專利名稱：一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電壓源的制作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種基準電壓源，具體是指一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電 壓源。
背景技術：
無論是在數(shù)字電路、模擬電路抑或是數(shù)?；旌想娐分?，高性能的基準電壓源都是 不可或缺的，它對整個系統(tǒng)的性能起著決定性的作用。通常情況下基準電壓決定了比較器 的翻轉電平、振蕩器的振蕩頻率、功率管中流過的電流值等重要的系統(tǒng)指標。正是基于以上 情況，對于基準電壓源電路的要求不斷提高，出現(xiàn)了很多電路結構。如圖1所示，是一種傳 統(tǒng)的基準電壓源的設計方法。這個電路包括了具有正負輸入端及輸出端口的運算放大器， 電阻R1、R2、R3及兩個晶體管Q1、Q2。其中電阻R1=R2=R，晶體管Ql的發(fā)射極面積為Q2的 發(fā)射極面積的N倍。在電路的實際工作過程中，由于運算放大器的開環(huán)增益很大，所以兩個 輸入端的差模電壓很小，可以認為近似相等，這樣就有V(+)=V(-)，V(+)，V(-)分別為運算 放大器的正相輸入端電壓和反相輸入端電壓，即VBE1+IC1*R3=VBE2式中Vbei，Vbe2分別為Q1，Q2的基極-發(fā)射極電壓，IaSQl的集電極電流，由于集 電極電流其中Is SPN結反向飽和電流，VT=KT/q為熱電壓，帶入上式可得
Vt^1Ic1 ^kl
r — ‘2 — ^SEl — J,T2 1M — ^r 1" N 1Cl — —-~~ — ----- — ---
R3R3R3其中，N為Ql和Q2的發(fā)射極面積之比，如此，就產(chǎn)生了和絕對溫度成正比的一路電流，這個電流在電阻R2產(chǎn)生了呈現(xiàn) 正溫度特性的電壓，然后和具有負溫度特性的VBE2相力卩，就可以得到一個隨溫度變化很小的基準電壓源VREF，
R7
^MSF = ；,BE2 + hi X R'l = + ^T ^ N
Xt3 在這個傳統(tǒng)的基準電壓源產(chǎn)生電路中，輸出基準電壓的電源抑制比PSRR主要依 賴于運算放大器本身的特性。普通的二級運算放大器的PSRR在高頻下的特性很差，為了改 善高頻下的性能，運算放大器的結構就比較復雜，增加了電路的面積和功耗；同時，傳統(tǒng)的
3基準電壓源產(chǎn)生電路存在簡并點，需要額外的啟動電路使電路脫離“零”簡并狀態(tài)，這又增 加了電路的成本。

實用新型內容本實用新型的目的在于克服目前提升機運行過程中，其運行軌跡不穩(wěn)定，容易偏 離原設計軌跡的難題，提供一種提升機運行軌跡的定位裝置。本實用新型的目的通過下述技術方案實現(xiàn)本實用新型一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電壓源，包括依次連接的自偏置電 路、第一級預調整電路、第二級預調整電路，所述第二級預調整電路分別與帶隙基準核心電 路和信號反饋電路連接，所述帶隙基準核心電路與信號反饋電路連接。所述的自偏置電路包括MOS管MPl、電阻Rl、三極管Ql、三極管Q2，其中MOS管MPl 的源極與外部電源VIN連接，MPl的漏極和柵極連接后通過電阻Rl同時與三極管Ql的集 電極和基極連接，三極管Ql的發(fā)射極同時與三極管Q2的集電極和基極連接，Q2的發(fā)射極 接地，MPl的柵極作為自偏置電路的輸出與第一級預調整電路連接，三極管Ql的集電極與 電阻Rl連接后與第二級預調整電路連接。所述的第一級預調整電路包括MOS管MP2、麗1、二極管ZD1、電容Cl，所述MP2的 源極與外部電源VIN連接，MP2的柵極與自偏置電路連接，MP2的漏極分別與MNl的柵極、二 極管ZDl的陰極連接，MNl的漏極與外部電源VIN連接，MNl的源極作為第一級預調整電路 的輸出端VDDl與第二級預調整電路連接，二極管ZDl的陽極接地，且在二極管ZDl的兩端 并聯(lián)有電容Cl。所述的二極管ZDl為齊納二極管。所述第二級預調整電路包括三個MOS管MP3、MP4、MP5，兩個三極管Q3、Q4，一個電 阻R2，所述的MP3的源極與第一級預調整電路的輸出端VDDl連接，MP3的柵極與自偏置電 路連接，MP3的漏極分別與Q4的集電極、電阻R2的一端連接，電阻R2的另一端分別與三極 管Q3的集電極、Q3的基極、Q4的基極連接，Q3的基極與Q4的基極連接，Q3的發(fā)射極與MP4 的源極連接，Q4的發(fā)射極與MP5的源極連接，并作為第二級預調整電路的輸出端VREF分別 與帶隙基準核心電路、信號反饋電路連接，MP4的柵極與MP5的柵極連接后與信號反饋電路 連接，MP4的漏極與MP5的漏極同時接地。所述的帶隙基準核心電路包括三個電阻R3、R4、R5，兩個三極管Q6、Q7，所述的電 阻R3和R4的一端連接后與第二級預調整電路的輸出端VREF連接，R3的另一端分別與信 號反饋電路、三極管Q6的集電極連接，Q6的基極和Q7的基極相連后與信號反饋電路連接， Q6的發(fā)射極通過電阻R5接地，電阻R4的另一端接到三極管Q7的集電極和基極，Q7的發(fā)射 極接地。所述的信號反饋電路包括兩個MOS管MP6、MP7，兩個三極管Q5、Q8，一個電容C2， 其中，MP6的源極和MP7的源極分別與第二級預調整電路的輸出端VREF連接，MP6的柵極、 MP7的柵極和MP7的漏極連接，MP6的漏極與三極管Q5的集電極連接，Q5的基極與帶隙基 準核心電路連接，且通過電容C2與第二級預調整電路的輸出端VREF連接，Q5的發(fā)射極接 地，MP7的柵極和MP7的漏極連接后與三極管Q8的集電極連接，Q8的基極與帶隙基準核心 電路連接，Q8的發(fā)射極接地。[0022]本實用新型電路的工作原理如下假設電阻R3=R4=R，則當電路正常工作之后，如果電阻R3、R4之上流過的電流不相 等，則通過Q6、Q7的鏡像關系將兩條支路電流的差值轉化為Q5基極電壓的變化，Q5可以看 作一個單級的運放，MP6為其有源負載。這個傳送到Q5基極的誤差電壓經(jīng)過Q5的放大后 經(jīng)過一級源隨器MP5到達基準電壓的輸出端VREF，由此反饋環(huán)路可以調節(jié)基準輸出電壓， 只要環(huán)路增益足夠大，則可以保證流過電阻R3、R4上的電流相等，即I*R3=I*R4=I*R可得VBE6+I*R5=VBE7式中VBE6、VBE7分別為Q6、Q7的基極一發(fā)射極電壓。與傳統(tǒng)帶隙基準電壓源中
的推導過程一樣可得其中，N為Q6和Q7的發(fā)射極面積之比，VT為熱電壓，常溫下約為^mV。這樣基準
輸出電壓的表達式為
Vmf = V額 +IkR, = Vsm +^-VTkxN
ks可以看到，負反饋環(huán)路不僅保證了流過電阻R3、R4的電流相等，而且有助于減小 輸出基準電壓VREF隨預調整電壓VDD2的變化。當預調整電壓VDD2發(fā)生波動使得輸出基 準電壓VREF增大時，負反饋環(huán)路通過MP4使得Q3的基極電壓減小，由于Q4的基極和Q3的 基極連在一起，所以可以抑制輸出基準電壓隨預調整電壓VDD2的變化。同時，由于采用了兩級的預調整電路，輸出基準電壓的電源抑制比進一步得到提 高，給出輸出基準電壓的電源抑制比的表達式如下PSRRVEEF/ VIN | dB_ PSRRVEEF/VDDlj2 | 犯 + PSRRVDD1J 2/ν Ν | 犯PSRRveef7 vin | dB為基準VREF相對于電源電壓VIN的電源抑制比，PSRRVKEF/VDD1，2 | m為基準VREF相對于預調整電壓VDDl、VDD2的電源抑制比，PSRRVDD1，2/VIN |皿為預調整電 壓VDDl，VDD2相對于電源電壓VIN的電源抑制比。由此可以看出，本實用新型電路中輸出基準電壓電源抑制比確實比傳統(tǒng)的帶隙基 準電壓源電路有很大提高，特別是在高頻下的特性。本實用新型與現(xiàn)有技術相比，具有如下的優(yōu)點和有益效果1本實用新型一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電壓源，采用了自偏置電流鏡結 構的自偏置電路，如此，電路就可以自啟動，而不再需要額外的啟動電路；2本實用新型一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電壓源，將第二級預調整電路的 輸出直接作為基準電壓輸出并同時給帶隙基準核心電路供電，這樣的連接方式可以提高基 準電壓的帶載能力；3本實用新型一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電壓源，采用了無運放反饋環(huán)路調節(jié)，與傳統(tǒng)的基準電壓源電路相比，減少了一個進行鉗位的運放，節(jié)省了面積，減小了靜 態(tài)功耗；4本實用新型一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電壓源，輸出基準電壓的電源抑 制比比傳統(tǒng)的帶隙基準電壓源電路有很大提高，特別是在高頻下的特性。

圖1為傳統(tǒng)的帶隙基準電壓源電路圖；圖2為本實用新型電路圖。附圖中標記及相應的零部件名稱1-自偏置電路，2-第一級預調整電路，3-第二級預調整電路，4-帶隙基準核心電 路，5-信號反饋電路。
具體實施方式
下面結合實施例對本實用新型作進一步的詳細說明，但本實用新型的實施方式不 限于此。
實施例如圖2所示，本實用新型一種寬輸入電壓高電源抑制比PSRR基準電壓源，包括依 次連接的自偏置電路1、第一級預調整電路2、第二級預調整電路3、信號反饋電路5、帶隙基 準核心電路4。自偏置電路1包括MOS管MP1、電阻R1、三極管Q1、三極管Q2，MOS管MPl 的源極與外部電源VIN連接，MPl的漏極和柵極連接后通過電阻Rl與三極管Ql的集電極 和基極連接，Ql的發(fā)射極同時與三極管Q2的集電極和基極連接，Q2的發(fā)射極接地，MPl的 柵極與第一級預調整電路2中的MP2柵極連接，三極管Ql的集電極與電阻Rl連接后與第 二級預調整電路3中的MP3的柵極連接；第一級預調整電路2包括MOS管MP2、麗1、齊納二 極管ZDl、電容C1，MP2的源極與外部電源VIN連接，MP2的漏極分別與麗1的柵極、齊納二 極管ZDl的陰極連接，MNl的漏極與外部電源VIN連接，MNl的源極作為第一級預調整電路 2的輸出端VDDl并與第二級預調整電路3中的電阻R2連接，齊納二極管ZDl的陽極接地， 且在齊納二極管ZDl的兩端并聯(lián)有電容Cl ；第二級預調整電路3包括三個MOS管MP3、MP4、 MP5，兩個三極管Q3、Q4，一個電阻R2，MP3的漏極分別與Q4的集電極、電阻R2的一端連接， 電阻R2的另一端分別與三極管Q3的集電極、Q3的基極、Q4的基極連接，Q3的基極與Q4的 基極連接，Q3的發(fā)射極與MP4的源極連接，Q4的發(fā)射極作為第二級預調整電路3的輸出端 VREF分別與帶隙基準核心電路4中的電阻R3、電阻R4、信號反饋電路5中的MP6源極、MP7 源極、電容C2、MP5的源極連接，MP4的柵極與MP5的柵極連接后與MP6的漏極、Q6的集電 極連接，MP4的漏極與MP5的漏極同時接地；帶隙基準核心電路4包括三個電阻R3、R4、R5， 兩個三極管Q6、Q7，所述的電阻R3和R4的一端連接后與第二級預調整電路的輸出端VREF 連接，R3的另一端分別與電容C2、三極管Q5的基極、三極管Q6的集電極連接，Q6的發(fā)射極 通過電阻R5接地，電阻R4的另一端分別與Q6的基極、Q7的基極、Q7的集電極、Q8的基極 連接，Q7的發(fā)射極接地；MP6的柵極、MP7的柵極和MP7的漏極連接，MP6的漏極與三極管Q5 的集電極連接，Q5的基極與帶隙基準核心電路連接，且通過電容C2與第二級預調整電路的輸出端VREF連接，Q5的發(fā)射極接地，MP7的柵極和MP7的漏極連接后與三極管Q8的集電極 連接，Q8的基極與帶隙基準核心電路連接，Q8的發(fā)射極接地。工作過程當電源上電之后，自偏置電路就開始工作，在MPl中產(chǎn)生電流Il并鏡像給MP2管， 為齊納二極管提供正常工作時所需的偏置電流，同時對電容Cl充電，當電容上的壓降高于 麗1管的閾值時，麗1管導通，在麗1管的源極得到預調整電壓VDD1，同時開關管MP3打開， 將VDDl的電壓傳遞給VDD2并且同時在整個電路中產(chǎn)生電流，使得帶隙基準源的核心電路 脫離“零”狀態(tài)。正如對傳統(tǒng)帶隙基準電壓源的分析一樣，當整個電路正常工作之后，Q6、Q7的發(fā)射 結電壓之差在電阻R5上產(chǎn)生正比于絕對溫度的電流，這個電流在電阻R4上產(chǎn)生了具有正 溫度系數(shù)的電壓，加上具有負溫度系數(shù)的Q7的發(fā)射結電壓就產(chǎn)生了幾乎具有零溫度系數(shù) 的帶隙基準電壓VREF。由Q3、Q4、Q5、Q8、MP4、MP5、MP6、MP7、R2、C2構成的負反饋回路具 有較高的環(huán)路增益，可以保證流過電阻R3、R4上的電流相等，而且有助于減小輸出基準電 壓VREF隨預調整電壓VDD2的變化。當預調整電壓VDD2發(fā)生波動使得輸出基準電壓VREF 增大時，負反饋環(huán)路通過MP4使得Q3的基極電壓減小，由于Q4的基極和Q3的基極連在一 起，所以可以抑制輸出基準電壓隨預調整電壓VDD2的變化，提高了電源抑制比。如上所述，便可以很好地實現(xiàn)本實用新型。
權利要求1.一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電壓源，其特征在于包括依次連接的自偏置電 路(1)、第一級預調整電路(2)、第二級預調整電路(3)，所述第二級預調整電路(3)分別與 帶隙基準核心電路(4)和信號反饋電路(5)連接，所述帶隙基準核心電路(4)與信號反饋電 路(5)連接。
2.根據(jù)權利要求1所述的一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電壓源，其特征在于所 述的自偏置電路(1)包括MOS管MP1、電阻Rl、三極管Ql、三極管Q2，其中MOS管MP1的源 極與外部電源VIN連接，MPl的漏極和柵極連接后通過電阻Rl同時與三極管Ql的集電極 和基極連接，三極管Ql的發(fā)射極同時與三極管Q2的集電極和基極連接，Q2的發(fā)射極接地， MPl的柵極作為自偏置電路(1)的輸出與第一級預調整電路(2)連接，三極管Ql的集電極 與電阻Rl連接后與第二級預調整電路(3)連接。
3.根據(jù)權利要求1所述的一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電壓源，其特征在于所 述的第一級預調整電路(2)包括MOS管MP2、麗1、二極管ZDl、電容Cl，所述MP2的源極與 外部電源VIN連接，MP2的柵極與自偏置電路(1)連接，MP2的漏極分別與麗1的柵極、二 極管ZDl的陰極連接，MNl的漏極與外部電源VIN連接，MNl的源極作為第一級預調整電路 (2)的輸出端VDDl與第二級預調整電路(3)連接，二極管ZDl的陽極接地，且在二極管ZDl 的兩端并聯(lián)有電容Cl。
4.根據(jù)權利要求3所述的一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電壓源，其特征在于所 述的二極管ZDl為齊納二極管。
5.根據(jù)權利要求1所述的一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電壓源，其特征在于所 述第二級預調整電路(3)包括三個MOS管MP3、MP4、MP5，兩個三極管Q3、Q4，一個電阻R2， 所述的MP3的源極與第一級預調整電路(2)的輸出端VDDl連接，MP3的柵極與自偏置電路 (1)連接，MP3的漏極分別與Q4的集電極、電阻R2的一端連接，電阻R2的另一端分別與三 極管Q3的集電極、Q3的基極、Q4的基極連接，Q3的基極與Q4的基極連接，Q3的發(fā)射極與 MP4的源極連接，Q4的發(fā)射極與MP5的源極連接，并作為第二級預調整電路(3)的輸出端 VREF分別與帶隙基準核心電路(4)、信號反饋電路(5)連接，MP4的柵極與MP5的柵極連接 后與信號反饋電路(5)連接，MP4的漏極與MP5的漏極同時接地。
6.根據(jù)權利要求1所述的一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電壓源，其特征在于所 述的帶隙基準核心電路(4)包括三個電阻R3、R4、R5，兩個三極管Q6、Q7，所述的電阻R3和 R4的一端連接后與第二級預調整電路(3)的輸出端VREF連接，R3的另一端分別與信號反 饋電路(5)、三極管Q6的集電極連接，Q6的基極和Q7的基極相連后與信號反饋電路(5)連 接，Q6的發(fā)射極通過電阻R5接地，電阻R4的另一端接到三極管Q7的集電極和基極，Q7的 發(fā)射極接地。
7.根據(jù)權利要求1所述的一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電壓源，其特征在于所 述的信號反饋電路(5 )包括兩個MOS管MP6、MP7，兩個三極管Q5、Q8，一個電容C2，其中，MP6 的源極和MP7的源極分別與第二級預調整電路(3)的輸出端VREF連接，MP6的柵極、MP7的 柵極和MP7的漏極連接，MP6的漏極與三極管Q5的集電極連接，Q5的基極與帶隙基準核心 電路(4)連接，且通過電容C2與第二級預調整電路(3)的輸出端VREF連接，Q5的發(fā)射極接 地，MP7的柵極和MP7的漏極連接后與三極管Q8的集電極連接，Q8的基極與帶隙基準核心 電路(4)連接，Q8的發(fā)射極接地。
專利摘要本實用新型公布了一種寬輸入電壓高電源抑制比基準電壓源，包括依次連接的自偏置電路(1)、第一級預調整電路(2)、第二級預調整電路(3)、帶隙基準核心電路(4)、信號反饋電路(5)。本實用新型采用了自偏置電流鏡結構的自偏置電路，電路就可以自啟動，而不再需要額外的啟動電路；將第二級預調整電路的輸出直接作為基準電壓輸出并同時給帶隙基準核心電路供電，這樣的連接方式可以提高基準電壓的帶載能力；采用了無運放反饋環(huán)路調節(jié)，與傳統(tǒng)基準電壓源電路相比，減少了一個進行鉗位的運放，節(jié)省了面積，減小了靜態(tài)功耗；輸出基準電壓的電源抑制比比傳統(tǒng)的帶隙基準電壓源電路有很大提高，特別是在高頻下的特性。
文檔編號G05F3/26GK201936216SQ20112003313
公開日2011年8月17日 申請日期2011年1月31日 優(yōu)先權日2011年1月31日
發(fā)明者劉中偉, 林秀龍 申請人:成都瑞芯電子有限公司