專利名稱：控制根據(jù)存儲數(shù)據(jù)產生的信號的采樣的方法和設備的制作方法
技術領域：
本發(fā)明的實施例通常涉及用于控制對根據(jù)在例如硬盤驅動器的磁盤的 數(shù)據(jù)介質上存儲的數(shù)據(jù)產生的信號進行采樣的定時的方法和設備。更具體地 說，本發(fā)明的實施例涉及基于作為均衡的信號與估算的數(shù)據(jù)信號之間的差值 計算的相位誤差、來控制用于對根據(jù)存儲的數(shù)據(jù)產生的信號進行采樣的定時 的方法和設備，所述兩個信號都是根據(jù)所存儲的數(shù)據(jù)生成的。
背景技術：
硬盤驅動器是一種包括用于存儲信息的存儲介質的電子裝置。例如，常 用的磁盤驅動器包括磁盤，其具有能夠存儲數(shù)據(jù)的同心軌道。該磁盤位于主 軸電機上，使得盤可以旋轉，并且存儲在盤上的數(shù)據(jù)由安裝在致動器上的磁
頭(head)存取，所述致動器用音圈電機(VCM)驅動。VCM用VCM驅 動電流來旋轉致動器，使得磁頭橫跨盤移動來存取數(shù)據(jù)。
磁頭通過感應盤表面顯現(xiàn)的磁場變化來讀取記錄在盤表面上的信息，并 且該萬茲頭通過響應于供應到磁頭的寫入電流來生成石茲場而在盤表面上存儲 信息。磁頭產生的磁場使盤表面被磁化，從而將數(shù)據(jù)記錄或存儲在盤上。
當磁頭讀取記錄在盤表面上的信息時，盤表面顯現(xiàn)的磁場通過磁頭產生 一信號。該信號經過采樣處理采樣，然后經過維特比解碼處理轉換成輸出數(shù) 據(jù)。
不幸的是，輸出數(shù)據(jù)的準確度趨于對采樣處理的定時非常敏感。結果， 采樣處理的定時變化趨于？ 1起輸出數(shù)據(jù)的誤差。
采樣處理的定時通常由壓控振蕩器(vco )輸出的采樣時鐘信號來控制， 其中采樣時鐘信號的頻率根據(jù)vco的振蕩頻率獲得。為了使采樣處理的定 時穩(wěn)定，vco根據(jù)通過磁頭產生的模擬信號中恢復的定時信息來控制其振
蕩頻率。
傳統(tǒng)技術中，為了穩(wěn)定地控制采樣處理的定時，補償定時偏移(例如相 位和/或頻率偏移)所需的跟蹤時間必須短，而且可以補償?shù)亩〞r偏移范圍，即捕捉(pull-in)范圍，必須很寬。
然而，不幸的是，隨著記錄介質的密度增加，硬盤驅動器的磁頭產生的 信號的信噪比也隨之增加，并因此傳統(tǒng)技術中變得更加難以恢復在這些信號 中編碼的數(shù)據(jù)。

發(fā)明內容
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，提供了一種計算均衡信號和估算數(shù)據(jù)信號之 間的當前相位誤差的方法。該當前相位誤差用于在適于再現(xiàn)通過通信信道傳 送的信號的系統(tǒng)中、通過對信號進行采樣、均衡以及維特比解碼來控制采樣 處理的定時。所述方法包括遞歸地將前一相位誤差應用到當前相位誤差的計 算，以從當前相位誤差消除噪聲的影響。
根據(jù)本發(fā)明的又一實施例，提供了一種信號再現(xiàn)設備。該設備包括模 數(shù)轉換器(ADC),適于對通過通信信道傳送的信號進行采樣以產生采樣信 號；均衡器，適于對所述采樣信號進行均衡，以產生均衡信號；數(shù)據(jù)估算器，
適于基于所述均衡信號來估算通過通信信道傳送的信號的值，以產生估算信 號；相位估算器，適于計算在所述均衡信號和所述估算信號之間的當前相位 誤差；以及環(huán)路濾波器，適于根據(jù)相位估算器計算出的當前相位誤差來控制 振蕩器的振蕩頻率，該振蕩器適于生成ADC的采樣時鐘。所述相位估算器 基于前一相位誤差來計算當前相位誤差。
根據(jù)本發(fā)明的又一實施例，提供了 一種用于再現(xiàn)通過通信信道傳送的信 號的方法。所述方法包括對所傳送的信號進行采樣，以產生采樣信號；均 衡所述采樣信號，以產生均衡信號；對所述均衡信號進行維特比解碼，來產 生估算數(shù)據(jù)信號。所述維特比解碼包括基于均衡信號的估算相位誤差來計算
分支度量。所述方法還包括基于計算出的分支度量來計算附加的估算相位 誤差；基于與維特比解碼期間選擇的幸存路徑對應的相位估算值，來計算在 環(huán)路濾波器中使用的估算相位誤差；以及根據(jù)在環(huán)路濾波器中使用的估算相 位誤差，來控制用于對所傳送的信號進行采樣的采樣時間。
根據(jù)本發(fā)明的又一實施例， 一種信號再現(xiàn)設備包括模數(shù)轉換器(ADC ), 適于對通過通信信道傳送的信號進行采樣以產生采樣信號；均衡器，適于均 衡所述釆樣信號以產生均衡信號；分支度量計算器&相位補償器(BMC)， 適于基于所述均衡信號計算分支度量并計算對應的估算相位誤差，并輸出所述分支度量以及對應的估算相位值；相加比較選擇&路徑存儲器(ACS&PM)， 適于根據(jù)BMC輸出的所述分支度量以及所述估算相位誤差來計算路徑度 量，并基于從路徑度量中獲得的幸存路徑來輸出估算數(shù)據(jù)信號和前一估算相 位誤差；相位估算器，適于根據(jù)ACS&PM輸出的前一估算相位誤差，來計 算將施加到BMC上的當前估算相位誤差；以及環(huán)路濾波器，適于控制用于 控制ADC所執(zhí)行的采樣的定時的振蕩器的振蕩頻率。所述環(huán)路濾波器基于 ACS&PM輸出的前一估算相位誤差來控制振蕩頻率。


下面結合在附圖中圖示的幾個實施例來描述本發(fā)明。附圖中，相同的附 圖標記表示相同的示范元件、組件或步驟。在圖中
圖1是根據(jù)本發(fā)明一個實施例的信號再現(xiàn)設備的框圖2是圖示了根據(jù)本發(fā)明實施例的用于相位估算器的信道模型的示意
圖3是根據(jù)本發(fā)明實施例的信號再現(xiàn)設備的框圖4示出了長度為4的信道(長度為6的導數(shù)(derivative )信道)的維 特比網(wǎng)格結構；
圖5示出了用于數(shù)據(jù)估算的長度為L的數(shù)據(jù)路徑存儲器的示意結構； 圖6示出了用于相位估算的長度為P的相位路徑存儲器的示意結構； 圖7A和7B是示出了定時誤差平均值的仿真結果的曲線圖； 圖8A和8B是示出了定時誤差變化的仿真結果的曲線圖； 圖9A和9B是示出了跟蹤性能的仿真結果的曲線圖； 圖IO是示出了穩(wěn)態(tài)抖動性能的仿真結果的曲線圖；以及 圖11是示出了由根據(jù)本發(fā)明實施例執(zhí)行的方法所提供的、相對于傳統(tǒng) 方法的有關改進的示意圖。
具體實施例方式
下面參照對應的附圖來描述本發(fā)明的示范實施例。這些實施例被呈現(xiàn)為 示教性示例。本發(fā)明的實際范圍由說明書之后所附的權利要求來限定。 圖1是根據(jù)本發(fā)明實施例的信號再現(xiàn)設備的框圖。 參看圖1,該信號再現(xiàn)設備包括模數(shù)轉換器(ADC) 102、均衡器104、數(shù)據(jù)估算器106、延遲單元108、相位估算器IIO、環(huán)路濾波器112、數(shù)模轉 換器(DAC) 114、以及壓控振蕩器(VCO) 116。數(shù)據(jù)估算器106包括分支 度量(branchmetric)計算電路(BMC) 106a、以及相加比較選擇&路徑存儲電 路(ACS&PM) 106b。
ADC 102接收根據(jù)在諸如硬盤驅動器的磁盤之類的數(shù)據(jù)存儲介質上存 儲的數(shù)據(jù)生成的模擬輸入信號，并對該信號模擬輸入進行采樣。該輸入信號 一般通過硬盤驅動器的磁頭的操作來產生，并通過磁頭傳輸?shù)紸DC 102。通 過對輸入信號進行采樣，ADC 102產生已采樣的輸入信號。均衡器104接收 已采樣的輸入信號，對其重新整形，并輸出結果生成的已均衡信號。
數(shù)據(jù)估算器106對已均衡的信號執(zhí)行維特比解碼操作，以基于存儲在硬 盤驅動器上的數(shù)據(jù)來產生估算的數(shù)據(jù)信號。通常，維特比解碼操作是通過計 算數(shù)據(jù)輸入序列的分支度量、然后累計分支度量以形成路徑度量來執(zhí)行的。 在數(shù)據(jù)估算器106中，BMC 106a計算維特比解碼操作的分支度量，而 ACS&PM 106b計算路徑度量。
盡管在所選擇的本發(fā)明的實施例中數(shù)據(jù)估算器106使用維特比解碼操 作，但是維特比算法的變體以及其它類似操作也可被用于對數(shù)據(jù)估算器106 接收的數(shù)據(jù)進行解碼。
延遲單元108延遲均衡器104輸出的已均衡信號，將已延遲的信號輸出 到相位估算器110。相位估算器IIO通過將延遲單元108輸出的已延遲信號 與數(shù)據(jù)估算器106產生的估算數(shù)據(jù)信號進行比較，計算出估算的相位誤差。
環(huán)路濾波器112生成與相位估算器IIO輸出的估算相位誤差對應的控制 信號。DAC 114將環(huán)路濾波器112生成的控制信號轉換成模擬控制信號，該 模擬控制信號被用于控制VCO 116的振蕩頻率。根據(jù)所述振蕩頻率，VCO 116生成時鐘信號，用于控制ADC 102執(zhí)行的采樣操作。
ADC 102與VCO 116生成的時鐘信號同步地執(zhí)行采樣操作。因此，根 據(jù)相位估算器IIO輸出的估算相位誤差，通過控制VCO 116的振蕩頻率，可 以調整采樣搡作的定時來補償相位誤差。
圖2是圖示了在數(shù)據(jù)存儲介質和相位估算器之間的通信信道的模型的示 意圖，該相位估算器使用維特比算法來解碼通過通信信道接收的數(shù)據(jù)。在圖 2中，相位估算器被標記為"利用維特比算法(VA)的相位估算器"，并且 其執(zhí)行下面結合圖3的元件306、 308和310描述的各種功能。參看圖2,項、表示在第k個時鐘周期期間從數(shù)據(jù)存儲介質輸入到通信 信道的已存儲二進制數(shù)據(jù)(比特數(shù)據(jù))。項^表示在第k個時鐘周期期間從 有效通信信道輸出的二進制數(shù)據(jù)。項^表示在第k個時鐘周期期間從導數(shù)通 信信道輸出的二進制數(shù)據(jù)。項A表示導數(shù)通信信道的輸出^相對于有效通信 信道的輸出^的相位誤差。項 表示第k個時鐘周期期間的附加噪聲，例如 附加白高斯噪聲。項Ck表示通信信道第k個時鐘周期中產生的數(shù)據(jù)，并輸入 到利用VA的相位估算器。項^合并了附加噪聲 和由相位誤差A導致的失 真。
二進制數(shù)據(jù)^由二進制數(shù)據(jù) 和有效通信信道的脈沖響應巻積生成，而 二進制數(shù)據(jù)^由二進制數(shù)據(jù)&和導數(shù)通信信道的脈沖響應巻積生成。因為二 進制數(shù)據(jù)h通過不考慮噪聲的巻積操作產生，并在通信信道內延遲，所以項 乂還可以稱為"理想備選信號"。
維特比解碼操作中使用的分支度量在BMC 106a中可以計算為通過下列 公式(1)中表示的歐幾里德距離平方^
<formula>formula see original document page 9</formula> (1) 每個分支度量與第k個時鐘周期期間的解碼數(shù)據(jù)的電勢狀態(tài)轉變對應。更具
體地，每個分支度量是維特比網(wǎng)格結構的每個分支的歐幾里德距離平方。每
個分支度量表示數(shù)據(jù)Ck和特定備選^之間的距離。理想備選信號力根據(jù)維 特比網(wǎng)格結構的不同分支改變。當輸入信號Ck與特定備選^相似時，公式(1 ) 中的歐幾里德距離將很小。
圖2中，項A表示有效通信信道的脈沖響應或者信道特性。項^表示導 數(shù)通信信道的脈沖響應或者信道特性。導數(shù)通信信道與其相關聯(lián)的脈沖響應 ^的目的在于模型化相位誤差產生的信號失真。
有效通信信道的脈沖響應力取決于用于根據(jù)被輸入到通信信道的已存 儲二進制數(shù)據(jù)生成信號的記錄和/或再現(xiàn)系統(tǒng)的屬性。導數(shù)通信信道的脈沖響 應^通過對有效通信信道的脈沖響應A求孩i分而獲得。
項^表示通信信道在第k個時鐘周期中產生的維特比解碼數(shù)據(jù)，而項、 表示第k個時鐘周期中輸出數(shù)據(jù)Ck的估算相位誤差。項^是相位誤差A的估 算值，而項^是二進制數(shù)據(jù)^的估算值。在一個實施方式中，來自導數(shù)通信 信道的二進制輸出數(shù)據(jù)&是根據(jù)維特比解碼數(shù)據(jù)、計算得來。作為選擇，二 進制輸出數(shù)據(jù)^可包括與BMC 106a的狀態(tài)轉變對應的分支度量中得到的值。
作為示例，&通常可以用二進制數(shù)據(jù)X*和導數(shù)通信信道的脈沖響應&計 算得到。脈沖響應&一般是已知的，但數(shù)據(jù)&是未知的。目前有很多計算二 進制數(shù)據(jù)、的方法。例如，第一種方法是使用維特比解碼數(shù)據(jù)^來替代二進 制數(shù)據(jù)^。第二種方法是使用例如圖4所示的維特比網(wǎng)格結構中的轉變信息 A,因為所有的分支具有其各自獨有的數(shù)據(jù)備選序列。
根據(jù)本發(fā)明的所選實施例，前一相位誤差和當前相位估算值一起被用于 減小通信信道中的噪聲影響。 ^
例如，在相位估算器110中，第k個時鐘周期中的估算相位誤差^可以
用下述公式(2)表示
Vd+^^W^-w) (2)
在公式(2)中，項、-'表示第k-l個時鐘周期中的估算相位誤差，^表示誤 差信號，^是取決于導數(shù)通信信道的脈沖響應gk的常數(shù)，以及M表示第k
個時鐘周期之前的時鐘周期的數(shù)量。誤差信號^可以用公式~= " — A計算得
到，從有效通信信道輸出的二進制數(shù)據(jù)h可以用h =2/;><;^'計算，導數(shù)信
1
「^^
道輸出數(shù)據(jù)^可以用^-Zg,xx^計算，而^可以用公式"省計算得到。
公式(2 )中，項可以被看作是基于導數(shù)通信信道的先前輸 出的積分(或求和)值。
一般的硬盤驅動器具有長度為4的信道。換句話說，在信道內有碼間干 擾(ISI)的地方，信號響應散布在多個采樣位置上。具體地，長度為4的 "1+2D+2D2+D3"部分響應(PR: partial response)信道在時間k產生響應 T，在時間k+1產生響應'2，，在時間k+2產生響應'2，，在時間k+3 產生響應T。信道的最終輸出信號將是在不同時間生成的部分響應的和。
導數(shù)信道是PR信道的時間連續(xù)形式表示的導數(shù)，因此它的長度通常大 于PR信道長度。為了便于解釋，將假定導數(shù)信道的長度為6。由此，假定 二進制數(shù)據(jù)h的長度為4, 二進制數(shù)據(jù)&的長度為6。然而，硬盤驅動器的 信道長度可能隨著硬盤驅動器記錄密度的增加而增加。當硬盤驅動器的記錄 密度增加時，二進制數(shù)據(jù)h和&各自的長度也趨于增加。
在公式(2)中，前一估算相位誤差A"'被用來計算當前的估算相位誤差 A、換句話說，估算的相位誤差 以遞歸的方式計算。公式(2)的遞歸結構趨于減小噪聲對估算相位誤差計算的影響，并且也可以減小相關的計算復 雜度。為了圖示公式(2)的遞歸結構如何減小噪聲影響，遞歸結構等同于
從時間索引'k-M+l，到'k，的平均數(shù)據(jù)，即從^-w+A—w到eA。該平均 函數(shù)減小了平均值為零的隨機噪聲的影響。
另外，公式(2)的遞歸結構類似于分支度量計算或者路徑度量計算， 因此與維特比解碼中使用的技術類似的技術可以被用于相位估算器110中。
公式(2)中的項一^-^"￡^)表示當前相位估算值￡^和先前相位估 算值之間的差異與常數(shù),的乘積。使用先前相位估算值趨于減小相位 誤差計算中的噪聲影響。公式(2 )計算使通過M個樣本的觀察窗的e' = c' _乂 和、^之間的平方差最小化的估算相位誤差值&的值。
可以通過根據(jù)估算相位誤差的變化調整M的大小來調整跟蹤性能。例 如，通過監(jiān)視估算的相位誤差的變化，可以通過隨著估算相位誤差的變化而 自動調整M的數(shù)值來調整跟蹤性能。還可以調整M的數(shù)值，達到期望的噪 聲容限度和期望的系統(tǒng)性能之間的權衡。M值的該調整例如可以通過仿真來 確定。
7的數(shù)值一般根據(jù)M值和導數(shù)信道的輸出來確定，7值的適當調整可以 有助于減小在計算估算相位誤差時的噪聲影響。
實現(xiàn)公式(2)的硬件一般需要存儲M個先前相位誤差估算值的結構。 結果，硬件的復雜度隨著M值的增加而增加。然而，硬件的復雜度可以通
過調整公式(2)而獲得下述公式(3)來降低
△i^U^Q. (3) 在公式(3)中， 〃是根據(jù)M值確定的遺忘因子。遺忘因子^可以用例如
^^7來計算。
圖3是根據(jù)本發(fā)明又一實施例的信號再現(xiàn)設備的框圖。
參看圖3，該設備包括模數(shù)轉換器(ADC) 302、均衡器304、分支度量
計算&相位補償電路(BMC)306、相加比較選擇&路徑存儲電路(ACS&PM)
308、相位估算器310、環(huán)路濾波器312、數(shù)模轉換器(DAC) 314、以及壓
控振蕩器(VCO) 316。 ACS&PM 308包括相加比較選擇器(ACS) 308a、
數(shù)據(jù)路徑存儲器308b和相位路徑存儲器308c。
ADC 302接收與存儲在諸如硬盤驅動器的磁盤之類的數(shù)據(jù)存儲介質上
的數(shù)據(jù)相關生成的輸入信號，并對該信號采樣。該輸入信號一般通過硬盤驅動器的磁頭來產生。ADC 302對輸入信號進行采樣，以產生已采樣的輸入信 號，并且采樣后的輸入信號然后被均衡器304整形，以產生信號"。
BMC 306通過向維特比網(wǎng)格結構或其它類似數(shù)據(jù)結構的每個分支施加 對應的估算相位誤差值來計算信號Q的分支度量。BMC 306可以使用的分支 度量的示例是歐幾里德距離。歐幾里德距離的示例根據(jù)下述公式(4)提供
Kn^;)2 (4)
在公式(4)中，^是使用公式(2)或(3)獲得的估算相位誤差值。相對 于不將估算相位誤差&結合到分支度量計算的維特比解碼操作，通過使用估 算相位誤差值、來獲得^，使用^來獲得分支度量的維特比解碼操作的可靠 性趨于增加。
在圖3中，索引"i'，和"j"分別用來表示維特比網(wǎng)格結構中當前和下
一狀態(tài)。例如，在圖4中，狀態(tài)"i"和"j"從狀態(tài)"11111"、 "11110".....
"00000"中選取。為了圖示狀態(tài)"i"和"j，，的使用，項4。(11111,0111 l)是"11111" 和"01111"之間的分支在時間"k=10，，時的分支度量。
項凡(力表示圖4中的在時間"k"到狀態(tài)"j"的理想信道輸出。例如， 乂。(mn)是涉及從狀態(tài)"iiiii"或"lino"到狀態(tài)"11111"的兩個分支在 時間"k=io"時的理想信道輸出。類似地，項q(力表示維特比網(wǎng)格結構中時
間"k"和狀態(tài)"j"時項q的值。
項^(W)表示圖4中從"i"到"j"的分支在時間"k"的導數(shù)信道輸出。
項入表示圖4中在時間"k"所有狀態(tài)中具有最小分支度量的狀態(tài)。項^表 示用來產生信號Q的二進制數(shù)據(jù)的估算值。具體地，項^表示與上述的項A 相同的數(shù)據(jù)。
項&("力表示圖4中在時間"k"從"i"到"j，，的分支的估算相位。項 、(力表示從&("力中選擇的、在時間"k，，對于以狀態(tài)"j"結束的幸存路徑
的估算相位誤差。
為了計算維特比網(wǎng)格結構的分支的分支度量A,公式(4)可以表示為
<formula>formula see original document page 12</formula>。 a
ACS & PM 308根據(jù)BMC 306的輸出來計算估算相位誤差值、。ACS & PM 308還確定維特比解碼操作中的幸存路徑。 一旦確定了幸存路徑，根據(jù) 幸存路徑，將對應的先前估算相位誤差提供給相位估算器310。相位估算器 3]0通常根據(jù)公式(2)或(3),使用相應的先前估算的相位誤差值來計算新的估算相位誤差值。
ACS & PM 308包括相位路徑存儲器308c,用于存儲在維特比解碼操作 中使用的所有估算相位誤差值、。ACS & PM 308在相位路徑存儲器308c 中存儲估算相位誤差值^ ,并僅將與幸存路徑對應的最佳估算相位誤差輸出 到環(huán)路濾波器312。
下面將進一步詳細描述ACS & PM 308的操作。
圖4示出了具有長度4的通信信道的維特比網(wǎng)格結構。相關的導數(shù)通信 信道的信道長度為6。
相位估算器310根據(jù)圖4圖示的維特比網(wǎng)格結構、并且根據(jù)下面的公式 (5) - (8)來計算A(,〕、 4(/,力和&(/,力。然后，相位估算器310將 3^(0、 ^(/,y')和^(,',力發(fā)送到BMC 306。
圖4的維特比網(wǎng)格結構被應用到最常用的長度為4信道。與長度為4的 信道對應的導數(shù)通信信道是長度為6信道。圖4中狀態(tài)值"i"和"j"的范 圍在0到31 (二進制數(shù)值的00000 11111 )之間。圖4中，使用了5位狀態(tài) 作為示例，因為5位碼字是許多當前數(shù)據(jù)存儲應用中最常用的。
項A(/)、 ^(U')和^(,',力是"i"和"j"的函數(shù)，并且它們與維特比網(wǎng)格結 構的分支對應。項力(O可以用下述公式(5)計算得到
少,i/"2U —1) (5)
m = l
在公式(5)中，"k"表示當前時間，項^-""i表示維特比網(wǎng)格結構確定的二 進制序列，A(O表示沒有噪聲和定時失真的理想信道響應。 項^('W)可以用下述公式(6)計算得到
項&(/,力可以用下述公式(7)或(8)計算得到
& G, J') =, (0 + (0^ (' ， — ^省m ("力](7 ) = A-力')+ W)W,力 (8 )
公式(7)和(8)中的誤差項e(i,j)可以用下述公式(9)計算得到
W,/)nC') (9)
BMC 306使用相位估算器310輸出的h(/)、 ^(/,力和^(,W)、根據(jù)下面的 公式(10)和圖5所示的維特比網(wǎng)格結構來計算^(''，力。
然后，BMC 306將^(/，力發(fā)送到具有的ACS & PM 308。與公式(7)到(9)類似，分支度量^(''，力是"i"和"j"的函數(shù)，并且針對維特比
網(wǎng)格結構的每個分支計算。分支度量A(^')可以用下述公式(10)計算得到
^("力=[^—^(,') —力]2 (io)
ACS 308a使用BMC 306輸出的人('》')和^("_/)計算^(_/)、 jA,并
將夂C/')和丄發(fā)送到數(shù)據(jù)路徑存儲器308b，并將^(y)和義發(fā)送到相位路徑存儲器 308c。這里，^(力和A^力都是'j，的函數(shù)，并具有針對對于維特比網(wǎng)格結 構的每個狀態(tài)計算的多個值。項W)、 &(y)、義使用下列公式(11)到(15) 來計算 '
<formula>formula see original document page 14</formula>(11)
<formula>formula see original document page 14</formula> (12)
<formula>formula see original document page 14</formula> (13)
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數(shù)據(jù)路徑存儲器308b用從ACS 308a發(fā)送的4(力、、(y)、入，根據(jù)下列公 式(16)和(17)以及圖4所示的維特比網(wǎng)格結構，來更新用于數(shù)據(jù)估算的 L長度的路徑存儲值(力。
同時，相位路徑存儲器308c用從ACS 308a發(fā)送的5力')、&(7')、人，根據(jù) 公式(18)和(19)以及圖4所示的維特比網(wǎng)格結構，來更新用于相位估算 的長度為P的路徑存儲值、+力')。
這里，'L'和'P，分別優(yōu)化用于數(shù)據(jù)估算和相位估算。 <formula>formula see original document page 14</formula> (16)
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圖5示出了用于數(shù)據(jù)估算的長度為L的數(shù)據(jù)路徑存儲器308b的示意結 構，其根據(jù)圖4所示的維特比網(wǎng)格結構而構造。數(shù)據(jù)路徑存儲器308b確定 最佳的數(shù)據(jù)估算值^ ，該數(shù)值與長度為L的數(shù)據(jù)路徑之中的幸存路徑dato—^ 對應。這里，^是二進制數(shù)據(jù)，具有二進制數(shù)值'1'或'O'。
圖6示出了用于相位估算的長度P的相位路徑存儲器308c的示意結構， 其根據(jù)圖4所示的維特比網(wǎng)格結構而構造。相位路徑存儲器308c確定最佳 相位估算值、，其與長度為P的相位路徑之中的幸存路徑； /zosej; 對應。這里，最佳相位估算值^被發(fā)送到環(huán)路濾波器312。
另外，ACS & PM 308將在先前周期輸入到相位存儲器308c的^(力延
遲一周期，并將延遲后的、(力作為A"'(力發(fā)送到相位估算器310。這里， 、-'(/)是'j'的函數(shù)，不是單個值，而是為維特比網(wǎng)格結構的每個狀態(tài)計算
出的多個值。
均用于計算估算相位誤差的公式(2)和(14)的相似點在于它們都具 有遞歸結構。另外，因為相位估算的方式與數(shù)據(jù)估算類似，所以基于圖4所 示的維特比網(wǎng)格結構來計算多個扁t (力和l(/,力。
圖5所示的數(shù)據(jù)路徑存儲器308b將二進制數(shù)據(jù)^(力存儲L個周期，并 輸出與幸存路徑對應的值。 '
同時，圖6所示的相位路徑存儲器308c將浮點數(shù)振^G')存儲P個周期，
并將對應于幸存相位的^輸出到環(huán)路濾波器312。與此同時，相位路徑存儲
器308c在1個周期后把、(力作為、-'(刀發(fā)送到相位估算器310,從而用于計 算
選擇、？+力')中的最佳值^ =、屮(^，_機)，如圖6右側的虛線部分
所示，并輸出到環(huán)路濾波器310。項^(力表示P個周期后確定的正確值，而 、-,(力是、(力延遲一個周期后的值。即，項^-力')是與維特比網(wǎng)格結構的每
個狀態(tài)對應的相位估算值的備選值。
本發(fā)明的所選實施例中，與維特比解碼器的路徑度量計算公式相似，具 有遞歸結構的公式被用來計算相位誤差A、由此，相位誤差^也可以以類似 于傳統(tǒng)的路徑度量計算的方式來計算。
最后，使用路徑存儲器，以與維特比解碼器執(zhí)行數(shù)據(jù)檢測類似的方式， 來執(zhí)行一個相位誤差^的確定。
信道特性厶 一般根據(jù)系統(tǒng)決定，而導數(shù)信道特性^通過對信道特性厶 求微分而獲得。因此，如果信道特性人已知，則導數(shù)信道特性&也可以很 容易獲得。
通常，當脈沖響應厶被求微分時，表示脈沖響應的特性值增加。例如， 在一個示例中，硬盤驅動器的信道長度是4，但是通過將長度為4的信道微 分獲得的信道的長度是6。維特比解碼器中的狀態(tài)數(shù)量由信道的長度確定， 對于長度為4的信道，其狀態(tài)數(shù)量是24=16,而長度為6的導數(shù)信道的狀態(tài) 數(shù)量是26=64。如果根據(jù)長度較長的導數(shù)信道確定狀態(tài)數(shù)量，則自然考慮到了長度較短的信道的全部狀態(tài)。
然而，在其他情況下，例如根據(jù)長度較短的信道來確定狀態(tài)數(shù)量，就不 能考慮到長度較長的導數(shù)信道的全部狀態(tài)。
由此，維特比解碼所需的狀態(tài)數(shù)量應該^f艮據(jù)在信道或導數(shù)信道之中脈沖 響應長度較長的信道來確定。從而可以考慮到所有可能的情況。
相位估算器310通過查看ACS & PM 308的數(shù)據(jù)估算值來計算相位估算 值，并將相位估算值提供給BMC 306。
這里，最后的相位估算值和數(shù)據(jù)估算值是由基于在BMC 306中計算的 分支度量值確定的幸存路徑值和先前計算的狀態(tài)度量值來確定的。這樣做增 強了估算可靠性。
而且，ACS & PM 308的最后相位估算值被提供給環(huán)路濾波器312。
環(huán)路濾波器112生成與ACS & PM 308所提供的相位估算值對應的控制 信號。DAC314將該控制信號轉換成模擬控制信號，并且所述模擬控制信號 改變VC0 316的振蕩頻率。
因為ADC 302與VCO 316生成的時鐘信號同步地執(zhí)行采樣操作，所以 可以通過控制VC0 316的振蕩頻率來補償定時誤差。
在確定相位誤差時，圖3的設備不僅使用當前信號，而且使用所有往昔 的信號，從而可以以更高的可靠性進行確定。
另外，即使在相位估算中，圖3的設備也可以通過使用與維特比解碼器 的數(shù)據(jù)估算相同的方法來增加可靠性。具體地，聯(lián)合使用數(shù)據(jù)估算結果和相 位估算結果，從而可以進一步增強估算的可靠性。
圖7A和7B是示出了定時誤差的平均值的仿真結果的示意圖。具體地， 圖7A示出了使用包括最小均方差誤差(MMSE)估算的傳統(tǒng)方法測量的定 時誤差的平均值，圖7B示出了使用本發(fā)明實施例的包括相位估算最大似然 (PEML)的方法測量的定時誤差的平均值。在圖7A和7B中，x軸表示實 際歸一化后的定時誤差，y軸表示測量的平均定時誤差。因此，理想的定時 誤差估算器將生成圖7A和7B中的直線。
在圖7和8 二者中，標記"6dB 18dB"表示已經進行誤差估算的信號 的信噪比(SNR)。 SNR用分貝(dB)標度表示。圖7和8中的"定時誤差" 是歸一化后的相位誤差，其中"-0.5"對應于相位"-丌，，,"+0.5"對應于相 位"+7T"。在環(huán)路濾波器312的輸入端仿真測量定時誤差。在圖7和8表示的每次仿真中，環(huán)路濾波器312的輸出端被設置為表示恒定的相位誤差。
圖8A和8B是分別示出了使用傳統(tǒng)MMSE方法和根據(jù)本發(fā)明實施例的 PEML方法測量的定時誤差變化的仿真結果的圖。圖8A和8B中的變化是 根據(jù)圖7A和7B所示的平均值來測量的。在圖8A和8B中，可以看出，使 用本發(fā)明的實施例中的方法改善了變化。
圖9A和9B示出了跟蹤性能的仿真結果。圖9A圖示了傳統(tǒng)MMSE方 法的跟蹤性能，而圖9B圖示了根據(jù)本發(fā)明實施例的PEML方法的跟蹤性能。 一般來說，跟蹤性能可以用兩個因素評估。首先根據(jù)跟蹤性能收斂到目標值 的速度、其次根據(jù)跟蹤曲線的波動幅度來評價跟蹤性能。圖9A和9B中， 跟蹤曲線幾乎同時收斂到目標值，但是當使用傳統(tǒng)方法時，波動很嚴重。圖 9A中的波動將導致定時環(huán)路中的較差的抖動性能。
圖10是示出了穩(wěn)態(tài)抖動性能的仿真結果的圖。在圖IO中，標記為MMSE 的曲線圖示了傳統(tǒng)方法的穩(wěn)態(tài)抖動性能，而標記為PEML的曲線圖示了根據(jù) 本發(fā)明實施例的方法的穩(wěn)態(tài)抖動性能。在圖10中，可以看出，根據(jù)本發(fā)明 實施例的方法的抖動性能比傳統(tǒng)方法的抖動性能更好。
的改進的示意圖。
參看圖11，相對于傳統(tǒng)方法，本發(fā)明的實施例改進了跟蹤性能、捕捉范 圍、以及抖動性能。另一方面，計算速度和硬件效率稍微降低。然而，這些 缺陷經常由于跟蹤、捕捉范圍和抖動性能的改進而超限。
通過使用圖3所示的上述設備，即使在由于高密度數(shù)據(jù)存儲而導致再現(xiàn) 信號質量很差的環(huán)境中，也可以執(zhí)行相位估算。另外，使能信號定時的穩(wěn)定 恢復，并增強了數(shù)據(jù)記錄密度。此外，諸如結合圖3描述的上述設備防止在 以高密度記錄信號時相位同步環(huán)路中的錯誤操作，并且減小了定時抖動導致 的噪聲。
上述優(yōu)選實施例只是示范性示例。本領域的普通技術人員應該明白，可 以對優(yōu)選實施例進行形式和細節(jié)上的各種改變，而不會偏離由所附權利要求 書限定的本發(fā)明的范圍。
權利要求
1、一種在適于再現(xiàn)通過通信信道傳送的信號的系統(tǒng)中、通過對信號進行采樣、均衡以及維特比解碼來計算均衡信號和估算數(shù)據(jù)信號之間的當前相位誤差、以便控制采樣處理的定時的方法，所述方法包括遞歸地將前一相位誤差應用到當前相位誤差的計算，以從當前相位誤差消除噪聲的影響。
2、 如權利要求1所述的方法，其中所述當前相位誤差通過遞歸地將前 一相位誤差施加到基于導數(shù)信道的先前輸出的積分值上來計算，其中導數(shù)信 道具有通過對通信信道的信道特性求微分而計算得到的信道特性。
3、 如權利要求2所述的方法，還包括 監(jiān)控當前相位誤差的變化；以及根據(jù)當前相位誤差的變化，變化用于計算所述積分值的間隔。
4、 如權利要求3所述的方法，其中該間隔還根據(jù)系統(tǒng)的噪聲容限度來 變化。
5、 如權利要求3所述的方法，還包括向前一相位誤差施加遺忘因子，其中該遺忘因子根據(jù)所述間隔變化。
6、 一種信號再現(xiàn)設備，其包括模數(shù)轉換器，適于對通過通信信道傳送的信號進行采樣以產生釆樣信—， 均衡器，適于對所述采樣信號進行均衡，以產生均衡信號； 數(shù)據(jù)估算器，適于基于所述均衡信號來估算通過通信信道傳送的信號的值，以產生估算信號；相位估算器，適于計算在所述均衡信號和所述估算信號之間的當前相位誤差；以及環(huán)路濾波器，適于根據(jù)相位估算器計算出的當前相位誤差來控制振蕩器 的振蕩頻率，該振蕩器適于生成模數(shù)轉換器的采樣時鐘；其中，所述相位估算器基于前一相位誤差來計算當前相位誤差。
7、 如權利要求6所述的設備，其中所述相位估算器通過遞歸地將前一 相位誤差施加到基于導數(shù)信道的先前輸出的積分值上來計算當前相位誤差， 其中導數(shù)信道具有通過對通信信道的信道特性求微分而計算得到的信道特性。
8、 如權利要求7所述的設備，其中所述相位估算器監(jiān)控當前相位誤差的變化，并根據(jù)當前相位誤差的變化來變化用于計算所述積分值的間隔。
9、 如權利要求8所述的設備，其中，所述相位估算器還基于信號再現(xiàn) 設備的噪聲容限度來變化所述間隔。
10、 如權利要求8所述的設備，其中，所述相位估算器向前一相位誤差 施加遺忘因子，其中該遺忘因子根據(jù)所述間隔來變化。
11、 一種用于再現(xiàn)通過通信信道傳送的信號的方法，所述方法包括 對所傳送的信號進行采樣，以產生采樣信號； 均衡所述采樣信號，以產生均衡信號；對所述均衡信號進行維特比解碼，來產生估算數(shù)據(jù)信號，其中維特比解 碼包括基于均衡信號的估算相位誤差來計算分支度量；基于計算出的分支度量來計算附加的估算相位誤差；基于與維特比解碼期間選擇的幸存路徑對應的相位估算值，來計算在環(huán) 路濾波器中使用的估算相位誤差；以及根據(jù)在環(huán)路濾波器中使用的估算相位誤差，來控制用于對所傳送的信號 進行采樣的采樣時間。
12、 如權利要求11所述的方法，其中，維特比解碼中使用的狀態(tài)數(shù)量 根據(jù)通信信道的長度以及導數(shù)通信信道的長度來確定，所述導數(shù)通信信道的 脈沖響應是通過對通信信道的脈沖響應求微分而計算得到的。
13、 如權利要求11所述的方法，其中，通過遞歸地將各個先前相位誤 差施加到基于導數(shù)信道的先前輸出的積分值上來計算估算相位誤差，其中導 數(shù)信道具有通過對通信信道的脈沖響應進行微分計算而得到的脈沖響應。
14、 如權利要求12所述的方法，其中，所述估算相位誤差是通過將各 個先前的估算相位誤差施加到基于導數(shù)信道的先前輸出的積分值上來計算 的。
15、 如權利要求13所述的方法，還包括 監(jiān)控所述估算相位誤差的變化；以及根據(jù)所述估算相位誤差的變化，來變化用于計算所述積分值的間隔。
16、 如權利要求15所述的方法，其中，所述間隔還根據(jù)用于執(zhí)行所述 方法的設備的噪聲容限度來變化。
17、 如權利要求15所述的方法，還包括向先前的估算相位誤差中的一個或多個施加遺忘因子，其中該遺忘因子 根據(jù)所述間隔來變化。
18、 一種信號再現(xiàn)設備，其包括模數(shù)轉換器，適于對通過通信信道傳送的信號進行采樣以產生采樣信均衡器，適于均衡所述采樣信號以產生均衡信號；分支度量計算器&相位補償器(BMC)，適于基于所述均衡信號計算分 支度量并計算對應的估算相位誤差，并輸出所述分支度量以及對應的估算相 位值；相加比較選擇&路徑存儲器(ACS&PM),適于根據(jù)BMC輸出的所述分 支度量以及所述估算相位誤差來計算路徑度量，并基于從路徑度量中獲得的 幸存路徑來輸出估算數(shù)據(jù)信號和前一估算相位誤差；相位估算器，適于根據(jù)ACS&PM輸出的前一估算相位誤差，來計算將 施加到BMC上的當前估算相位誤差；以及環(huán)路濾波器，適于控制用于控制模數(shù)轉換器執(zhí)行的采樣的定時的振蕩器 的振蕩頻率，其中所述環(huán)路濾波器基于ACS&PM輸出的前一估算相位誤差 來控制振蕩頻率。
19、 如權利要求18所述的設備，其中，所述相位估算器通過遞歸地將 前一相位誤差施加到基于導數(shù)信道的先前輸出的積分值上來計算所述估算 相位誤差，其中導數(shù)信道具有通過對通信信道的信道特性進行求微分而計算 得到的信道特性。
20、 如權利要求19所述的設備，其中所述相位估算器監(jiān)控當前相位誤 差的變化，并基于當前相位誤差的變化來變化用于計算所述積分值的間隔。
21、 如權利要求20所述的設備，其中，所述相位估算器還根據(jù)信號再 現(xiàn)設備的噪聲容限度來變化所述間隔。
22、 如權利要求21所述的設備，其中所述相位估算器向前一相位誤差 施加遺忘因子，其中該遺忘因子根據(jù)所述間隔而變化。
全文摘要
公開了一種控制根據(jù)存儲數(shù)據(jù)產生的信號的采樣的方法和設備，該設備包括模數(shù)轉換器，適于對通過通信信道傳送的信號進行采樣以產生采樣信號；均衡器，適于對所述采樣信號進行均衡，以產生均衡信號；數(shù)據(jù)估算器，適于基于所述均衡信號來估算通過通信信道傳送的信號的值，以產生估算信號；相位估算器，適于計算在所述均衡信號和所述估算信號之間的當前相位誤差；以及環(huán)路濾波器，適于根據(jù)相位估算器計算出的當前相位誤差來控制振蕩器的振蕩頻率，該振蕩器適于生成模數(shù)轉換器的采樣時鐘，其中所述相位估算器基于前一相位誤差來計算當前相位誤差。
文檔編號G11B5/02GK101286322SQ200710305109
公開日2008年10月15日 申請日期2007年11月14日 優(yōu)先權日2006年11月14日
發(fā)明者文在玄, 李載旭 申請人:明尼蘇達大學董事會;三星電子株式會社