專利名稱：高頻部件以及用于它的高頻電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及高頻部件、以及構(gòu)成它的高頻電路，上述高頻部 件具有在發(fā)送 接收不同頻率的信號的無線通信系統(tǒng)中，與天線 開關(guān)模塊一起使用的高頻放大器。
背景技術(shù)：
在便攜式無線系統(tǒng)中，主要有例如盛行于歐洲的EGSM
(Extended Global System for Mobile Communications) 方式 以及DCS (Digital Cellular System)方式，盛行于美國的 PCS (Personal Communication Service)方式，日本所采用的PDC
(Personal Digital Cellular)方式等。作為與多個系統(tǒng)相對 應(yīng)的小型高頻部件，例如有，與EGSM和DCS這2個系統(tǒng)相對應(yīng) 的高頻開關(guān)模塊，或與EGSM、 DCS以及PCS這3個系統(tǒng)相對應(yīng)的 高頻開關(guān)模塊等。另外，利用以IEEE802.il標準為代表的無線 LAN進行數(shù)據(jù)通信現(xiàn)在也被廣泛應(yīng)用。無線LAN的標準中包括頻 帶等不同的多種標準，在使用了無線LAN的多波段通信裝置中也 使用了各種高頻電路。在便攜式電話機的發(fā)送側(cè)，為了輸出功率 較大的信號，使用數(shù)W左右的高功率放大器(高頻放大器)。為 了實現(xiàn)便攜式電話機等的小型化和低耗電，要求消耗DC功率的 大部分的高功率放大器具有高的DC-RF功率轉(zhuǎn)換效率(也稱為功 率附加效率)，并且小型化。另外，在組合了在便攜式電話機等 的便攜式通信設(shè)備中所使用的天線開關(guān)模塊和高功率放大器的 高頻部件中，為了阻抗匹配而在高頻電路中設(shè)置了輸出匹配電路， 所以，為實現(xiàn)小型化，不僅高功率放大器，天線開關(guān)模塊、輸出 匹配電路等也需要小型化。
雖然輸出匹配電路是通過在傳送線路上連接多個電容器而
6構(gòu)成的，但是在特開2004-147166號中記載的輸出匹配電路中， 傳送線路是在層疊體的表層上以直線形設(shè)置的，以使在高頻放大 器模塊和高頻開關(guān)模塊一體化之后，能對阻抗匹配進行微調(diào)。為 確保充分的阻抗，就需要傳送線路足夠長，所以，特開 2004-147166中記載的輸出匹配電路不適宜于小型化。另外，長 的傳送線路還會加大導(dǎo)體損耗、阻礙高性能化。
由于從高頻放大器輸出并通過輸出匹配電路的高頻功率含 有高次諧波，所以有必要通過濾波電路等除去高次諧波。但是， 通過濾波電路，高次諧波的衰減并不一定充分，所以，若要增大 衰減量，就會導(dǎo)致濾波電路的復(fù)雜化、大型化。這樣，高次諧波 的抑制和高頻電路的小型化難以兼顧。
在便攜式電話系統(tǒng)中，為了避免與周圍的便攜式電話機串 線、并穩(wěn)定地維持通話質(zhì)量，從基站向便攜式電話發(fā)送控制信號 (功率控制信號)，以使發(fā)射輸出達到相互通信所需的最小限度 功率。通過根據(jù)控制信號進行工作的APC (Automatic Power Control)電路，用高頻放大器控制柵極電壓，以使發(fā)送輸出達到 通話所需的輸出。該控制是通過對從高頻放大器輸出的功率檢測 信號和來自基站的功率控制信號進行比較來進行的。高頻放大器 的輸出，是通過例如安裝在該輸出端子的耦合器檢測的。但是， 由于以往的耦合器是與輸出匹配電路等被分別安裝在印刷基板 上，所以安裝面積大，妨礙了便攜式通信機的小型化。
特開2003-324326號提出了將高頻放大器、輸出匹配電路以 及耦合器在一個基板上一體形成的高頻放大裝置。但是，若將輸 出匹配電路以及耦合器形成在一個基板上，未必可以充分實現(xiàn)高 頻部件的小型化。 一般地，耦合器的主線路以及副線路的長度為 使用頻率的波長的大約1/4，但是便攜式電話機等主要使用的頻 帶的1/4波長大約為15 100rnrn，因此，在特開2003-324326中 記載的平面構(gòu)造中，不能實現(xiàn)10mm角以下和小型的高頻部件。 另外，為了實現(xiàn)小型化，在基板上將耦合器的主線路和副線路靠 近的話可能會引起短路，所以，降低主線路和副線路的間隔是有限度的。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是提供一種具有輸出匹配電路的、小型 且性能高的高頻部件。
本發(fā)明的另一個目的是提供構(gòu)成該高頻部件的高頻電路。 本發(fā)明的第l高頻部件，其在層疊多個電介質(zhì)層形成的多層 基板上，構(gòu)成具有高頻放大器和接受上述高頻放大器輸出的高頻 功率的輸出匹配電路的高頻電路，上述輸出匹配電路具有從上述 高頻放大器側(cè)向輸出端子側(cè)傳遞上述高頻功率的第1傳送線路， 并且，上述第1傳送線路的至少一部分是通過在層疊方向上串聯(lián) 方式連接經(jīng)由多個電介質(zhì)層所形成的多個導(dǎo)電體圖案而形成的。 由于具有該結(jié)構(gòu)，可以縮小每一個電介質(zhì)層的導(dǎo)電體圖案，因此， 可以實現(xiàn)高頻部件的小型化。
上述多個導(dǎo)電體圖案優(yōu)選連接成以層疊方向為中心軸的螺 旋狀。由此，即使是在有限的空間內(nèi)也可以得到高阻抗、更進一 步實現(xiàn)高頻部件的小型化。
上述多個導(dǎo)電體圖案由貫通電極連接，優(yōu)選在上述多個導(dǎo)電 體圖案之中，在相鄰的電介質(zhì)層上所形成的導(dǎo)電體圖案彼此間僅 在由上述貫通電極所連接的部分沿層疊方向?qū)χ谩Ｓ捎诰哂性摻Y(jié) 構(gòu)，在相鄰的電介質(zhì)層上形成的導(dǎo)電體圖案彼此間的耦合度減 少，即使傳送線路短也可以獲得所希望的阻抗，因此，可以實現(xiàn) 高頻部件的小型化以及低損耗。本發(fā)明的一實施方式中，上述第 1傳送線路之中由經(jīng)由多個電介質(zhì)層而形成的多個導(dǎo)電體圖案構(gòu) 成的部分，具有上述高頻放大器側(cè)的第1端和上述輸出端子側(cè)的
第2端，上述第1端通過貫通電極與上述高頻放大器連接，上述 第2端位于比上述第1端更靠近上述高頻放大器的層疊方向位置 上。
在本發(fā)明的另外的實施方式中，上述第1傳送線路之中由經(jīng) 由多個電介質(zhì)層而形成的多個導(dǎo)電體圖案構(gòu)成的部分，具有上述高頻放大器側(cè)的第1端和上述輸出端子側(cè)的第2端，上述第1端 通過貫通電極與上述高頻放大器連接，上述第2端位于比上述第 1端更遠離上述高頻放大器的層疊方向位置上。
優(yōu)選接地電極配置在與上述第l傳送線路的第2端相比更靠
近第1端的層疊方向位置上。由于具有該結(jié)構(gòu)，可以從第l端直
到第2端增大第1傳送線路的阻抗，適合從低阻抗增加到高阻抗 來獲得匹配的情況。另外，因為多個導(dǎo)電體圖案通過貫通電極連 接，所以，第1傳送線路的特性阻抗從第1端到第2端階段性地 變化。特性阻抗的變化也可以通過越是輸入側(cè)越加寬第1傳送線 路的寬度來得到。
因為第1傳送線路的特性阻抗變化承擔阻抗匹配的一部分， 所以，所以可以縮短第1傳送線路，實現(xiàn)使用了輸出匹配電路的 高頻電路的小型化。另外，由于第l傳送線路變短，所以也降低 了損耗。第1傳送線路的特性阻抗不包含以分支狀與第1傳送線 路連接的其他電路元件的阻抗。
在本發(fā)明的一實施方式中，優(yōu)選在至少一部分的相鄰的電介 質(zhì)層中，在靠近上述接地電極的電介質(zhì)層上形成的導(dǎo)電體圖案， 比在遠離上述接地電極的電介質(zhì)層上形成的導(dǎo)電體圖案更寬。由 于具有該結(jié)構(gòu)，第l傳送線路的阻抗為第2端大于第l端，阻抗 的調(diào)整變得容易。
在本發(fā)明的另外的實施方式中，在上述第1傳送線路的與第 1端相比更靠近第2端的層疊方向位置上配置了接地電極。由于 具有該結(jié)構(gòu)，第1傳送線路的阻抗為第2端小于第1端，適合從 高阻抗降低到低阻抗來獲得匹配的情況。同樣的效果也可以通過 沿著輸出側(cè)的方向加寬第1傳送線路的寬度得到。如果靠近上述 接地電極的導(dǎo)電體圖案比遠離上述接地電極的導(dǎo)電體圖案寬，則 第1傳送線路的第1端側(cè)的阻抗會更加大于第2端側(cè)的阻抗。
本發(fā)明的第2高頻部件的特征在于在層疊多個電介質(zhì)層形 成的多層基板上，構(gòu)成具有高頻放大器和接受從上述高頻放大器 輸出的高頻功率的輸出匹配電路的高頻電路，上述輸出匹配電路具有從上述高頻放大器側(cè)向輸出端子側(cè)傳遞上述高頻功率的第 1傳送線路；和由對上述高頻功率進行檢測的主線路以及副線路 構(gòu)成的耦合器，上述主線路由上述第1傳送線路的至少一部分形 成，上述主線路以及副線路形成于上述多層基板內(nèi)。由于具有該 結(jié)構(gòu)，可以實現(xiàn)具有耦合器的高頻部件的小型化。
在本發(fā)明的一實施方式中，上述主線路的電極圖案的至少一 部分和上述副線路的電極圖案的至少一部分在上述電介質(zhì)層上 對置配置。在本發(fā)明的另外的實施方式中，上述主線路的電極圖 案的至少一部分和上述副線路的電極圖案的至少一部分，通過上 述電介質(zhì)層沿層疊方向?qū)χ门渲谩?br> 上述副線路的電極圖案的至少一部分的寬度比上述主線路 的電極圖案的至少一部分的寬度窄，優(yōu)選從上面看時，上述副線 路的電極圖案的至少一部分位于上述主線路的電極圖案的至少 一部分的寬度的內(nèi)側(cè)。由于具有該結(jié)構(gòu)，通過錯開電極圖案的位 置，可以抑制主線路和副線路的耦合狀態(tài)的變動。
上述副線路的一端，優(yōu)選以電阻和與其并聯(lián)連接的電容器作 為終端。優(yōu)選傳送線路串聯(lián)連接上述電容器。該結(jié)構(gòu)可以縮短主 線路以及副線路所需的線路長度，適合小型化。
本發(fā)明的第3高頻部件，其在層疊多個電介質(zhì)層而形成的多 層基板上，構(gòu)成具有高頻放大器和接受從上述高頻放大器輸出的 高頻功率的輸出匹配電路的高頻電路，上述輸出匹配電路具有 從上述高頻放大器側(cè)向輸出端子側(cè)傳遞上述高頻功率的第l傳送 線路；和以分支狀連接上述第1傳送線路的至少一個諧振電路， 上述第l傳送線路的至少一部分是由在上述多層基板內(nèi)的電介質(zhì) 層上形成的導(dǎo)電體圖案所形成的。通過諧振電路的連接，可以賦 予輸出匹配電路相當于諧振頻率的頻帶的衰減功能。即，可以通 過諧振電路來調(diào)整衰減極。由于不需要為了形成衰減極而增大輸 出匹配電路的第1傳送線路，所以，可以實現(xiàn)高頻部件的小型化。 在上述輸出匹配電路的一個例子中，上述諧振電路是由以分
支狀連接上述第1傳送線路的第1電容器和第2傳送線路構(gòu)成的串聯(lián)諧振電路。從第1傳送線路分支出來的該串聯(lián)諧振電路，具有相當于該諧振頻率的頻帶的衰減功能。由于具有該結(jié)構(gòu)，可以縮短作為輸出匹配電路的主線路的第1傳送線路，有助于實現(xiàn)高頻部件的小型化。
上述輸出匹配電路的其他例子有并聯(lián)諧振電路，其是由串聯(lián)連接上述第1傳送線路的第3傳送線路和并聯(lián)連接在上述第3傳送線路上的第2電容器構(gòu)成的。該并聯(lián)諧振電路可以使相當于其諧振頻率的頻帶衰減。
上述輸出匹配電路還有另外一個例子，即，除了第3傳送線路以及第2電容器之外，還具有第4傳送線路以及第3電容器，上述第4傳送線路的一端連接在上述第3傳送線路的輸出端子側(cè)一端上，上述第4傳送線路的另外一端連接在上述第2電容器的輸出端子側(cè)一端上，上述第3電容器的一端連接在上述第4傳送線路的另一端上，上述第3電容器的另一端接地。由于具有該結(jié)構(gòu)，可以得到更大的衰減。
優(yōu)選調(diào)整上述諧振電路的諧振頻率，以便與上述高頻功率的n倍高次諧波的至少一個頻率幾乎一致，其中，n為2以上的自然數(shù)。如果使諧振電路的衰減極與高頻功率的n倍高次諧波的頻率幾乎一致，則由輸出匹配電路輸出的高頻功率的無用頻帶就會衰減。
根據(jù)第1 第3的實施方式任意一個的高頻部件，具備具有對發(fā)送系統(tǒng)和接收系統(tǒng)的連接進行切換的開關(guān)電路的天線開關(guān)模塊，優(yōu)選在上述輸出匹配電路與上述天線開關(guān)模塊之間獲得阻抗匹配。
本發(fā)明的高頻電路，其具有高頻放大器和接收上述高頻放大器輸出的高頻功率的輸出匹配電路，上述輸出匹配電路具有從上述高頻放大器側(cè)向輸出端子側(cè)傳遞上述高頻功率的第1傳送線路，上述第1傳送線路的至少一部分的特性阻抗從上述高頻放大器側(cè)到上述輸出端子側(cè)進行變化。
本發(fā)明的高頻部件的第l傳送線路的至少一部分是在層疊方
ii向上串聯(lián)連接經(jīng)由多個電介質(zhì)層形成的多個導(dǎo)電體圖案而形成的，所以，可以縮小每一個電介質(zhì)層的導(dǎo)電體圖案，因此可以實現(xiàn)小型化。如果多個導(dǎo)電體圖案是以層疊方向為中心軸的螺旋狀進行連接，即使在有限的空間內(nèi)也可以得到高阻抗，高頻部件被進一步小型化。另外，通過增大從第1傳送線路的輸入端到輸出端的阻抗，從高頻放大器到輸出端子的阻抗匹配變得容易。


是表示根據(jù)本發(fā)明的第1實施方式的高頻電路的等效電路的一個例子的圖。是根據(jù)本發(fā)明的第1實施方式的高頻部件的一個例子的一部分，是表示形成了輸出匹配電路的第1傳送線路用的導(dǎo)電體圖案的電介質(zhì)層的展開圖。表示圖2 (a)所示的第l傳送線路的層疊結(jié)構(gòu)的圖。[圖3 (a)]是根據(jù)本發(fā)明的第1實施方式的高頻部件的另外的例子的
一部分，是表示形成了輸出匹配電路的第1傳送線路用的導(dǎo)電體圖案的電
介質(zhì)層的展開圖。表示圖3 (a)所示的第l傳送線路的層疊結(jié)構(gòu)的圖。[圖4 (a)]是根據(jù)本發(fā)明的第1實施方式的高頻部件的另外的例子的
一部分，表示形成了輸出匹配電路的第1傳送線路用的導(dǎo)電體圖案的電介
質(zhì)層的展開圖。是表示圖4 (a)所示的第l傳送線路的層疊結(jié)構(gòu)的圖。[圖5 (a)]是根據(jù)本發(fā)明的第1實施方式的高頻部件的另外一個例
子的一部分，是表示形成了輸出匹配電路的第1傳送線路用的導(dǎo)電體圖案
的電介質(zhì)層的展開圖。是表示圖5 (a)所示的第l傳送線路的層疊結(jié)構(gòu)的圖。[圖6 (a)]是根據(jù)本發(fā)明的第l實施方式的高頻部件的另外一個例
子的一部分，是表示形成了輸出匹配電路的第1傳送線路用的導(dǎo)電體圖案
的電介質(zhì)層的展開圖。是表示圖6 (a)所示的第l傳送線路的層疊結(jié)構(gòu)的圖。[圖7]是表示根據(jù)本發(fā)明的第1實施方式的高頻部件的展開圖。是表示用于根據(jù)本發(fā)明的第1實施方式的高頻部件的輸出匹
配電路的一個例子的圖。是表示根據(jù)本發(fā)明的第1實施方式的高頻電路的等效電路的一
個例子的圖。是表示搭載在高頻部件的層疊體表面上的裸芯片配置的一個
例子的俯視圖。是表示搭載在高頻部件的層疊體表面上的裸芯片配置的另一個例子的俯視圖。是表示用于根據(jù)本發(fā)明的第1實施方式的高頻部件的輸出匹
配電路的其他例子的圖。是表示用于根據(jù)本發(fā)明的第1實施方式的高頻部件的輸出匹配電路的另一個例子的圖。是表示設(shè)置在高頻部件的背面的端子電極以及保護層的仰視圖。是表示搭載在印刷布線基板上的高頻部件的一個例子的部分截面圖。是表示搭載在印刷布線基板上的高頻部件的另一個例子的部分截面圖。是表示根據(jù)本發(fā)明的第2實施方式的高頻電路的等效電路的一個例子的圖。是根據(jù)本發(fā)明的第2實施方式的高頻部件的一部分，是表示形成了輸出匹配電路的第1傳送線路用導(dǎo)電體圖案的電介質(zhì)層的展開圖。是根據(jù)本發(fā)明的第2實施方式的高頻部件的一部分，是表示輸出匹配電路的第1傳送線路和耦合器的副線路的位置關(guān)系的一個例子的部分截面圖。是根據(jù)本發(fā)明的第2實施方式的高頻部件的一部分，是表示輸出匹配電路的第1傳送線路和耦合器的副線路的位置關(guān)系的其他例子的部分截面圖。是根據(jù)本發(fā)明的第2實施方式的高頻部件的一部分，是表示
13輸出匹配電路的第l傳送線路和耦合器的副線路的位置關(guān)系的另一個例子的部分截面圖。是表示根據(jù)本發(fā)明的第2實施方式的高頻部件中的耦合器的終端結(jié)構(gòu)的一個例子的圖。是表示根據(jù)本發(fā)明的第2實施方式的高頻部件中的耦合器的終端結(jié)構(gòu)的其他例子的圖。是表示根據(jù)本發(fā)明的第2實施方式的高頻部件中的耦合器的終端結(jié)構(gòu)的另一個例子的圖。是對根據(jù)本發(fā)明的第2實施方式的高頻部件，與在印刷基
板上分別安裝了含有輸出匹配電路的功率放大器以及耦合器的以往例子
的插入損耗特性進行比較的曲線圖。是對根據(jù)本發(fā)明的第2實施方式的高頻部件，與獲取了 50
Q的匹配而將輸出匹配電路以及耦合器復(fù)合化的以往的高頻部件的插入
損耗特性進行比較的曲線圖。是表示圖21所示的耦合器的隔離度以及方向性的曲線圖。[圖25]是表示圖22(a)所示的耦合器的隔離度以及方向性的曲線圖。[圖26]是表示圖22(b)所示的耦合器的隔離度以及方向性的曲線圖。[圖27]是表示根據(jù)本發(fā)明的第3實施方式的高頻電路的等效電路的
一個例子的圖。是表示用于根據(jù)本發(fā)明的第3實施方式的高頻電路的輸出匹配電路的其他例子的圖。是表示用于根據(jù)本發(fā)明的第3實施方式的高頻電路的輸出匹配電路的另一個例子的圖。
具體實施例方式
以使用了天線開關(guān)模塊的便攜式電話機為例，參照附圖對本發(fā)明的高頻部件進行以下詳細說明，但是，本發(fā)明不限于此。另外，對各實施方式進行了個別說明的結(jié)構(gòu)，只要沒有特別說明，也可以照樣適用于其他實施方式，所以，兼?zhèn)涓鲗嵤┓绞降囊氐慕Y(jié)構(gòu)也在本發(fā)明范圍之內(nèi)。[l]第1實施方式
在第1實施方式中，輸出匹配電路的主傳送線路(第1傳送線路)的 至少一部分具有將在構(gòu)成多層基板的各電介質(zhì)層上形成的多個導(dǎo)電體圖 案進行層疊的結(jié)構(gòu)。圖1表示根據(jù)本發(fā)明的第1實施方式的高頻電路的等 效電路。此高頻電路具有半導(dǎo)體元件Q1、接受用半導(dǎo)體元件Q1進行了放 大的高頻功率的輸出匹配電路(用虛線圈起的部分)。輸出匹配電路的輸
出端子Po與例如圖9所示的天線開關(guān)模塊的EGSM Tx的發(fā)送端子Tx-LB 連接，所放大的發(fā)送信號被發(fā)送給天線開關(guān)。輸出匹配電路的第l傳送線 路ASL被串聯(lián)配置在半導(dǎo)體元件Ql和輸出端子Po之間，使高頻功率向 輸出端子Po側(cè)傳輸。在第1傳送線路ASL的端部和輸出端子Po之間設(shè) 置了直流截止電容器Cal。 (A)輸出匹配電路
在圖l所示的輸出匹配電路中， 一端接地的多個電容器Cml、 Cm2、 Cm3、 Cm4以分支狀連接在第1傳送線路ASL上，電容器Cml、 Cm2、 Cm3、 Cm4調(diào)整輸出匹配電路的阻抗。電容器數(shù)可以根據(jù)需要進行變更。
本實施方式的高頻部件，在層疊了帶有多個電極的電介質(zhì)層而形成的 多層基板上，構(gòu)成具有輸出匹配電路的高頻電路。電介質(zhì)層可以由陶瓷或 樹脂形成，但是，從小型化以及低成本化的容易程度來考慮的話，優(yōu)選陶 瓷。在用半導(dǎo)體基板構(gòu)成多層基板的情況下，放大元件、輸出匹配電路等 的至少一部分也可以在半導(dǎo)體基板上一體構(gòu)成。
半導(dǎo)體元件配置在多層基板的表面和/或內(nèi)部。在多層基板表面配置半 導(dǎo)體元件的情況下，既可以搭載在多層基板的平坦的表面上，也可以收納 在多層基板的凹部內(nèi)。另外，也可以在多層基板內(nèi)形成構(gòu)成輸出匹配電路 等的傳送線路以及電容器的一部分，將其余部分作為芯片部件等配置在多 層基板的表面上。
圖2表示第1傳送線路的至少一部分形成以層疊方向作為中心軸的螺 旋狀的一個例子。圖2(a)表示為了形成第1傳送線路而在各電介質(zhì)層上形 成的導(dǎo)電體圖案，圖2(b)表示導(dǎo)電體圖案的層疊結(jié)構(gòu)(從圖2(a)的左邊看 到的)。另外，在圖2(b)中未圖示被連接在第4層以上的層的貫通電極等。 另外，第1層 第4層是僅僅具有導(dǎo)電體圖案的電介質(zhì)層的層數(shù)，并不是與高頻部件所有的電介質(zhì)層的層數(shù)相一致。
構(gòu)成第1傳送線路ASL的多個C字形的導(dǎo)電體圖案5、 5、 5經(jīng)由第2 層到第4層以在層疊方向上重疊的方式配置，并通過貫通電極4串聯(lián)連接， 形成以層疊方向為中心軸的螺旋狀。通過螺旋狀連接，即便是在有限的空 間內(nèi)，也可以得到具有高阻抗的第1傳送線路ASL。但是，導(dǎo)電體圖案的 形狀、數(shù)量以及連接的方法等不限于圖中所示的例子。例如，導(dǎo)電體圖案 不限于C字形，也可以是直線形、L字形，或者是圓弧形。而且，通過貫 通電極連接的導(dǎo)電體圖案不限于螺旋狀。
在圖2(a)中，高頻放大器的半導(dǎo)體元件配置在第4層或其以上的層上， 半導(dǎo)體元件的端子通過貫通電極3與在第2層上形成的導(dǎo)電體圖案5的第 1端1 (圖1所示的等效電路中的半導(dǎo)體元件側(cè)的端部)連接。在半導(dǎo)體 元件與貫通電極3之間還可以設(shè)置傳送線路用電極圖案。從搭載的容易程 度的觀點來考慮的話，優(yōu)選將半導(dǎo)體元件配置在多層基板的表面上，但也 可以配置在多層基板內(nèi)。在圖2所示的例中，由多個導(dǎo)電體圖形構(gòu)成的第 l傳送線路用的第2端2(圖l所示的等效電路中的輸出端子Po側(cè)的端部) 比導(dǎo)電體圖案5的第1端1靠近半導(dǎo)體元件。該構(gòu)成適合在半導(dǎo)體元件的 附近連接輸出匹配電路以及其后段的電路。
在圖2所示的例中，在位于最靠近第1傳送線路的第1端的層疊位置 上的第1層上，形成接地電極6，以便其與多個導(dǎo)電體圖案在層疊方向上 重疊，在第4層以上的層(未圖示)上沒有設(shè)置接地電極。第l傳送線路 的第1端1最靠近接地電極6，第2端2離接地電極6最遠，所以，容易 使第2端2側(cè)成為高阻抗，適合從第1端1側(cè)到第2端2側(cè)使阻抗增加而 獲得匹配。即使第4層以上的層上有接地電極，如果第l傳送線路的第l 端1與接地電極6的距離比第2端2與上層的接地電極的距離短，則也可 以獲得這種效果。
這樣，若通過串聯(lián)連接經(jīng)由多個電介質(zhì)層設(shè)置的多個導(dǎo)電體圖案而形 成第1傳送線路ASL，則由于第1傳送線路ASL與接地6的間隔隨著從 第1端1到第2端2階段性地變大，所以，第1傳送線路ASL的特性阻 抗也隨之階段性地變大。第1傳送線路ASL的特性阻抗的變化方法沒有 限定，可以是連續(xù)性的、也可以是階段性的。但是，如圖2所示的特性阻抗的階段性的變化，容易構(gòu)成輸出匹配電路。在圖2的情況下，根據(jù)在一 個電介質(zhì)層上形成的導(dǎo)電體圖案的特性阻抗幾乎是恒定的，在相鄰的電介 質(zhì)層上形成的導(dǎo)電體圖案中，在用貫通電極連接的部分上特性阻抗發(fā)生變 化。
一般來說，半導(dǎo)體元件的輸出側(cè)的阻抗低至數(shù)Q，所以為了與天線開
關(guān)模塊等的后段電路在50Q獲得匹配，有必要使阻抗增加。因此，優(yōu)選從 半導(dǎo)體元件側(cè)的第1端1到輸出端子Po側(cè)的第2端2，第1傳送線路ASL 的特性阻抗增加。如果將這樣的第1傳送線路ASL用于圖1所示的輸出 匹配電路，則比起僅僅使用以分歧狀連接在具有恒定的特性阻抗的第l傳 送線路ASL上的多個電容器Cml、 Cm2、 Cm3、 Cm4來使阻抗變化的情 況，更能縮短第1傳送線路ASL。因此，可以實現(xiàn)輸出匹配電路以及具有 該輸出匹配電路的高頻電路的小型化以及低損耗。
從第1端1到第2端2階段性地增大的特性阻抗，也可以通過圖3所 示的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)。圖3表示多個導(dǎo)電體圖案被串聯(lián)連接成以層疊方向為中心 軸的螺旋狀的第1傳送線路的另外的例子。圖3(a)表示第1層到第4層的 導(dǎo)電體圖案，圖3(b)表示第l層到第4層的導(dǎo)電體圖案的層疊結(jié)構(gòu)(從圖 3(a)左邊看)。另外，圖3(b)中未圖示連接在第4層以上的層上的貫通電極。 在第1層到第3層上形成的多個導(dǎo)電體圖案5通過貫通電極4串聯(lián)連接， 形成與圖2所示的方向相反的螺旋狀的第1傳送線路。在圖3所示的例子 中，第1傳送線路的第2端2比第1端1遠離半導(dǎo)體元件。
高頻放大器的半導(dǎo)體元件配置在第4層以上的層上，通過貫通電極3 與在第3層上形成的導(dǎo)電體圖案5的第1端1連接。在第3層上形成的C 字形的導(dǎo)電體圖案5和在第2層上形成的C字形的導(dǎo)電體圖案5通過貫通 電極4以串聯(lián)方式連接，在第2層上形成的C字形的導(dǎo)電體圖案5和在第 1層上形成的C字形的導(dǎo)電體圖案5通過貫通電極以串聯(lián)方式連接，并構(gòu) 成以層疊方向為中心軸的螺旋狀的第1傳送線路。在圖3所示的例子中， 第1傳送線路的第1端1位于第3層上，而靠近半導(dǎo)體元件，從第3層到 第1層纏繞第1傳送線路，第1傳送線路的第2端2位于第1層上，而距 離半導(dǎo)體元件最遠。如圖3所示，可以將第1傳送線路的第2端2通過貫 通電極3與在第4層以上的層(例如配置了半導(dǎo)體元件的層)上形成的傳送線路的導(dǎo)電體圖案連接，但也可以在第1層等的電介質(zhì)層(多層基板內(nèi)) 上與后段的電路連接。這種情況下，可以在遠離半導(dǎo)體元件的層疊方向的 位置上連接輸出匹配電路的后段的電路。
圖3是表示第1傳送線路的至少一部分形成為以層疊方向為中心軸的
螺旋狀的其他的例子。在該例中，在第4層上形成與第1傳送線路用的多 個導(dǎo)電體圖案在層疊方向上重疊的接地電極6。因為第l層以下的層，例 如與第l層相鄰的層(未圖示)上沒有接地電極，所以，第l傳送線路的 第l端l最靠近接地電極，第2端2距離接地電極最遠。因此，與圖2的 結(jié)構(gòu)一樣，第1傳送線路的特性阻抗從半導(dǎo)體元件側(cè)的第1端1到輸出端 子Po側(cè)的第2端2階段性地增加，阻抗匹配的獲取變得容易。另外，即 使在第1層以下的層上有接地電極，如果第1傳送線路的第1端1與接地 電極6的距離比第2端2與下層的接地電極的距離短，則也可以得到上述 效果。
圖4表示第1傳送線路的至少一部分形成為以層疊方向為中心軸的螺 旋狀的另一個例子。圖4(a)表示第1層到第4層的接地電極以及導(dǎo)電體圖 案，圖4(b)表示第1層到第4層的接地電極以及導(dǎo)電體圖案的層疊結(jié)構(gòu)(從 圖4(a)的左邊看)。另外，圖4(b)中未圖示連接第4層以上的層的貫通電極。 經(jīng)由第4層到第2層所形成的多個導(dǎo)電體圖案5通過貫通電極4以串聯(lián)方 式連接，并在層疊方向上構(gòu)成具有中心軸的螺旋狀的第l傳送線路。在圖 4所示的例子中，與圖2的結(jié)構(gòu)相反，第1傳送線路的第1端1靠近半導(dǎo) 體元件。
高頻放大器的半導(dǎo)體元件(未圖示)和第1傳送線路的第1端1的連 接，在半導(dǎo)體元件配置在第4層的情況下，是通過連接線路進行的；另外， 在半導(dǎo)體元件配置在第4層以上的層上的情況下，是通過貫通電極進行的。 在第4層上形成的C字形的導(dǎo)電體圖案5和在第3層上形成的C字形的導(dǎo) 電體圖案通過貫通電極4串聯(lián)連接，在第3層上形成的C字形的導(dǎo)電體圖 案和在第2層上形成的C字形的導(dǎo)電體圖案通過貫通電極串聯(lián)連接，并構(gòu) 成以層疊方向為中心軸的螺旋狀的第l傳送線路。在圖4所示的例子中， 因為第1傳送線路的第1端1位于距離半導(dǎo)體元件最近的層疊位置上，所 以，第1傳送線路的纏繞方向是從第4層到第2層的方向。如圖4所示，可以將第1傳送線路的第2端2，通過貫通電極3與在第3層以上的層(例 如配置了半導(dǎo)體元件的層)上形成的傳送線路的導(dǎo)電體圖案連接，但也可 以在第l層的電介質(zhì)層上與后段的電路連接。在這種情況下，可以在遠離 半導(dǎo)體元件的層疊方向的位置上連接輸出匹配電路的后段的電路。
在圖4所示的例子中，在第l層上形成與多個導(dǎo)電體圖案在層疊方向 上重疊的接地電極6。在第4層以上的層(例如第5層)上沒有設(shè)置接地 電極，所以，第1傳送線路的第2端2比第1端1靠近接地電極。因此， 第1傳送線路的特性阻抗從半導(dǎo)體元件Ql側(cè)的第1端1到輸出端子Po 側(cè)的第2端2階段性地減小，阻抗匹配的獲取變得容易。圖4所示的例子 與圖2所示的例子在第1傳送線路的纏繞方向以及接地電極的配置上相 反。圖4所示的結(jié)構(gòu)，也可以作為輸出匹配電路的一部分，作為部分地減 少阻抗的手段而使用。另外，即使在第4層以上的層上有接地電極，只要 第1傳送線路的第2端2與接地電極6的距離比第1端1與上層的接地電 極的距離短，就可以獲得上述效果。
圖5表示第1傳送線路的至少一部分形成以層疊方向為中心軸的螺旋 狀的其他的例子。在該例中，第2層以及第3層上形成的導(dǎo)電體圖案的寬 度比第4層上形成的導(dǎo)電體圖案的寬度大。如果使靠近接地電極的導(dǎo)電體 圖案(具有第l端O的寬度比遠離接地電極的導(dǎo)電體圖案(具有第2端 2)的寬度大，則靠近接地電極一側(cè)(第1端1偵O的阻抗變低，遠的一 側(cè)(第2端2側(cè))的阻抗變高。不需要所有的導(dǎo)電體圖案都具有不同的寬 度，可以如圖5所示，至少一部分的在層疊方向上相鄰的導(dǎo)電體圖案越靠 近接地電極6寬度越大即可。當然，也可以從第2端2側(cè)開始，按每個電
介質(zhì)層逐漸擴大導(dǎo)電體圖案的寬度。另外，具有不同寬度的導(dǎo)電體圖案的 配置不限于圖5所示的結(jié)構(gòu)，也可以是圖3或者圖4所示的結(jié)構(gòu)。這樣，
也能通過改變導(dǎo)電體圖案的寬度，得到具有從半導(dǎo)體元件Ql側(cè)的第1端 1到輸出端子Po側(cè)的第2端2增大的特性阻抗的第1傳送線路ASL。
圖6(a)表示將導(dǎo)電體圖案以螺旋狀連接的其他的例子，圖6(b)表示導(dǎo) 電體圖案的層疊結(jié)構(gòu)(從圖6(a)的下方看)。在圖6所示的例子中，在第2 層以及第5層上形成L字形的導(dǎo)電體圖案5、 5，在第3層以及第4層上 形成C字形的導(dǎo)電體圖案5、 5，全部的導(dǎo)電體圖案5、 5、 5、 5通過貫通
19電極4、 4、 4串聯(lián)連接，在層疊方向上構(gòu)成中心軸延伸的螺旋狀的第l傳 送線路。用貫通電極4連接的部分，包含貫通電極4的周圍的導(dǎo)電體部分。 通過調(diào)整在相鄰的電介質(zhì)層上形成的導(dǎo)電體圖案的重疊，可以控制線路間 的耦合。在圖6的例子中，由于在鄰接的電介質(zhì)層上形成的導(dǎo)電體圖案5、 5只在用貫通電極4連接的部分在層疊方向上重疊，所以線路間耦合小。 另外，在第2層與第4層以及第3層與第5層之間，雖然導(dǎo)電體圖案在層 疊方向上重疊，但是由于介入多個電介質(zhì)層進行了隔離，所以對線路間的 耦合影響小。
也可以改變形成導(dǎo)電體圖案的電介質(zhì)層的厚度。例如，若在一部分相 鄰的導(dǎo)電體圖案之間設(shè)置多個電介質(zhì)層，就可以不受多層基板的布局的制 約地改變相鄰的導(dǎo)電體圖案之間的距離。另外，也可以不固定導(dǎo)電體圖案 的間隔，對每一層進行改變。例如，如果導(dǎo)電體圖案的間隔窄，電長度就 變得比圖案長度小，在構(gòu)成了電感元件的情況下，成為高Q窄帶的特性。 相反，如果導(dǎo)電體圖案的間隔寬，電長度就變得比圖案長度大，在構(gòu)成了 電感元件的情況下，成為低Q寬帶的特性。
通過導(dǎo)電體圖案的串聯(lián)連接形成的第1傳送線路ASL的第1端1以 及第2端2，嚴格來說，是指第1傳送線路ASL的螺旋部的端部，不一定 指第1傳送線路ASL的末端。如果第1傳送線路ASL整體是螺旋狀的， 則第1傳送線路ASL的末端就成為第1端1以及第2端2，但是，為了連 接螺旋部和半導(dǎo)體元件或者輸出端子Po，很多情況下還經(jīng)由傳送線路。在 該情況下，不將連接用傳送線路的末端稱為第1端1或第2端2。在圖1 等中，雖然在第1傳送線路ASL的末端標注了 1和2的編號，但是，這 只是為了便于對末端進行圖示。在螺旋部的外側(cè)有連接用傳送線路的情況 下，應(yīng)該理解為在第1傳送線路ASL的末端的稍微內(nèi)側(cè)的位置(螺旋 部的端部的位置)上標注了 1和2的編號。
(B)其他的電路
對圖1所示的高頻電路中的高頻放大器電路進行說明。第1傳送線路 ASL的第1端1與作為半導(dǎo)體元件的一種的場效應(yīng)開關(guān)晶體管(FET) Ql 的漏極D連接。FETQ1的源極接地，柵極與雙極開關(guān)元件(B-Tr) Q2的 集電極連接。
20第1傳送線路ASL的第I端1和FETQ1的漏極D的連接點，通過由 入/4帶狀線等組成的電感器SL1和電容器Ca5的串聯(lián)電路而接地，電感器 SL1和電容器Ca5的連接點與漏極電壓端子Vddl連接。FETQ1的柵極和 B-Tr Q2的集電極的連接點在通過電容器Ca6接地，并且也與柵極電壓端 子Vg連接。
B-TrQ2的發(fā)射極接地，基極與傳送線路SL3的一端連接。B-TrQ2的 集電極，通過由帶狀線等組成的電感器SL2和電容器Ca7的串聯(lián)電路而接 地，電感器SL2和電容器Ca7的連接點與集電極電壓端子Vc連接。電感 器SL2和電容器Ca7的連接點也與B-Tr Q2的基極和傳送線路SL3的連接 點連接。傳送線路SL3的另一端通過電容器Ca8接地，并且與輸入端子 Pin連接。
圖1的等效電路中的傳送線路以及電感器，多是由帶狀線構(gòu)成的，但 也可以用微帶線、共面導(dǎo)線等構(gòu)成。另外，也可以在放大器電路中附加半 導(dǎo)體元件Q3以及電源供給電路，作為3段以上的高功率放大器。關(guān)于晶 體管，將Ql作為FET、 Q2作為B-Tr，但是也可以使用Si-MOSFET、 GaAs FET、 Si雙極晶體管、GaAsHBT (異質(zhì)結(jié)雙極型晶體管)、HEMT(高電子 遷移率晶體管)、MMIC (單片微波集成電路)等其他的晶體管。在本例中， 雖然直接連接了傳送線路SL3和晶體管Q2，但也可以通過電阻連接。電 感器SL1、 SL2不限于帶狀線，也可以用電阻、鐵氧體磁珠、空心線圈等 代替使用，但是，優(yōu)選使用輸出側(cè)直流電阻值低的元件。
為了檢測高頻功率，也可以在高頻電路中設(shè)置具有耦合的主線路和副 線路(也稱耦合傳送線路)的耦合器。耦合器既可以設(shè)置在例如輸出匹配 電路的輸出側(cè)，也可以通過將輸出匹配電路的第1傳送線路的至少一部分 作為主線路，與輸出匹配電路復(fù)合化。在復(fù)合化的情況下，優(yōu)選在多層基 板內(nèi)形成主線路和副線路。也可以將構(gòu)成主線路以及副線路的電極圖案的 至少一部分在1個電介質(zhì)層上對置配置，此外，也可以隔著電介質(zhì)層在層 疊方向上對置配置。如果將陶瓷的絕緣材料置于兩線路之間，則即使為了 實現(xiàn)小型化和高耦合性而縮短兩線路的間隔，也不會發(fā)生短路。因為電介 質(zhì)層的厚度可以高精度地控制，所以在將兩線路的間隔縮短的情況下，優(yōu) 選隔著電介質(zhì)層在層疊方向上進行配置。在層疊方向上的配置的情況下，當從上方看多層基板時，優(yōu)選的配置 方式為副線路的電極圖案不會從主線路的電極圖案露出。具體而言，優(yōu) 選副線路的電極圖案位于主線路的電極圖案的寬度的內(nèi)側(cè)。通過這種配 置，即使主線路的電極圖案與副線路的電極圖案的位置稍微錯開，兩線路 的間隔也幾乎沒有變化，這樣也可以抑制耦合狀態(tài)的變化。
(C)高頻部件(復(fù)合層疊模塊)
本發(fā)明的高頻部件是通過在由多個電介質(zhì)層構(gòu)成的多層基板上形成 上述高頻電路而得到的。圖7表示作為高頻部件的一個例子的多波段用復(fù) 合層疊高頻部件的一部分。第1傳送線路等的傳送線路或電容器的一部分 形成在由電介質(zhì)層構(gòu)成的多層基板內(nèi)。可以將構(gòu)成輸出匹配電路的元件全 部內(nèi)置于多層基板上。在這種情況下，可以期待以下效果，即，降低搭載 部件的安裝面積、高頻部件的小型化、通過減少搭載部件實現(xiàn)低成本化、 降低安裝工時以及成本等。雖然本實施方式是在陶瓷多層基板上構(gòu)成高頻 電路，但也可以在例如半導(dǎo)體基板上形成電路的一部分。
圖7是構(gòu)成陶瓷多層基板的16個層的電介質(zhì)層，表示了構(gòu)成圖8所
示的輸出匹配電路的電極圖案的形成。圖7的上面一行表示從左邊開始的 第l層(表層) 第5層，中間一行表示從左邊開始的第6層 第11層， 下面一行表示從左邊開始的第12層 第16層。下面一行的右端表示多層 基板的背面。在圖7的電極圖案中，標注了與圖8中對應(yīng)的電路元件相同 的符號。在多層基板的背面，如圖14所示，設(shè)置了中央接地電極13、以 及沿著四個邊的端子電極11，四個角的端子電極ll，比其他的端子電極11 大。在背面，設(shè)置了覆蓋端子電極11、 ll'中未對置多層基板的邊緣部的
保護層12。端子電極ii、 ir被保護層部分覆蓋，所以提高了端子電極 ii、 ir的緊密性。四個角的端子電極ir比其他的端子電極ii大，所以， 即使只有兩個邊緣部被保護層12所覆蓋，也可以充分確保緊密性。由于 僅在四個角的端子電極ir的兩個邊緣部設(shè)置保護層12即可，所以，可以 提高端子電極的集成度。
圖15模式化地表示安裝在便攜式終端等的印刷布線基板(主基板) 上的高頻部件。高頻部件14的端子15和主基板20的端子17用焊錫19 接合。高頻部件14的端子15的周圍被保護層12所覆蓋，主基板20的端子17的周圍被抗蝕層18所覆蓋。在高頻部件14搭載在主基板20上的狀 態(tài)下，當由于落下沖擊等很大的外力的作用而導(dǎo)致主基板20變形時，如 圖15(a)所示，如果端部的間隙小，由于搭載的高頻部件14和主基板20 的物理性干涉或應(yīng)力向連接端子集中等原因，端子面可能會發(fā)生斷裂。與 此相對，在高頻部件14的四個角部分沒有保護層16這樣的結(jié)構(gòu)的情況下， 如圖15(b)所示，由于可以獲取很大的端部間隙，從而可以避免與主基板 20的物理性干涉，確保端子連接的可靠性。只要是在背面具有端子的高頻 部件，就可以采用這種結(jié)構(gòu)，而與其中的高頻電路的結(jié)構(gòu)無關(guān)。
如圖7所示，構(gòu)成輸出匹配電路的傳送線路的導(dǎo)電體圖案(也稱為電 極圖形)中，低頻側(cè)為L101 L105以及Lpl01 103，高頻側(cè)為L201 L205以及Lp201。其中，L101 L105以及L201 205分別構(gòu)成了低頻側(cè) 以及高頻側(cè)的第1傳送線路ASL。 L102 L104構(gòu)成了低頻側(cè)的第1傳送線 路ASL的螺旋部，L202 L204構(gòu)成了高頻側(cè)的第1傳送線路ASL的螺旋 部。構(gòu)成電容的電極圖案中，低頻側(cè)為C101 C102、 Cpl01 103以及 CslOl，高頻側(cè)為C201 C202以及Cp201 203。
圖8所示的輸出匹配功率除了第1傳送線路ASL之外還具有電容以 及其他的傳送線路。圖12表示輸出匹配電路的其他的例子。該輸出匹配 電路具有第i傳送線路ASL，和一端以分支狀連接在第1傳送線路ASL 上而另一端接地的多個第1電容器Cml、 Cm2、 Cm3以及Cm4。第2傳 送線路Lml、 Lm2以及Lm3分別串聯(lián)連接在電容器Cml、 Cm2以及Cm3 和第1傳送線路ASL之間。圖12所示的輸出匹配電路，通過將傳送線路 以及電容器組合，具有輸出匹配所需的的阻抗，并且，也發(fā)揮了作為串聯(lián) 諧振電路的功能。傳送線路Lml和電容器Cml、傳送線路Lm2和電容 器Cm2、以及傳送線路Lm3和電容器Cm3的各組合，通過電感元件和電 容構(gòu)成串聯(lián)諧振電路，并可以很大地衰減無用的頻帶。例如，通過調(diào)整串 聯(lián)諧振電路的諧振頻率，以使其與通過輸出匹配電路的頻率f的高頻功率 的n倍(n是2以上的自然數(shù))的頻率一致，從而使2f帶、3f帶等的n倍高 次諧波衰減。優(yōu)選使輸出匹配電路上所設(shè)置的各個諧振電路的諧振頻率， 從輸出匹配電路的輸入側(cè)(半導(dǎo)體元件側(cè))開始，按照順序與2倍波、3 倍波、4倍波的頻率一致。另外，電容器Cm4的位置可以在半導(dǎo)體元件一
23側(cè)，但如圖12所示，若配置在輸出端子側(cè)，則可以降低損耗，所以成為 優(yōu)選。串聯(lián)諧振功能同樣可以通過圖8所示的例子得到。
圖13表示輸出匹配電路的另外一個例子。在該例中，從輸入側(cè)(半 導(dǎo)體元件側(cè))開始按順序，單個的電容器Cml、傳送線路Lm2和電容器 Cm2的串聯(lián)諧振電路、單個的電容器Cm—3、以及傳送線路Lm4和電容器 Cm4的串聯(lián)諧振電路以分支狀連接到第1傳送線路ASL上。另外，在傳 送線路Lm2和電容器Cm2的串聯(lián)諧振電路與傳送線路Lm4和電容器Cm4 的串聯(lián)諧振電路之間，電容器Cm5以并聯(lián)方式連接到第1傳送線路ASL 上，并構(gòu)成并聯(lián)諧振電路。這樣，通過并聯(lián)諧振電路夾持在串聯(lián)諧振電路 之間的配置，傳送損耗降低，衰減特性提高。為了得到優(yōu)良的衰減特性， 優(yōu)選由第1傳送線路ASL的一部分和電容器Cm5構(gòu)成的并聯(lián)諧振電路， 與由傳送線路Lm4、電容器Cm4構(gòu)成的串聯(lián)諧振電路和第1傳送線路ASL 的連接點的之間的間隔在入/40以上。
如圖7所示，第1層、第9層、第8層、第7層以及第2層上具有低 頻側(cè)的第1傳送線路用的導(dǎo)電體圖案L101、 L102、 L103、 L104以及L105， 導(dǎo)電體圖案L102、 L103以及L104通過貫通電極以螺旋狀連接。第1層上 搭載了與導(dǎo)電體圖案L101連接的半導(dǎo)體元件。另外，第1層、第10層、 第8層、第7層以及第2層上具有高頻側(cè)的第1傳送線路用的導(dǎo)電體圖案 L201、 L202、 L203、 L204以及L205，導(dǎo)電體圖案L202、 L203以及L204 通過貫通電極以螺旋狀連接。導(dǎo)電體圖案LIOI連接在第1層上的半導(dǎo)體 元件上。
第1傳送線路ASL可以由一條線構(gòu)成，但是，優(yōu)選將經(jīng)由多個電介 質(zhì)層所形成的多個導(dǎo)電體圖案串聯(lián)連接而構(gòu)成。在圖7所示的例子中，第 1傳送線路ASL從下層(低頻側(cè)是第9層、高頻側(cè)是第10層)到上層(低 頻側(cè)以及高頻側(cè)都是第2層)以螺旋狀形成。例如，從低頻側(cè)的第l傳送 線路ASL來看，在構(gòu)成該螺旋狀部分的多個導(dǎo)電體圖案中，最靠近半導(dǎo) 體元件的導(dǎo)電體圖案L102形成在第9層上，最靠近第12層的接地電極， 導(dǎo)電體圖案L103以及L104按順序遠離接地電極地配置在第8層以及第7 層上。在具有阻抗轉(zhuǎn)換功能的輸出匹配電路中，需要將輸入側(cè)設(shè)為低阻抗， 輸出側(cè)設(shè)為大約50Q，但該條件可以通過上述配置容易達成。這在高頻側(cè)的第1傳送線路ASL的情況下也一樣。
通過將第1傳送線路ASL從以往的直線結(jié)構(gòu)或者曲線結(jié)構(gòu)變換到螺 旋狀的層疊結(jié)構(gòu)，可以增強線路間的電磁耦合，且縮短線路長度。這有利 于高頻部件的小型化。另外，在圖7所示的例子中，因為導(dǎo)電體圖案不通 過接地電極配置，所以無需為了將傳送線路的阻抗保持為恒定，而像將導(dǎo) 電體圖案與接地電極交替層疊時那樣，加長線路長度。
作為低頻側(cè)第1傳送線路一部分的導(dǎo)電體圖案L104兼為耦合器的主 線路，副線路的導(dǎo)電體圖案301與導(dǎo)電體圖案L104對置設(shè)置。另外，作 為高頻側(cè)第1傳送線路一部分的導(dǎo)電體圖案L204兼為耦合器的主線路， 副線路的導(dǎo)電體圖案401與導(dǎo)電體圖案L204對置設(shè)置。這樣，耦合器的 主線路以及副線路的電極圖案隔著電介質(zhì)層沿層疊方向?qū)χ迷O(shè)置。第1傳 送線路的螺旋部分以及耦合器設(shè)置在第12層的接地電極與第2層的接地 電極之間。另外，在圖7中，為了明確，省略了構(gòu)成輸入匹配電路、段間 匹配電路、電源供給電路等的其他的導(dǎo)電體圖案。
作為本發(fā)明的高頻部件的一個例子，對在輸出匹配電路中連接了具有 切換發(fā)送系統(tǒng)和接收系統(tǒng)的連接的開關(guān)電路的天線開關(guān)模塊的結(jié)構(gòu)進行 說明。在輸出匹配電路和天線開關(guān)模塊之間，需要獲取阻抗匹配到例如大 約50 Q 。
圖9表示可以用于本發(fā)明的高頻部件中的四頻用天線開關(guān)模塊的等效 電路的一個例子。該天線開關(guān)模塊使用低頻帶的GSM850 (發(fā)送頻率824 849MHz、接收頻率869 894MHz)以及EGSM頻帶(發(fā)送頻率880 915MHz、 接收頻率925 960MHz)，高頻帶的DCS頻帶(發(fā)送頻率1710 1785MHz、 接收頻率1805 1880MHz)以及PCS頻帶(發(fā)送頻率1850 1910MHz、 接收頻率1930 1990MHz)。除了這些頻帶以外，還可以使用PDC800頻 帶(810 960MHz)、 GPS頻帶(1575. 42腿z)、 PHS頻帶(1895 1920MHz)、 Bluetooth頻帶(2400 2484MHz)、 CDMA2000、 TD-SCDMA等。當然，天線
開關(guān)模塊不限于四頻，也可以是三頻或者是雙頻。
圖9所示的天線開關(guān)模塊具有由低頻側(cè)濾波器以及高頻側(cè)濾波器構(gòu) 成的分頻電路(雙工器)Dip;設(shè)置在分頻電路Dip的低頻側(cè)濾波器的后 段，并通過從控制端子Vc提供的電壓來切換發(fā)送端子Tx-LB和接收端子Rx-LB的第1開關(guān)電路SW1;設(shè)置在分頻電路Dip的高頻側(cè)濾波器的后段， 并通過從控制端子Vc提供的電壓來切換發(fā)送端子Tx-HB和接收端子Rx-HB 的第2開關(guān)電路SW2。低頻側(cè)的發(fā)送端子Tx-LB以及接收端子Rx-LB被GSM 以及EGSM共用，高頻側(cè)的發(fā)送端子Tx-HB以及接收端子Rx-HB被DCS以 及PCS共用。根據(jù)搭載了本模塊的便攜式末端所使用的區(qū)域，選擇性地使 用低頻側(cè)的接收端子Rx-LB以及高頻側(cè)接收端子Rx-HB。例如，在歐洲， Rx-LB分配給EGSM、 Rx-HB分配給DCS，在美國，Rx-LB分配給GSM、 Rx-HB 分配給PCS。也可以在接收端子Rx-LB以及Rx-HB的后段另外設(shè)置開關(guān)電 路，作為4個接收端子。
與天線端子ANT連接的分頻電路Dip具有低頻側(cè)濾波器，其使GSM 以及EGSM的發(fā)送 接收信號通過，但使DCS以及PCS的發(fā)送 接收信號 衰減；和高頻側(cè)濾波器，其使DCS以及PCS的發(fā)送 接收信號通過，但使 GSM以及EGSM的發(fā)送，接收信號衰減。低頻側(cè)濾波器以及高頻側(cè)濾波器分 別由包含傳送線路以及電容器的低通濾波器以及高通濾波器構(gòu)成，但是也 可以由帶通濾波器或者是陷波濾波器構(gòu)成。
在作為低頻側(cè)濾波器的低通濾波器中，傳送線路LL1以低損耗使低頻 側(cè)的GSM以及EGSM頻帶的信號通過，但是對于高頻側(cè)的DCS以及PCS頻 帶的信號成為高阻抗而阻止其通過。傳送線路LL2以及電容器CL1構(gòu)成在 DCS以及PCS頻帶上具有諧振頻率的串聯(lián)諧振電路，并使DCS以及PCS頻 帶的信號接地。在作為高頻側(cè)濾波器的高通濾波器中，電容器CH4、 CH5 以低損耗使高頻側(cè)的DCS以及PCS頻帶的信號通過，但是對于低頻側(cè)的GSM 以及EGSM頻帶的信號成為高阻抗而阻止其通過。傳送線路LH4以及電容 器CH6構(gòu)成在GSM以及EGSM頻帶上具有諧振頻率的串聯(lián)諧振電路，并使 GSM以及EGSM頻帶的信號接地。
對發(fā)送端子Tx-LB和接收端子Rx-LB進行切換的第1幵關(guān)電路SWl， 以及對發(fā)送端子Tx-HB和接收端子Rx-HB進行切換的第2開關(guān)電路SW2都 以開關(guān)元件以及傳送線路為主要元件。PIN 二極管適合作為開關(guān)元件，但 也可以使用SPDT (Single Pole Dual Throw)、 SP3T等的SPnT型的FET 開關(guān)，或如pHEMT、 MES-關(guān)可以比使用了PIN二極管的開關(guān)電路低耗電。因此，選擇兩者來發(fā)揮它 們的優(yōu)勢。
對GSM/EGSM的發(fā)送端子Tx-LB和GSM/EGSM的接收端子Rx-LB進行切 換的第1開關(guān)電路SW1以2個二極管Dgl、Dg2以及2個傳送線路Lgl、Lg2 作為主要元件。二極管Dgl的陽極連接于分頻電路Dip的低頻側(cè)濾波器， 二極管Dgl的陰極與由傳送線路LL3以及電容器CL2、 CL3構(gòu)成的L型的 低通濾波器LPF1連接。傳送線路Lgl連接在傳送線路LL3的Tx-LB側(cè)端 部與地之間。傳送線路Lgl也可以用具有在低頻帶中地電位(ground level)看上去為斷開(高阻抗狀態(tài))程度的電感(優(yōu)選為大約10 100nH) 的扼流線圈來代替使用。傳送線路Lgl還具有調(diào)整低通濾波器的發(fā)送端側(cè) 的阻抗的功能，優(yōu)選比在n型低通濾波器的情況下所需的線路長度長。
優(yōu)選低通濾波器LPF1具有以下特性，即，雖然使由GSM/EGSM 的功率放大器(未圖示)輸入的GSM/EGSM發(fā)送信號通過，但可 以充分衰減其中所包含的高次諧波失真。具有電感的傳送線路 LL3和電容器CL3構(gòu)成具有GSM/EGSM發(fā)送頻率的2倍或3倍的諧 振頻率的并聯(lián)諧振電路。在本例中，為了充分衰減由功率放大器 輸入的GSM/EGSM發(fā)送信號中所包含的高次諧波失真，將諧振頻 率設(shè)定在大約3倍。
也可以將上述并聯(lián)諧振電路以2段連接。這種情況下，可以 將發(fā)送端子側(cè)的并聯(lián)諧振電路的諧振頻率設(shè)定為發(fā)送頻率的3 倍，天線端子側(cè)的并聯(lián)諧振電路的諧振頻率設(shè)定為發(fā)送頻率的2 倍。如果不在2個并聯(lián)諧振電路的兩端設(shè)置接地電容，而在2個 并聯(lián)諧振電路的連接部配置接地電容，則可以適當調(diào)整天線開關(guān) 模塊和具有半導(dǎo)體元件及輸出匹配電路的高頻部件(高頻放大器 模塊)的阻抗的相位關(guān)系，因此，可以降低天線發(fā)射的無用的高 次諧波。另外，在2段的并聯(lián)諧振電路的情況下，為了抑制接近 的2個螺旋狀傳送線路的相互干擾，優(yōu)選使2個螺旋狀傳送線路 的纏繞方向相反。如果使2個螺旋狀傳送線路以相反方向纏繞， 則比起纏繞方向相同方向的情況，線路長度可以縮短大約10%， 因此，可以實現(xiàn)小型化并減少線路損耗。反向纏繞的布線不限于低通濾波器，也適用于其他傳送線路，不過，如果特別為了達到 縮短線路長度的效果，用在入/4線路等較長的傳送線路中會很有 效。
電容器Cg6、 Cg2、 Cgl具有DC截止以及相位調(diào)整功能。由 于具有DC截止功能，可以在包含二極管Dgl以及Dg2的電路中 施加控制用直流電壓。在二極管Dgl的陽極與接收端子Rx-LB之 間加入傳送線路Lg2，在傳送線路Lg2與地之間連接二極管Dg2 和電容器Cgl。電容器Cgl具有以使用頻帶進行串聯(lián)諧振的電容， 以消除二極管的寄生電感。在二極管Dg2的陽極與控制端子Vcl 之間，串聯(lián)連接了用于控制二極管Dg2的偏置電流的電阻Rg。在 本例中，電阻Rg為100 200 Q ,但也可以根據(jù)電路結(jié)構(gòu)進行適 當?shù)淖兏?。在控制端子Vcl與地之間連接的電容器Cvg阻止噪聲 混入控制用電源。傳送線路Lgl以及Lg2都為了發(fā)揮作為入/4 諧振器的功能，優(yōu)選具有諧振頻率在GSM/EGSM的發(fā)送信號的頻 帶內(nèi)的線路長度。例如，如果將傳送線路Lgl以及Lg2的諧振頻 率設(shè)為GSM的發(fā)送頻率的大約中間的頻率(869.5MHz)，則可以 在所期望的頻帶內(nèi)得到優(yōu)良的插入損耗特性。
當控制電源Vcl為High時，二極管Dgl以及Dg2都為0N， 二極管Dg2和傳送線路Lg2的連接點成為地電位，作為A /4諧振 器的傳送線路Lg2的阻抗成為無限大。因此，當控制電源Vcl為 High時，在分頻電路Dip 低頻側(cè)接收端子Rx-LB路徑上，信號 不能通過；在分頻電路Dip 低頻側(cè)發(fā)送端子Tx-LB路徑上，信 號可以通過。另一方面，當控制電源Vcl為Low時，二極管Dgl 以及Dg2為0FF，在分頻電路Dip 低頻側(cè)發(fā)送端子Tx-LB路徑 上，信號不能通過；在分頻電路Dip 低頻側(cè)接收端子Rx-LB路 徑上，信號可以通過。由于具有以上結(jié)構(gòu)，可以切換低頻側(cè)信號 的發(fā)送 接收。
對DCS以及PCS的接收端子Rx-HB和DCS以及PCS的發(fā)送端 子Tx-HB進行切換的第2開關(guān)電路SW2，以2個二極管Ddl以及 Dd2、 2個傳送線路Ldl以及Ld2作為主要元件。二極管Ddl的陽極連接分頻電路Dip的高頻側(cè)濾波器，二極管Ddl的陰極連接于 由傳送線路LH5和電容器CH7、 CH8構(gòu)成的L型的低通濾波器 LPF2。傳送線路Ldl連接在傳送線路LH5的Tx-HB側(cè)端部與地之 間。傳送線路Lgl也可以用具有在高頻帶中地電位看上去為斷開(高阻抗 狀態(tài))程度的電感(優(yōu)選為大約5 60nH)的扼流線圈來代替使用。傳送 線路Ldl具有調(diào)整低通濾波器LPF2的發(fā)送端側(cè)的阻抗的功能，優(yōu)選比在 兀型低通濾波器的情況下所需的線路長度長。低通濾波器LPF2優(yōu)選具有 以下特性，即，雖然使由DCS以及PCS的功率放大器(未圖示)輸入的 發(fā)送信號通過，但可以充分衰減其中所包含的高次諧波失真(2倍 以上)。與二極管Ddl并聯(lián)連接的電感器Ls和電容器Cs的串聯(lián) 電路，具有以下功能，g卩，通過在OFF時抵消二極管Ddl的電容 成分，確保發(fā)送端子Tx-HB與天線端子ANT之間，以及發(fā)送端子 Tx-HB與接收端子Rx-HB之間的隔離度。
傳送線路Ldl以及Ld2由于發(fā)揮作為A /4諧振器的功能，優(yōu) 選具有諧振頻率落入DCS以及PCS的發(fā)送信號的頻帶內(nèi)的線路長 度，特別優(yōu)選具有頻率在發(fā)送信號的中間的線路長度。例如，如 果將傳送線辨Ldl以及Ld2的諧振頻率設(shè)定為DCS頻帶和PCS頻 帶的發(fā)送頻率的大約中間的頻率(1810顧z)，則可以將兩個發(fā)送 信號用1個電路進行處理。
電容器Cd2具有DC截止功能以及相位調(diào)整功能。通過DC截 止功能，可以在包含二極管Ddl以及Dd2的電路中施加控制用直 流電壓。傳送線路Ld2的一端與構(gòu)成分頻電路Dip的高頻側(cè)濾波 器的電容器CH5連接，在傳送線路Ld2的另一端與地之間連接了 二極管Dd2和電容器Cdl。電容器Cdl的電容設(shè)定為由使用頻帶 進行串聯(lián)諧振來消除二極管Dd2的寄生電感?？刂贫俗覸c2通過 電阻Rd與二極管Dd2的陽極連接。為控制二極管Dd2的偏置電 流，電阻Rd在本例中設(shè)定為100 200 Q ，但可以根據(jù)電路結(jié)構(gòu) 進行適當?shù)淖兏?。電容器Cvd阻止噪聲混入控制用電源。電容器 Cd5用于DC截止。
當控制電源Vc2為High時，二極管Ddl以及Dd2都為0N，二極管Dd2與傳送線路Ld2的連接點成為地電位，作為A /4諧振 器的傳送線路Ld2的阻抗成為無限大。因此，當控制電源Vc2為 High時，在分頻電路Dip 高頻側(cè)接收端子Rx-HB路徑上，信號 不能通過；而在分頻電路Dip 高頻側(cè)發(fā)送端子Tx-HB路徑上， 信號可以通過。另一方面，當控制端子Vc2為Low時，二極管Ddl 以及Dd2為0FF，在分頻電路Dip 高頻側(cè)發(fā)送端子Tx-HB路徑 上，信號不能通過；而在分頻電路Dip 高頻側(cè)接收端子Rx-HB 路徑上，信號可以通過。
電感器Ll具有當由于靜電、打雷等原因在天線端子ANT上 施加過電流時使過電流從地(ground)流走而防止破壞模塊的功 能。電感器L2與電容器Cg2、以及電感器L5與電容器Cd2各自
作為高通型的連接相位調(diào)整電路而發(fā)揮功能，并抑制由高頻放大 器HPA漏出的高次諧波。進行調(diào)整，以便天線開關(guān)的阻抗與基波 成為共軛匹配，無用的n倍波成為非共軛匹配。L3、 C2、 L4以及 Cl構(gòu)成在250MHz附近具有諧振點的LC諧振電路以及LC高通電 路，使靜電脈沖衰減，防止進入接收端子。C3是用于匹配調(diào)整的 電容器。
雖優(yōu)選將除去發(fā)送信號中所包含的高次諧波失真的第1以及 第2低通濾波器LPF1、 LPF2設(shè)置在發(fā)送路徑上，但并非必須。 在圖9所示的例子中，第1低通濾波器LPF1被設(shè)置在第1開關(guān) 電路SW1中的第1 二極管Dl與傳送線路Lgl之間，但也可以設(shè) 置在分頻器Dip與第1開關(guān)電路SW1之間，還可以設(shè)置在傳送線 路Lgl與低頻側(cè)發(fā)送端子Tx-LB之間。同樣，第2低通濾波器 LPF2、不但可以設(shè)置在分頻器Dip與第2開關(guān)電路SW2之間，也 可以設(shè)置在傳送線路Ldl與高頻側(cè)發(fā)送端子Tx-HB之間。也就是 說，第1以及第2低通濾波器LPF1、 LPF2可以設(shè)置在發(fā)送信號 通過的分頻器Dip 發(fā)送端子Tx之間的發(fā)送路徑的任何一處。在 第2低通濾波器LPF2中，如果將接地的電容器與傳送線路Ldl 并聯(lián)配置構(gòu)成并聯(lián)諧振電路，則可以使傳送線路Ldl的線路長度 比X/4短。另外，如果使用扼流線圈，則可以減小電感。
30也可以將高頻側(cè)劃分成DCS頻帶(發(fā)送頻率1710 1785腿z、 接收頻率1805 1880MHz)和PCS頻帶(發(fā)送頻率1850 1910MHz、接收頻率1930 1990MHz)，并作為設(shè)置了獨立的接
收端子的四頻天線開關(guān)模塊。另外，也可以將低頻側(cè)劃分為 GSM850 (發(fā)送頻率824 849MHz、接收頻率歸 89備z)禾口 EGSM (發(fā)送頻率880 915MHz、接收頻率925 960MHz)，并作 為使所有的接收端子獨立的四頻天線開關(guān)模塊。在這種情況下， 在發(fā)送系統(tǒng)內(nèi)使用共通端子，在接收系統(tǒng)內(nèi)連接對GSM850和 EGSM或DCS和PCS進行切換的開關(guān)。也可以使用成為GSM850或 EGSM的人/4諧振器的傳送線路，以及成為DCS或PCS的入/4諧 振器的傳送線路來代替開關(guān)來劃分頻率。
優(yōu)選在形成電介質(zhì)層的陶瓷生片中，使用可以在95(TC以下 的低溫同時燒結(jié)的LTCC。例如，使用陶瓷組合物，其含有用 八1203換算10 60質(zhì)量％的Al，用Si02換算25 60質(zhì)量％的Si， 用SrO換算7.5 50質(zhì)量％的Sr，用Ti02換算20質(zhì)量％以下的Ti， 用Bi203換算0. 1 10質(zhì)量％的Bi，用Na20換算0. 1 5質(zhì)量％的 Na，用K20換算0. 1 5質(zhì)量％的K，用CuO換算0. 01 5質(zhì)量％的 Cu，以及用Mn02換算0.01 5質(zhì)量％的Mn。為了容易地形成傳送 線路或電容器，優(yōu)選生片厚度為20 200 ym。導(dǎo)電材料優(yōu)選銀系 糊劑。在具有透孔的各生片上通過電極圖案形成傳送線路以及電 容器，并且形成貫通電極。將具有電極圖案的生片層疊并壓固之 后，在95(TC燒結(jié)得到層疊體(多層基板)。層疊體可以小型化到 長寬在6mm以下、高在0. 5mm以下，例如5. 8mmX5. 8 mmXO. 45mm。 在層疊體上面搭載二極管、晶體管、片式電感器、以及片式電容 器，并在其上覆蓋金屬盒制成完成品。完成品的高度大約為 1.25mm。也可以用樹脂封裝來代替金屬盒，在這種情況下的高度 大約為1. 2mm。
因為高頻放大器和開關(guān)電路通過輸出匹配電路連接，所以若 進行集成化，則高頻放大器用裸芯片、開關(guān)電路用裸芯片會接近多 層基板的表面而被搭載，與它們連接的線也變得接近。在此，如圖11所示，如果高頻放大器用裸芯片7的輸出端子以及其導(dǎo)線
(wire)所連接的層疊體的電極10，比輸入端子以及其導(dǎo)線所連 接的層疊體的電極9更靠近開關(guān)電路用裸芯片8，則由于功率放射 的原因而發(fā)生無用的信號從連接高頻放大器用裸芯片7的輸出端子 的導(dǎo)線躍遷到連接開關(guān)電路用裸芯片8的導(dǎo)線的現(xiàn)象，并引起開關(guān)電 路的不穩(wěn)定工作以及噪聲的混入。對此，如圖10所示，如果高頻放大器 用裸芯片7的輸出端子以及其導(dǎo)線所連接的層疊體的電極10比輸 入端子以及其導(dǎo)線所連接的層疊體的電極9更遠離開關(guān)電路用裸 芯片8，則可以抑制無用信號的躍遷。而且，由于作為相當發(fā)熱 的發(fā)熱源的高頻放大器用裸芯片7的最終段放大器距開關(guān)電路用 裸芯片8遠，所以，可以防止由于開關(guān)電路的溫度上升引起的特 性變化。
為了確認本發(fā)明的效果，對具有本發(fā)明的輸出匹配電路的高 頻部件、以及具有以往的輸出匹配電路的高頻部件的安裝面積和 通過損耗進行了比較。關(guān)于低頻側(cè)的輸出匹配電路，以往的高頻 部件需要大約15mm的總傳送線路長和大約16mm2的安裝面積，通 過損耗為1.4dB。而本發(fā)明的高頻部件的總傳送線路長為大約 10mm，為以往的高頻部件的大約65%,安裝面積為大約4mm2，為 以往的大約25%，通過損耗為l.OdB，顯著地降低。這些效果在 高頻側(cè)的輸出匹配電路中也同樣可以獲得。由此可知，通過本發(fā) 明可以實現(xiàn)高頻部件的小型化和高性能化。
在圖7所示的高頻部件中，所有的生片被區(qū)分為2個區(qū)域， 構(gòu)成高頻放大器HPA的電極圖案配置在左側(cè)區(qū)域，構(gòu)成天線開關(guān) 模塊ASM的電極圖案配置在右側(cè)區(qū)域。由此，可以在不引起特性 變差的情況下，實現(xiàn)高頻部件的小型化。另外，通過將高頻放大 器HPA和天線開關(guān)模塊ASM在層疊體內(nèi)一體化，不僅可以縮短連 接兩者的線路，也不再需要在印刷布線基板上的布線，降低了線 路損失。并且，由于高頻放大器HPA和天線開關(guān)模塊ASM的一體 化，可以將設(shè)置在兩者上的匹配電路集中在一起，并且阻抗匹配 變得容易。因此，可以實現(xiàn)高頻部件的小型化、低損耗化、輸出的效率化等效果。第2實施方式
圖16表示根據(jù)第2實施方式的高頻部件的電路。該高頻部 件具有在輸出匹配電路中檢測高頻功率的耦合器。在此，省略與 第1實施方式相同的結(jié)構(gòu)以及功能的說明。
(A)輸出匹配電路
在構(gòu)成輸出匹配電路的第1傳送線路ASL的傳送線路部 ASL1、 ASL2以及ASL3之間，連接了 一端接地的電容器Ca2、 Ca3 以及Ca4。該輸出匹配電路具有檢測高頻功率的耦合器。作為第 l傳送線路ASL的一部分的ASL1也可以作為耦合器的主線路來使 用，并與耦合器的副線路CSL1耦合。為了控制高頻放大器HPA 的輸出功率，副線路CSL1的第1端Pc的輸出被送往檢波器。副 線路CSL1的第2端Pt —般以50Q的電阻R作為終端，但是，為 了耦合度以及隔離度的調(diào)整，可以對電阻R的電阻值進行適當變 更。
在圖16所示的例子中，耦合器構(gòu)成輸出匹配電路的一部分。 由于具有這種結(jié)構(gòu)，沒有必要另外設(shè)置耦合器，所以，可以實現(xiàn) 高頻部件的小型化，另外，可以通過含有耦合器的輸出匹配電路 獲取與輸出端子Po的匹配。例如，耦合器的主線路(傳送線路 部ASL1)和耦合器的副線路CSL1耦合的部分的阻抗為在半導(dǎo) 體元件側(cè)不到50Q (例如40Q)，在輸出端子Po側(cè)是50Q 。
耦合器的主線路(輸出匹配電路的傳送線路部ASL1)和副線 路CSL1形成在陶瓷層疊體那樣的多層基板內(nèi)。圖17表示構(gòu)成高 頻部件的所有16層中的第6層到第8層。與圖1所示例同樣， 全部的層被區(qū)分為2個區(qū)域，構(gòu)成高頻放大器HPA的電極圖案設(shè) 置在左側(cè)區(qū)域，構(gòu)成天線開關(guān)模塊ASM的電極圖案設(shè)置在右側(cè)區(qū) 域。在圖17中，省略了構(gòu)成輸出匹配電路以及耦合器的其他的 部分。
如圖17所示，包含第1傳送線路的輸出匹配電路的電極圖 案105 108和副線路CSL1的電極圖案109以及110形成在電介
33質(zhì)層上，主線路和副線路隔著電介質(zhì)層相對置。電極圖案105、
106是低頻側(cè)的輸出匹配電路的第1傳送線路的一部分。副線路 CSL1的電極圖案109與兼為耦合器的主線路ASL1的電極圖案105 對置設(shè)置。電極圖案107、 108是高頻側(cè)的輸出匹配電路的第1 傳送線路的一部分。副線路的電極圖案110與兼為耦合器的主線 路的電極圖案107對置設(shè)置。由于主線路和副線路是隔著電介質(zhì) 層設(shè)置的，所以，即使縮短兩者的間隔也不會發(fā)生短路。
圖18表示第1傳送線路的電極圖案與副線路的電極圖案的 關(guān)系的一個例子。第1傳送線路的電極圖案101、 102、 103形成 在不同的電介質(zhì)層IOO上，副線路的電極圖案104形成在與電極 圖案IOI、 102、 103不同的電介質(zhì)層上。
圖19表示第1傳送線路的電極圖案和副線路的電極圖案的 關(guān)系的其他例子。在形成第1傳送線路的電極圖案101、 102、 103 的多個電介質(zhì)層之中，在形成電極圖案101的電介質(zhì)層上形成了 副線路的電極圖案104。 g卩，兼為主線路的傳送線路部的電極圖 案與副線路的電極圖案在電介質(zhì)層上相對置。在這種情況下，也 可以在兩線路間加入絕緣性陶瓷。優(yōu)選相對置的兩線路的間隔為 恒定。
圖20表示兼為主線路的第1傳送線路的電極圖案101與副 線路的電極圖案104隔著電介質(zhì)層相對置的例子。主線路和副線 路的耦合度由它們的間隔來決定，該間隔由電介質(zhì)層的厚度來決 定。由于陶瓷電介質(zhì)層可以高精度地控制厚度，因此作為優(yōu)選。
在圖20所示的例子中，副線路的電極圖案104的寬度，比 兼為主線路的第1傳送線路的電極圖案101的寬度窄，并且當從 上方看時，電極圖案104位于電極圖案101的寬度的內(nèi)偵ij(不會 從電極圖案101露出)。由于具有此結(jié)構(gòu)，即使電極圖案101以 及104的位置稍微錯開，兩者的間隔也不會變化，也可以抑制伴 隨于此的耦合狀態(tài)的變化。
如圖21所示，將耦合器的副線路的第2端Pt (與輸出監(jiān)視 器相反一側(cè))通過電阻Rt接地，作為終端。另外，也可以如圖22 (a)所示，將與電阻Rt并聯(lián)連接的電容器Ct的另一端接地， 作為終端。如果用并聯(lián)連接了副線路的一端的電阻以及電容器作 為終端，則可以縮短主線路以及副線路的線路長度，有利于小型 化。另外，因為僅僅調(diào)整線路長度，就可以調(diào)整隔離度峰值以及 電容，所以調(diào)整很簡便。另外，耦合量的傾斜變得平坦，可以實 現(xiàn)寬帶化。另外，如圖22 (b)所示，也可以將電容器Ct和傳送 線路Lt的LC串聯(lián)諧振電路與電阻Rt并聯(lián)連接，并端部接地， 作為終端。通過該結(jié)構(gòu)，可以更加縮短副線路。由于可以通過加 入傳送線路Lt而縮小電容器Ct，所以有利于小型化，另外，使 隔離度峰值的調(diào)整以及寬帶化的效果變得顯著。如圖21以及圖 22所示的耦合器的副線路的終端結(jié)構(gòu)與輸出匹配電路和耦合器 是否一體化無關(guān)。
如果在多層基板內(nèi)以電極圖案形成電容器Ct，則有利于小型 化，另外，如果作為在多層基板上的搭載部件，則可以對每個產(chǎn) 品進行調(diào)整，并能降低不合格率。對于傳送線路Lt也是一樣。 (B)高頻部件(復(fù)合層疊模塊)
第2實施方式的高頻部件具有獲取了阻抗匹配的輸出匹配電 路以及天線開關(guān)模塊，并具備構(gòu)成輸出匹配電路的一部分的耦合 器。因為可以在輸出匹配電路與天線開關(guān)模塊之間獲取匹配，所 以同在輸出匹配電路與天線開關(guān)模塊之間設(shè)置耦合器的情況相 比，更可以實現(xiàn)高頻部件的小型化以及低損耗。另外，這些連接 的匹酉己可以將VSWR (Voltage Standing Wave Ratio)設(shè)為1.5 以下，優(yōu)選1.2以下。因為耦合器以外的部分與圖9所示的第1 實施方式相同，所以省略其說明。
與第1實施方式同樣得到的層疊體的大小大約為5.8誦X 5.8腿X0.45mm，在層疊體的上面搭載二極管或晶體管、以及片 式電感、片式電容器。覆蓋了金屬盒的完成品的高大約為1.25mm， 樹脂封裝的完成品的高大約為1.2mm。
本實施方式的高頻部件(輸出匹配電路和耦合器在不到50 Q的阻抗下進行了匹配)的插入損耗，與將包含輸出匹配電路的功率放大器以及耦合器分別安裝在印刷基板上的情況(常規(guī)例)
相比，低頻側(cè)(GSM、 EGSM)以及高頻側(cè)(DCS、 PCS)都大約改 善了 0. 15 0.25dB。若該改善換算為功率放大器的效率，則大約 為2 3%。圖23 (a)表示750MHz lGHz的低頻側(cè)的插入損耗的 改善。插入損耗的改善在高頻側(cè)也一樣。
另外，將本發(fā)明的上述高頻部件與將輸出匹配電路以及耦合 器復(fù)合化的高頻部件(兩者獲取50Q的匹配)進行了比較。插入 損耗在低頻側(cè)(GSM、 EGSM)和高頻側(cè)(DCS、 PCS)都顯示出大 約0. 1 0. 15dB的很大的改善。圖23 (b)表示在750MHz lGHz 的低頻側(cè)的插入損耗的改善。若該改善換算為功率放大器的效 率，則大約為1 2%。插入損耗的改善在高頻側(cè)也一樣。對幾乎 達到極限的功率放大器的效率能改善1%以上，可以說是效果顯 著。
當以0. ldB的插入損耗以及-20dB的耦合度設(shè)計圖21所示的 僅以電阻Rt作為終端的耦合器時，如圖24所示，方向性為-8dB， 隔離度大約為-30dB。按照不改變插入損耗以及耦合度的設(shè)計， 在以電容器作為終端的例子[圖22 (a)]中，如圖25所示，方向 性以及隔離度都大幅地提高了 12dB以上。另外，在以電容器以 及傳送線路作為終端的例子[圖22 (b)]中，如圖26所示，方向 性提高了16dB以上，隔離度也提高了 17dB以上。
關(guān)于尺寸，在以往的個別安裝中，耦合器需要大約lmm3的體 積以及大約2 4mm2的安裝面積。另外，即使在只是將耦合器和 輸出匹配電路一體化的情況下，高頻部件也非常大型化，即，每 —頻帶需要大約lmm3 (在2頻帶中大約為2mm3)。但是，在本實 施方式中，在電容終端的情況下，大約為0.4mm3，在電容和傳送 線路的終端的情況下，大約0.5mm3以下的體積即可，因此可以不 改變高頻部件的尺寸而進行復(fù)合化。此時，副線路長度在低頻側(cè) 大約為2mm，高頻側(cè)大約為lmm，都在3mm以下。第3實施方式
圖27是根據(jù)本發(fā)明的第3實施方式的高頻部件，表示具有
36以分支狀連接第1傳送線路的諧振電路的高頻部件的一個例子。 省略了與第1以及第2實施方式相同的結(jié)構(gòu)以及功能的說明。當 然，第3實施方式的結(jié)構(gòu)，不限于圖中所示的高頻部件，也可以 廣泛適用于具有高頻放大器以及輸出匹配電路的高頻部件。 (A)輸出匹配電路
相對于一端接地的多個電容器Cml、 Cm2、 Cm3、 Cm4以分支 狀于傳送線路ASL連接的圖1所示的第1實施方式的輸出匹配電 路，在第3實施方式中，諧振電路以分支狀連接到第1傳送線路 上。作為諧振電路，可以列舉LC諧振電路、截線(stub)等。 作為LC諧振電路，可以列舉出串聯(lián)諧振電路，其包括例如以 分支狀連接第1傳送線路ASL的第2傳送線路，和一端連接第2 傳送線路而另一端接地的第1電容器；以及并聯(lián)諧振電路，其包 括串聯(lián)連接第1傳送線路ASL的第3傳送線路，和并聯(lián)連接第3 傳送線路的第2電容器。
在圖27所示的例子中，多個接地的第1電容器Cml、 Cm2、 Cm3、 Cm4以分支狀連接第1傳送線路ASL，第2傳送線路Lm2、 Lm3、 Lm4分別串聯(lián)連接到第1電容器Cm2、 Cm3、 Cm4與第1傳送 線路ASL之間。圖27所示的輸出匹配電路通過第2傳送線路以 及第l電容器的組合，得到輸出匹配所需的阻抗，并且發(fā)揮以下 功能。第2傳送線路Lm2和第1電容器Cm2，第2傳送線路Lm3 和第1電容器Cm3，以及第2傳送線路Lm4和第1電容器Cm4的 各組合構(gòu)成串聯(lián)諧振電路。例如，如果調(diào)整串聯(lián)諧振電路的至少 一個諧振頻率，以使輸出匹配電路的衰減極與高頻功率(頻率f) 的2f波、3f波等的n倍高次諧波(n為2以上的自然數(shù))的至 少一個幾乎一致，則可以顯著地衰減n倍高次諧波。由以分支狀 連接第l傳送線路ASL的第1電容器以及第2傳送線路構(gòu)成的串 聯(lián)諧振電路數(shù)可以根據(jù)應(yīng)該衰減的頻帶數(shù)進行設(shè)定。
而且，通過第2傳送線路以及第1電容器的常數(shù)值的變更， 以及串聯(lián)諧振電路與第1傳送線路ASL的連接點的調(diào)整等，可以 調(diào)整阻抗匹配。第2傳送線路以及第1電容器的常數(shù)值可以在保持用l/[2n (LC) 1/2]表示的串聯(lián)諧振電路的諧振頻率恒定的情
況下進行變更。通過提高這樣的設(shè)計自由度，可以在維持所期望 的阻抗匹配以及衰減特性的情況下，為降低通過損耗，而縮短第
1傳送線路ASL。
圖28表示第3實施方式的輸出匹配電路的另一個例子。該 輸出匹配電路具有 一端以分支狀連接第1傳送線路ASL，另一 端接地的3個電容器Cml、 Cm2、 Cm3;和分別串聯(lián)連接到電容器 Cm2以及Cm3與第1傳送線路ASL之間的第2傳送線路Lm2以及 Lm3;串聯(lián)連接第1傳送線路ASL的第3傳送線路Lm5;和并聯(lián)連 接第3傳送線路Lm5的第2電容器Cm5。第3傳送線路Lm5和第 2電容器Cm5構(gòu)成并聯(lián)諧振電路，并可以通過使并聯(lián)諧振電路的 諧振頻率與無用的頻帶頻率一致來衰減無用的頻帶。由于具有該
結(jié)構(gòu)，即使在不存在地電位的情況下，也可以構(gòu)成并聯(lián)諧振電路， 并實現(xiàn)高次諧波的衰減。在圖28的情況下，也可以根據(jù)應(yīng)該衰 減的頻帶數(shù)等，設(shè)定由第1電容器和第2傳送線路構(gòu)成的串聯(lián)諧 振電路數(shù)。例如，如果將串聯(lián)諧振電路設(shè)定為2f帶、將并聯(lián)諧 振電路設(shè)定為3f帶，則能以小型的立體安裝結(jié)構(gòu)，有效地衰減 即使是在高次諧波功率成分中也是比較大的功率的2倍高次諧波 以及3倍高次諧波。另外，在圖28中，并聯(lián)諧振電路雖然設(shè)置 在第2端2側(cè)，但也可以在第1端1側(cè)或串聯(lián)諧振電路之間。
在第l傳送線路ASL上連接了串聯(lián)諧振電路的圖27的結(jié)構(gòu)、 以及在第1傳送線路ASL上連接了串聯(lián)諧振電路和并聯(lián)諧振電路 的圖28的結(jié)構(gòu)中，為了同時實現(xiàn)插入損耗的降低以及無用頻帶 的衰減量的增大，優(yōu)選2倍波諧振電路設(shè)置在半導(dǎo)體元件側(cè)。另 外，優(yōu)選從半導(dǎo)體元件側(cè)，按照2f帶、3f帶、4f帶這一順序， 使應(yīng)該衰減的高次諧波的頻率變高。為了寬帶化，在半導(dǎo)體元件 側(cè)連接于第1傳送線路ASL的元件也可以只是電容器。
圖29表示第3實施方式的輸出匹配電路的另外一個例子。 該輸出匹配電路具有以下結(jié)構(gòu)，即，在圖28所示的輸出匹配電 路的并聯(lián)諧振電路中設(shè)置 一端與第3傳送線路Lm5的輸出端子側(cè)端連接，另一端與第2電容器Cm5的輸出端子側(cè)端連接的第4 傳送線路Lm6;和一端與第4傳送線路Lm6的另一端連接，另一 端接地的第3電容器Cm6。傳送線路Lm5、 Lm6以及電容器Cm5、 Cm6由于具有與有極型低通濾波器幾乎一樣的結(jié)構(gòu)，所以，比圖 28的并聯(lián)諧振電路(Lm5、 Cm5)衰減量多，衰減頻帶更寬。另外， 在圖29的結(jié)構(gòu)中，可以簡單地同時實現(xiàn)衰減極的調(diào)整和阻抗匹 配的調(diào)整。在圖29中，雖然諧振電路(Lm5、 Lm6、 Cm5、 Cm6) 設(shè)置在第2端2側(cè)，但也可以設(shè)置在第1端1側(cè)或串聯(lián)諧振電路 之間。為了同時實現(xiàn)插入損耗的降低以及無用頻帶的衰減量的增 大，可以從半導(dǎo)體元件側(cè)按順序連接例如具有3f帶的衰減極的 串聯(lián)諧振電路(Lm2、 Cm2)，具有2f帶的衰減極的諧振電路(Lm5、 Lm6、 Cm5、 Cm6)，以及具有4f帶的衰減級的串聯(lián)諧振電路(Lra3、 Cm3)。
(B)高頻部件(復(fù)合層疊模塊)
根據(jù)本實施方式的高頻部件除了具有由Lm2、 Cm2等構(gòu)成 的串聯(lián)諧振電路(圖27);由Lm5、 Cm5構(gòu)成的并聯(lián)諧振電路(圖 28);或由Lm5、 Lm6、 Cm5、 Cm6構(gòu)成的諧振電路(圖29)，還具 有與根據(jù)第l實施方式的高頻部件基本相同的結(jié)構(gòu)。另外，雖然 在圖27 29中沒有明確記載，但也可以將第1傳送線路的一部 分作為主線路，在其上并聯(lián)設(shè)置副線路來構(gòu)成耦合器。構(gòu)成高頻 部件的電介質(zhì)層以及導(dǎo)電體圖案可以和第1以及第2實施方式相 同。而且，如果通過在多層基板內(nèi)串聯(lián)連接多個導(dǎo)電體圖案來構(gòu) 成第1傳送線路，并將諧振電路與多個導(dǎo)電體圖案的至少一個連 接，則可以進一步實現(xiàn)高性能的高頻部件的小型化。
與第1以及第2實施方式同樣得到的層疊體的大小大約為 5. 8mmX5. 8mmX0. 45mm，在層疊體的上面搭載二極管、晶體管、 片式電感以及片式電容器，并通過覆蓋金屬盒或由樹脂封裝制成 完成品。完成品的高在金屬盒的情況下大約為1.25mm，樹脂封裝 的情況下大約為1. 2mm。
通過以下實施例進一步對本發(fā)明進行詳細說明，但是本發(fā)明實施例1 3，參考例1
對圖27 29所示的具備具有諧振電路的輸出匹配電路的高 頻部件(實施例1 3)，和具備不具有諧振電路的輸出匹配電路
的高頻部件(參考例1)進行了比較，比較內(nèi)容為低頻側(cè)的高 頻特性(插入損耗以及高次諧波的衰減量)、為了形成構(gòu)成輸出 匹配電路的傳送線路所需的電極圖案的合計長度、以及電容值的 合計(電極圖案以及搭載部件的兩者)。其結(jié)果如表l所示。 [表1]
例子No.諧振電路插入損耗 (dB)2倍波衰減 量(dB)3倍波衰減 量(dB)4倍波衰減 量(dB)
參考例1無2. 2 2. 48 1111~ 1516 19
實施例1圖272. 0~2. 216 2024 2625 28
實施例2圖282. 0 2. 218 2324 2629 33
實施例3圖292. 0 2. 218 2324 2629 33
表1 (續(xù))例子No.電極圖案的合計長度* (mm)電容值的合計(pF)參考例12338實施例11830實施例21724實施例31624注*為了形成構(gòu)成輸出匹配電路的傳送線路所需的電極圖案的 合計長度。
由上可知，在插入損耗方面，具有諧振電路的實施例1 3
與沒有設(shè)置諧振電路的參考例1相比為同等以上，在2倍波 4
倍波的衰減量方面，與參考例1相比有大幅度的改善，另外，在
40電極圖案的合計長度以及電容值的合計方面，與參考例1相比都 降低，實現(xiàn)了高頻部件的小型化。由此可知，今后通過使用具有 諧振電路的輸出匹配電路，可以得到高頻特性優(yōu)良的小型的高頻 部件。另外，雖然上述比較涉及低頻側(cè)的輸出匹配電路，但對于 高頻側(cè)的輸出匹配電路也一樣。
從阻抗設(shè)計的觀點來考慮，傳送線路與接地電極之間的距離 很重要，在設(shè)計上，對傳送線路的電極圖案的制約要多于電容器 的電極圖案。因此，比起電容器的電極圖案，要優(yōu)先設(shè)計傳送線 路的電極圖案。而且，因為輸出匹配電路的第1傳送線路的結(jié)構(gòu) 對插入損耗具有很大影響，所以，實施例以及參考例的第1傳送 線路的結(jié)構(gòu)都相同，其中，作為重要設(shè)計值的第1傳送線路的電
極圖案與接地電極的距離都設(shè)為大約75um。如果增大第1傳送
線路的電極圖案與接地電極的距離，則可以縮短第1傳送線路，
降低插入損耗。例如，如果加厚電介質(zhì)層，設(shè)定上述距離為100 ^m以上，則高頻特性進一步提高。 實施例4以及5、參考例1
將在圖1以及圖27的輸出匹配電路中如圖16所示設(shè)置了耦 合器的高頻部件(實施例4以及5)與參考例1的高頻部件進行 了比較的結(jié)果是實施例4以及5的輸出匹配電路的插入損耗與 參考例1相比，低頻側(cè)(GSM、 EGSM)和高頻側(cè)(DCS、 PCS)都 只降低了大約0. 1 0.25dB。如果將其換算為作為功率放大器的 重要特性的效率，則相當于大約1 3%的改善。鑒于功率放大器 的效率幾乎己經(jīng)達到了極限，所以，可以說通過將輸出匹配電路 的一部分與耦合器共同使用，得到1%以上的效率改善是本發(fā)明的 顯著效果。
關(guān)于耦合器的特性，電容終端的輸出匹配電路(實施例4) 與參考例1相比方向性為12dB以上、隔離度為12dB以上，有了 大幅度的提高。另外，以電容和傳送線路作為終端的輸出匹配電 路(實施例5)與參考例1相比方向性為16dB以上、隔離度為 17dB以上，有了進一步的提高。
41關(guān)于安裝體積，電容終端的輸出匹配電路(實施例4)和以 電容和傳送線路為終端的輸出匹配電路(實施例5)都約小于
0.4mm3和0.5mm3。另外，副線路長度是低頻側(cè)大約為2mm，高 頻側(cè)大約為lmm，都小于3mm。由此可知，將第1傳送線路的一 部分作為耦合器的主線路的本發(fā)明的結(jié)構(gòu)可以大幅地實現(xiàn)高頻 部件的小型化。
權(quán)利要求
1. 一種高頻部件，其在層疊多個電介質(zhì)層而形成的多層基板上，構(gòu)成具有高頻放大器和接受從上述高頻放大器輸出的高頻功率的輸出匹配電路的高頻電路，其特征為上述輸出匹配電路具有將上述高頻功率從上述高頻放大器側(cè)傳遞到輸出端子側(cè)的第1傳送線路，上述第1傳送線路的至少一部分是通過在層疊方向上串聯(lián)連接經(jīng)由多個電介質(zhì)層形成的多個導(dǎo)電體圖案而形成的。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1記載的高頻部件，其特征為上述多個導(dǎo)電體圖案，是以將層疊方向作為中心軸的螺旋狀的方式進 行連接的。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2記載的高頻部件，其特征為上述多個導(dǎo)電體圖案由貫通電極連接，上述多個導(dǎo)電體圖案之中，在 相鄰的電介質(zhì)層上形成的導(dǎo)電體圖案彼此間，僅在由上述貫通電極所連接 的部分沿層疊方向?qū)χ谩?br> 4. 根據(jù)權(quán)利要求1 3的任意一項記載的高頻部件，其特征為 上述第l傳送線路之中由經(jīng)由多個電介質(zhì)層而形成的多個導(dǎo)電體圖案構(gòu)成的部分，具有上述高頻放大器側(cè)的第1端和上述輸出端子側(cè)的第2端， 上述第1端通過貫通電極與上述高頻放大器連接，上述第2端位于比上述第1端更靠近上述高頻放大器的層疊方向位置上。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1 3的任意一項記載的高頻部件，其特征為.-上述第l傳送線路之中由經(jīng)由多個電介質(zhì)層而形成的多個導(dǎo)電體圖案構(gòu)成的部分，具有上述高頻放大器側(cè)的第1端和上述輸出端子側(cè)的第2端，上述第1端通過貫通電極與上述高頻放大器連接，上述第2端位于比上述第1端更遠離上述高頻放大器的層疊方向位置上。
6. 根據(jù)權(quán)利要求4或5記載的高頻部件，其特征為 接地電極設(shè)置在與上述第1傳送線路的第2端相比，更靠近第1端的層疊方向位置上。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6記載的高頻部件，其特征為在至少一部分的相鄰的電介質(zhì)層中，在靠近上述接地電極的電介質(zhì)層 上形成的導(dǎo)電體圖案，與在遠離上述接地電極的電介質(zhì)層上所形成的導(dǎo)電 體圖案相比，寬度更寬。
8. 根據(jù)上述權(quán)利要求4或5記載的高頻部件，其特征為.-接地電極設(shè)置在與上述第1傳送線路的第1端相比，更靠近第2端的層疊方向位置上。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8記載的高頻部件，其特征為在至少一部分的相鄰的電介質(zhì)層中，在靠近上述接地電極的電介質(zhì)層 上形成的導(dǎo)電體圖案，與在遠離上述接地電極的電介質(zhì)層上所形成的導(dǎo)電 體圖案相比，寬度更寬。
10. 根據(jù)權(quán)利要求1 9的任意一項記載的高頻部件，其特征為具備具有對發(fā)送系統(tǒng)和接收系統(tǒng)的連接進行切換的開關(guān)電路的天線 開關(guān)模塊，并在上述輸出匹配電路與上述天線開關(guān)模塊之間取得了阻抗匹 配。
11. 一種高頻部件，其在層疊多個電介質(zhì)層而形成的多層基板上，構(gòu) 成具有高頻放大器和接受從上述高頻放大器輸出的高頻功率的輸出匹配電路的高頻電路，其特征為 上述輸出匹配電路，具有第1傳送線路，其將上述高頻功率從上述高頻放大器側(cè)傳遞到輸出端 子側(cè)；和耦合器，其由對上述高頻功率進行檢測的主線路和副線路構(gòu)成， 上述主線路由上述第1傳送線路的至少一部分構(gòu)成， 上述主線路和副線路形成在上述多層基板內(nèi)。
12. 根據(jù)權(quán)利要求11記載的高頻部件，其特征為上述主線路的電極圖案的至少一部分和上述副線路的電極圖案的至 少一部分，對置配置在上述電介質(zhì)層上。
13. 根據(jù)權(quán)利要求11記載的高頻部件，其特征為上述主線路的電極圖案的至少一部分和上述副線路的電極圖案的至少一部分，隔著上述電介質(zhì)層在層疊方向上對置配置。
14. 根據(jù)權(quán)利要求13記載的高頻部件，其特征為上述副線路的電極圖案的至少一部分的寬度比上述主線路的電極圖 案的至少一部分的寬度窄，當從上面看時，上述副線路的電極圖案的 至少一部分位十上述主線路的電極圖案的至少一部分的寬度的
15. 根據(jù)權(quán)利要求11 14的任意一項記載的高頻部件，其特征為 上述副線路的一端以電阻和與其并聯(lián)連接的電容器為終端。
16. 根據(jù)權(quán)利要求15記載的高頻部件，其特征為 傳送線路串聯(lián)連接上述電容器。
17. 根據(jù)權(quán)利要求11 16的任意一項記載的高頻部件，其特征為 具備具有對發(fā)送系統(tǒng)和接收系統(tǒng)的連接進行切換的開關(guān)電路的天線開關(guān)模塊，并在上述輸出匹配電路與上述天線開關(guān)模塊 之間取得了阻抗匹配。
18. —種高頻部件，其在層疊多個電介質(zhì)層而形成的多層基板 上，構(gòu)成具有高頻放大器和接受由上述高頻放大器輸出的高頻功 率的輸出匹配電路的高頻電路，其特征為上述輸出匹配電路，具有第l傳送線路，其將上述高頻功率從上述高頻放大器側(cè)傳遞到輸出端子側(cè)；和至少一個諧振電路，其以分支狀連接上述第1傳送線路， 上述第1傳送線路的至少一部分是通過在上述多層基板內(nèi)的電介質(zhì)層上形成的導(dǎo)電體圖案而形成的。
19. 根據(jù)權(quán)利要求18記載的高頻部件，其特征為上述諧振電路是由第1電容器和第2傳送線路所構(gòu)成的串聯(lián)諧振電路。
20. 根據(jù)權(quán)利要求18或19記載的高頻部件，其特征為具有并聯(lián)諧振電路，所述并聯(lián)諧振電路由串聯(lián)連接了上述第1傳送線路的第3傳送線路和并聯(lián)連接了上述第3傳送線路的第2電容 器所構(gòu)成。
21. 根據(jù)權(quán)利要求20記載的高頻部件，其特征為還具有第4傳送線路以及第3電容器，上述第4傳送線路的一端與上述第3傳送線路的輸出端子側(cè) 一端連接，上述第4傳送線路的另外一端與上述第2電容器的輸 出端子側(cè)一端連接，上述第3電容器的一端與上述第4傳送線路 的另一端連接，上述第3電容器的另一端接地。
22. 根據(jù)權(quán)利要求18 21的任意一項記載的高頻部件，其特征為 對上述諧振電路的諧振頻率進行了調(diào)整，以便與上述高頻功率的n倍高次諧波的至少一個頻率幾乎一致，其中，n為2以上 的自然數(shù)。
23. 根據(jù)權(quán)利要求18 22的任意一項記載的高頻部件，其特征為 具備具有對發(fā)送系統(tǒng)和接收系統(tǒng)的連接進行切換的開關(guān)電路的天線開關(guān)模塊，并在上述輸出匹配電路與上述天線開關(guān)模塊 之間取得了阻抗匹配。
24. —種高頻電路，其具有高頻放大器和接收從上述高頻放大器 輸出的高頻功率的輸出匹配電路，其特征為上述輸出匹配電路具有將上述高頻功率從上述高頻放大器 側(cè)傳遞到輸出端子側(cè)的第1傳送線路，上述第1傳送線路的至少 一部分的特性阻抗從上述高頻放大器側(cè)到上述輸出端子側(cè)進行 變化。
全文摘要
一種高頻部件，其在層疊多個電介質(zhì)層所形成的多層基板上，構(gòu)成具有高頻放大器和接收由上述高頻放大器輸出的高頻功率的輸出匹配電路的高頻電路，上述輸出匹配電路，具有將上述高頻功率從上述高頻放大器側(cè)傳遞到輸出端子側(cè)的第1傳送線路，上述第1傳送線路的至少一部分，是通過在層疊方向上串聯(lián)連接經(jīng)由多個電介質(zhì)層形成的多個導(dǎo)電體圖案而形成的。
文檔編號H01P5/18GK101502011SQ20078002924
公開日2009年8月5日 申請日期2007年8月9日 優(yōu)先權(quán)日2006年8月9日
發(fā)明者內(nèi)田昌幸, 林健兒 申請人:日立金屬株式會社