第2阻抗調(diào)整單元。第1阻抗調(diào)整單元包括耦合分布常數(shù)線路(CT)。耦合分布常數(shù)線路(CT)是被輸入放大用晶體管(S)的輸出的線路，并且具有所述放大用晶體管(S)的輸出中的基波的波長(λ)的1/4的長度。并且，第1阻抗調(diào)整單元將對于偶數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地調(diào)整為無限大或者零中的一個。第1阻抗調(diào)整單元和第2阻抗調(diào)整單元將對于奇數(shù)次高次諧波的輸入阻抗實質(zhì)性地調(diào)整為無限大或者零中的另一個。
文檔編號H01P5/02GK101517892SQ200780035811
公開日2009年8月26日 申請日期2007年8月1日 優(yōu)先權(quán)日2006年8月8日
發(fā)明者本城和彥, 石川亮 申請人:國立大學(xué)法人電氣通信大學(xué)