專利名稱：開關調壓器控制電路、開關調壓器和開關調壓器控制方法
技術領域：
本發(fā)明涉及開關調壓器，更具體地說，涉及盡管在低電流消耗的情況 下仍對輸出電壓的偏轉具有極好快速響應的開關調壓器。
背景技術：
美國專利No. 6127815中所公開的開關調壓器致力于在不消耗負載電 流的中止時段中，降低將消耗于控制電路中的電流消耗。在圖5所示的開 關調壓器200中，從比較器128輸出的休眠信號控制開關127。此外，休 眠信號還連接到誤差放大器222的省電使能端223，以便將誤差放大器 222的控制狀態(tài)在正常工作時段和中止時段之間切換，所述中止時段是省 電工作狀態(tài)。
在供應大負載電流的正常工作時段中，開關127連接到具有休眠信號 的A側，并且濾波電路225連接到誤差放大器222的輸出端。輸出信號 ITH的電壓保持在閾值電壓VI以上，并且休眠信號保持在低電平，使得 開關定時電路101和比較器102被激活。此外，在正常工作時段中，誤差 放大器222保持在能夠確保足夠快的響應速度的激活狀態(tài)。
在中止時段中，負載電流降低，并且信號ITH的電壓降到閾值電壓 Vl以下，使得休眠信號反轉到高電平。開關定時電路101和比較器102轉 到非活動狀態(tài)，并且不需要快速響應的誤差放大器222轉到省電工作狀 態(tài)。此外，開關127連接到B側，使得濾波電路225與誤差放大器222的 輸出端分離。從而，降低了功耗。

發(fā)明內容
根據美國專利No. 6127815，在無負載電流流動的中止時段中，開關 定時電路101和比較器102轉到非激活狀態(tài)，并且誤差放大器222轉到省 電工作狀態(tài)，以便降低開關調壓器控制電路中的電流消耗。
然而，在正常工作狀態(tài)中，開關定時電路101和比較器102被激活， 并且誤差放大器222處于正常工作狀態(tài)，以便確保對負載電流變化的快速 響應。此外，濾波電路225連接到誤差放大器222的輸出端。因此，由于 開關定時電路101和比較器102的激活而引起電流消耗的增加，并且濾波 電路225所連接的輸出端被高速地驅動。因此，誤差放大器222的偏置電 流等加強了，使得電流消耗增加。在正常工作狀態(tài)中，開關調壓器控制電 路的電流消耗增加，以便確?？焖夙憫?。
反之，為了降低開關調壓器控制電路在正常工作狀態(tài)中的電流消耗， 需要控制誤差放大器222的驅動性能。在這種情況下，無法跟上負載電流 的變化，這是需要解決的問題。
因此，本發(fā)明被完成以解決傳統(tǒng)技術的上述問題，并希望提供一種開 關調壓器控制電路、開關調壓器和開關調壓器控制方法，其即使在正常工 作狀態(tài)中，也能夠在保持中止時段的低電流消耗特性的同時，實現對輸出 電壓變化的快速響應。
為了實現以上目的，根據本發(fā)明的一個方面，提供了一種用于開關調 壓器的開關調壓器控制電路，所述開關調壓器用于通過與開關器件的通/斷 相對應地重復電力供應來控制輸出電壓，該開關調壓器控制電路包括誤 差放大器，用于放大輸出電壓與期望電壓之間的電壓差；以及相位補償部 分，其連接在誤差放大器的輸入與輸出之間，以便使控制系統(tǒng)的工作狀態(tài) 穩(wěn)定，開關調壓器還包括相位補償量切換部分，用于在預定時段中降低 相位補償部分的相位補償量，所述預定時段包含開關器件開始導通的時 刻。
此外，根據本發(fā)明的另一方面，提供了一種開關調壓器，包括誤差 放大器，用于放大輸出電壓與期望電壓之間的電壓差；以及相位補償部
分，其連接在誤差放大器的輸入與輸出之間，以便使控制系統(tǒng)的工作狀態(tài) 穩(wěn)定，開關調壓器還包括相位補償量切換部分，用于在預定時段中降低 相位補償部分的相位補償量，所述預定時段包含開關器件開始導通的時 刻。
根據本發(fā)明的另一方面，提供了一種開關調壓器控制方法，其中輸出 電壓與期望電壓之間的電壓差作為誤差被放大，并且輸出電壓被負反饋以 便使控制系統(tǒng)的工作狀態(tài)穩(wěn)定，該開關調壓器控制方法包括在預定時段中 降低相位補償的相位補償量的步驟，所述預定時段包含開關器件開始導通 的時刻。
根據本發(fā)明的開關調壓器控制電路、開關調壓器和開關調壓器控制方 法，誤差放大器的相位補償的相位補償量被切換，所述相位補償用于實現 控制系統(tǒng)工作狀態(tài)的穩(wěn)定。在預定時段中，相位補償的相位補償量被降 低，所述預定時段包含開關器件開始導通的時刻。這里，所述降低意味著 相位補償量的值降低，并且包括下述情況，其中反饋環(huán)被切斷以使得相位 補償量變?yōu)榱恪?br> 因此，在預定時段中，相位補償的相位補償量被降低，所述預定時段 至少部分地包含誤差放大器控制開關器件導通狀態(tài)的時段在內。因此，對 于輸出電壓和期望電壓之間的電壓差，不進行誤差放大的響應抑制操作， 使得可以利用大的增益對誤差放大進行響應?？梢约眲〉貙⑤敵鲭妷簬У?期望電壓附近。即使在正常工作時由于負載電流等的增加而使輸出電壓下 降，也可以得到快速的瞬態(tài)響應特性，而不增加誤差放大器等的控制電路 中的電流消耗。
因為在包含開關器件截止狀態(tài)在內的時段中，相位補償的相位補償量 增加，所以抑制了輸出電壓和期望電壓之間電壓差的誤差放大的響應。與 輸出電壓的偏轉相對應的作為誤差而放大的誤差放大電壓的偏轉得到了抑 制，這使得在對輸出端的電力供應量增加的下一供電周期中，誤差放大電 壓不會偏轉。因此，可以在相鄰供電周期的結束時間與開始時間之間的時 段內，誤差放大電壓的連續(xù)性被保持，從而實現平滑的輸出電壓控制。
在開關調壓操作中，盡管在低電流消耗操作中也可以提供快速的瞬態(tài)
響應。


當結合附圖閱讀以下"具體實施方式
"部分時，本發(fā)明的以上及其他 目的和新特征將從中將更充分地顯現出來。然而應該清楚地理解的是，這 些附圖僅用于舉例說明的目的，而不是作為對本發(fā)明的限制。
圖l是一個實施例的電路圖2A是相位補償部分的修改形式的電路圖，其中電容器件的電容被 改變了；
圖2B是相位補償部分的修改形式的電路圖，其中電阻器件被旁路； 圖3是示出可用開關信號(CTL)的生成部分的主要部分電路圖； 圖4是可用開關信號的時序圖；以及 圖5是傳統(tǒng)開關調壓器的電路圖。
具體實施例方式
在下文中，將參照附圖1 圖4詳細描述本發(fā)明的開關調壓器控制電 路、開關調壓器和開關調壓器控制方法的優(yōu)選實施例。
圖1示出了本發(fā)明實施例的降壓開關調壓器。負載(未示出)連接到 輸出端(VOUT)，并且輸出電容器件COUT被連接用于向負載供應電 荷。此外，電阻器件Rl、 R2串聯連接至地電位，以便檢測輸出電壓 VOUT。此外，用于相位補償的電容器件Cl與電阻器件Rl并聯連接。
電阻器件Rl、 R2的連接點(VM)是輸出電壓VOUT的檢測點，并 連接到誤差放大器EA的反相輸入端(—)。參考電壓Vref連接到誤差放 大器EA的正相輸入端(+ )。誤差放大器EA的輸出端(0)連接到下一 級的比較器CMP的正相輸入端(+ )。電流監(jiān)控信號IM被輸入到比較器 CMP的反相輸入端(_)。電流監(jiān)控信號IM是從電源電壓VCC輸入到 電感器L1的電流的檢測信號。
從誤差放大器EA的輸出端(0)到反相輸入端(一)形成相位補 償。該相位補償通過電容反饋器件CFB和切換開關MFB連接到誤差放大
器EA的反相輸入端(一)，或者作為輸出電壓VOUT檢測點的電阻器件 Rl、 R2的連接點(VM)，所述切換開關MFB用于斷開/閉合經由電容反 饋器件CFB的反饋回路。如在圖3、圖4中所描述的，利用控制信號CTL 來控制切換開關MFB的斷開/閉合。
比較器CMP的輸出端(0)連接到觸發(fā)器(flip-flop)電路FF的復位 端(/R)。觸發(fā)器電路FF的內容利用低電平信號被復位。觸發(fā)(trigger) 信號TG被輸入到觸發(fā)器電路FF的置位端(/S)。觸發(fā)器電路FF的內容 依賴于低電平觸發(fā)信號TG的輸入而被置位，并從輸出端(/Q)輸出低電 平的輸出信號。
觸發(fā)器電路FF的輸出端(/Q)連接到PMOS晶體管Ml的柵極端。 在PM0S晶體管M1中，其源極端連接到電源電壓VCC，其漏極端連接到 電感器Ll的一端。二極管器件Dl的陰極端連接到電感器Ll該端，二極 管器件Dl的陽極端連接到地電壓。電感器Ll的另一端連接到輸出端 (VOUT)。
具有上述連接關系的該實施例的開關調壓器是執(zhí)行電流模式開關控制 的降壓開關調壓器。
如果PMOS晶體管Ml導通，并且電感器Ll的該端連接到電源電壓 VCC，則比另一端上的輸出電壓VOUT大的電壓施加到該端上，使得流入 電感器Ll的電流以預定的時間梯度增加，該時間梯度由兩端的電壓差和 電感值決定。電感器Ll中積累的電磁能增加，并且此時，電力被供應給 輸出電容器件COUT和負載(未示出)。如果PMOS晶體管Ml截止，則 由于需要保持電感器Ll到當時為止所積累的電磁能的連續(xù)性，因此電流 繼續(xù)流到電感器Ll中，保持電流值與變?yōu)榻刂箷r的電流的連續(xù)性。因為 此電流是通過二極管Dl供應的，所以電感器Ll的所述端變?yōu)榛竞偷仉?位相等，使得施加了比輸出電壓VOUT的另一端低的電壓。因此，電流以 負的時間梯度降低。利用流過二極管Dl的電流，電感器Ll中積累的電磁 能被放電到輸出電容器件COUT和負載。
為了在向輸出電容器件COUT和負載供應電力的同時將輸出電壓 VOUT保持在預定電壓值，在連接點(VM)處檢測輸出電壓V0UT，以
調整PMOS晶體管Ml的導通/截止時刻。因此，在連接點(VM)處的檢 測電壓VM與參考電壓Vref—致的情況下，輸出電壓VOUT變得與期望 的電壓相等。在開關調壓器中，輸出電壓VOUT始終被反饋，并基于參考 電壓Vref被控制，使得其被調節(jié)到一個基于期望電壓的輸出電壓VOUT。
如果利用低電平觸發(fā)信號TG置位了觸發(fā)器電路FF，并且從/Q輸出端 輸出低電平信號，則PMOS晶體管Ml開始導通。通過電阻器件Rl、 R2 的連接點(VM)獲得的檢測電壓VM被輸入到誤差放大器EA，并且檢測 電壓VM與參考電壓Vref的電壓差被作為誤差而放大，以便輸出誤差放大 電壓VEA。對于誤差放大電壓VEA，如果檢測電壓VM低于參考電壓 Vref，則與這種不足的程度相對應地輸出較高的電壓。當誤差放大電壓 VEA與電流監(jiān)控信號IM相比較，然后電流監(jiān)控信號IM超過誤差放大電 壓VEA時，比較器CMP輸出低電平復位信號。因此，觸發(fā)器電路FF被 復位，并從/Q輸出端輸出高電平信號，PMOS晶體管Ml變?yōu)榻刂埂?br> PMOS晶體管Ml的截止時刻被確定在電流監(jiān)控信號IM達到誤差放 大電壓VEA的電壓電平的時刻。因為PMOS晶體管Ml在該時刻變?yōu)榻?止，所以依賴于輸出電壓VOUT相對于期望電壓的不足程度來確定通過 PMOS晶體管Ml輸入到電感器LI的電流峰值。S卩，如果輸出電壓VOUT 距離期望電壓的不足程度很小，則檢測電壓VM和參考電壓Vref之間的電 壓差也很小，使得通過放大此電壓差而獲得的誤差放大電壓的電壓電平也 降低。相應于小的電流監(jiān)控信號IM，比較器CMP的輸出電壓反轉到低電 平，使得PMOS晶體管Ml截止。輸入到電感器LI的峰值電流降低。如 果輸出電壓VOUT從期望電壓大幅降低，則檢測電壓VM距參考電壓Vref 的不足的量變大，并且通過放大此電壓差而獲得的誤差放大電壓VEA的 電壓電平變?yōu)楦唠妷弘娖?。相應于大的電流監(jiān)控信號IM，比較器CMP的 輸出電壓反轉到低電平，使得PMOS晶體管Ml變?yōu)榻刂?。輸入到電感?Ll的峰值電流增加。
觸發(fā)信號TG是基于從振蕩器電路等輸出的預定周期的時鐘信號等而 生成的脈沖信號(見圖3)。通過對于觸發(fā)信號TG的每個周期，依賴于 輸出電壓VOUT的不足的量控制輸入到電感器LI的峰值電流，來控制電
流模式的開關調壓器。
當由NMOS晶體管等組成的切換開關MFB導通時，通過電容反饋器 件CFB從誤差放大器EA的輸出端(O)到反相輸入端(一)實現的相位 補償是一種電路配置，這種電路配置一般被采用在諸如開關調壓器之類的 用于執(zhí)行反饋控制的控制系統(tǒng)中。希望對檢測電壓VM的快速變化，通過 從輸出端(0)到反相輸入端(一)施加負反饋，在一定程度上抑制快速 瞬態(tài)響應，以便使控制系統(tǒng)穩(wěn)定。然而，因為該相位補償是在誤差放大電 壓VEA阻礙檢測電壓VM變化的方向上起作用，所以過多的負反饋可能 抑制輸出電壓VOUT對其快速變化的恢復操作。在某些情況下，為了保持 系統(tǒng)的穩(wěn)定性，不可避免地要犧牲瞬態(tài)響應能力。
如果尋求將快速響應能力提高到最大限度，則可以考慮下述結構，其 中在誤差放大器EA的輸入和輸出之間不設置相位補償。在這種情況下， 可以利用誤差放大器EA的增益，將被輸入到誤差放大器EA的檢測電壓 與參考電壓Vref之間的電壓差作為誤差而放大。然而，如果利用沒有負反 饋的大增益將誤差放大，則在檢測電壓VM變?yōu)檩敵鲭妷篤OUT然后又再 次返回到檢測電壓的系統(tǒng)的反饋控制中，控制系統(tǒng)將會振蕩而不穩(wěn)定。
因此，本實施例的開關調壓器(圖1)設有用于斷開/閉合相位補償的 切換開關MFB，以便既獲得沒有相位補償的利用誤差放大器EA增益的快 速響應能力，又獲得相位補償。切換開關MFB利用隨后將描述的控制電 路(圖3)，根據隨后將描述的控制定時(圖4)來斷開/閉合相位補償。
切換開關MFB轉到截止狀態(tài)以便切斷誤差放大器EA的輸入和輸出之 間的相位補償，這是與PMOS晶體管Ml的導通時刻同步(在圖3、圖4 的CTL(1)的情況下)、在從導通時刻開始的預定時段內(在圖3、圖4的 CTL(2)的情況下)或者在從導通時刻之前的一個時刻開始到導通時刻之后 的一個時刻為止的預定定時期間(在圖3、圖4的CTL(3)的情況下)進行 的。利用誤差放大器EA所具有的增益，與輸出電壓VOUT相對應的檢測 電壓VM作為誤差被放大，而不形成相位補償。所得到的誤差放大電壓 VEA是直接反映檢測電壓VM和參考電壓Vref之差的電壓，因此，由比 較器CMP確定的輸入到電感器Ll的峰值電流變?yōu)橛糜趯⑤敵鲭妷篤OUT
恢復成期望電壓的最大電流。在利用PMOS晶體管Ml的導通，通過電感 器Ll供應到輸出端(VOUT)的電力供應變?yōu)樵黾拥臅r刻，根據最大響應 能力來執(zhí)行對輸出電容器件COUT和負載的電力供應，使得可以獲得快速 瞬態(tài)響應。
切換開關MFB變?yōu)閷ㄒ员阈纬烧`差放大器EA的輸入和輸出之間的 相位補償，這是與PMOS晶體管Ml的截止時刻同步(在圖3、圖4的 CTL(1)的情況下)、在從導通時刻開始的預定時段之后(在圖3、圖4的 CTL(2)的情況下)或者在從導通時刻之后的預定時刻開始直到下一周期導 通時刻之前的一個時刻為止的預定時間期間(在圖3、圖4的CTL(3)的情 況下)進行的。由于切換開關MFB的導通，電容反饋器件CFB被插入到 誤差放大器EA的輸入和輸出之間，以便形成相位補償。因此，在由于 PMOS晶體管Ml的截止，通過電感器Ll供應到輸出端(VOUT)的電流 供應變?yōu)榻档偷臅r刻，確保了控制系統(tǒng)的反饋控制的穩(wěn)定性，從而防止振 蕩。
在通過電感器L1供應到輸出端(VOUT)的電力供應增加的時段內， 通過切斷從誤差放大器的輸出端(0)到反相輸入端(一)的相位補償， 確保了對輸出電壓VOUT偏轉的快速響應能力。在通過電感器Ll供應到 輸出端(VOUT)的電力供應降低的時段內，通過在誤差放大器的輸入端 和輸出端之間形成相位補償，可以確保開關調壓器的反饋控制的穩(wěn)定性。
圖2A和圖2B示出了誤差放大器EA中的相位補償的修改形式的示 例。根據圖l所示的實施例，利用電容反饋器件CFB而提供的相位補償在 對輸出端(VOUT)的電力供應增加的時刻被切斷，并在電力供應降低的 時刻被控制連接。與此相應，根據圖2A和圖2B所示的修改示例，與電容 反饋器件CFB和切換開關MFB并聯地設置了電容反饋器件CFB2，如圖 2A所示；或者與切換開關MFB并聯地設置了電阻反饋器件RFB，如圖 2B所示。通過在對輸出端(VOUT)的電力供應增加的時刻使切換開關 MFB截止，來切斷利用電容反饋器件CFB而提供的相位補償(圖2A的情 況)，或者通過將電阻反饋器件RFB旁路掉，來切換反饋環(huán)的相位補償量 (圖2B的情況)。
在圖2A的情況下，在供應到輸出端(VOUT)的電力降低的時刻保 持切換開關MFB導通，并且電容反饋器件CFB和CFB2彼此并聯連接以 便形成相位補償。在對輸出端(VOUT)的電力供應增加的時刻，切換開 關MFB變?yōu)榻刂?，使得電容反饋器件CFB與相位補償分離，從而僅利用 電容反饋器件CFB2形成相位補償。在電力供應增加的時刻，將被插入到 環(huán)路中的電容反饋器件的總電容較之電力供應降低的時刻被降低了，從而 減少了相位補償。因此，通過在電流降低的時刻確保相位補償的相位補償 量而實現了穩(wěn)定的操作，而在電流增加的時刻相位補償量被限制，從而實 現了對輸出電壓VOUT變化的快速瞬態(tài)響應能力。
在圖2B的情況下，在對輸出端(VOUT)的電力供應降低的時刻，切 換開關MFB變?yōu)閷?，使得電阻反饋器件RFB被旁路掉，以利用電容反 饋器件CFB形成相位補償。在對輸出端(VOUT)的電力供應增加的時 刻，切換開關MFB變?yōu)榻刂?，使得電阻反饋器件RFB連接到電容反饋器 件CFB，從而形成相位補償。因為在電力供應增加的時刻插入了電阻反饋 器件RFB，所以相位補償量較之電力供應降低的時刻被降低了。在電流降 低的時刻，確保了相位補償量以便獲得穩(wěn)定的操作，而在電流增加的時 亥U，限制了相位補償量以便實現對輸出電壓VOUT變化的快速瞬態(tài)響應能 力。
圖3示出了切換開關MFB的控制信號CTL的生成部分，該切換開關 MFB斷開/閉合相位補償(圖1)或增加/降低相位補償量。圖4連同觸發(fā) 信號TG—起示出了控制信號CTL的操作定時波形。例如，假定切換開關 MFB由NMOS晶體管構成，利用高電平控制信號CTL被導通，并利用低 電平控制信號CTL被截止。
圖3是包含用于控制PMOS晶體管Ml的觸發(fā)器電路FF的主電路 圖。從振蕩器電路OSC中輸出的振蕩信號被輸入到與非門NA1、延遲電 路DL1、反相門12和積分電路DL2。延遲電路DL1的輸出信號被輸入到 反相門II，并且反相門II的輸出信號被輸入到與非門NA1的另一輸入 端。觸發(fā)信號TG從與非門NA1輸出。從觸發(fā)器電路FF的/Q輸出端輸出 的PMOS晶體管Ml的驅動信號是控制信號CTL(l)，所述觸發(fā)器電路FF
由觸發(fā)信號TG置位，并由比較器CMP復位(圖1)。控制信號CTL(2) 從反相門12的輸出端輸出。積分電路DL2的輸出信號相繼傳播到兩級反 相門13、 14，因此，控制信號CTL(3)由微分電路DF通過兩級反相門15、 16輸出?？梢允褂每刂菩盘朇TL(1) (3)中的任何一個。
如圖4所示，與振蕩信號的上升沿同步地，輸出了具有延遲電路DL 中的延遲時間TP的脈沖寬度的從與非門NA1輸出的低電平脈沖信號 TG。觸發(fā)器電路FF由這個低電平信號置位，使得PMOS晶體管Ml導 通。
當原封不動地使用PMOS晶體管Ml的導通信號時，輸出控制信號 CTL(l)。在PMOS晶體管Ml變?yōu)閷?，使得對輸出?VOUT)的電力 供應增加的時段中，切斷相位補償和限制相位補償量，以便快速獲得輸出 電壓VOUT隨電力供應的瞬態(tài)響應。
控制信號CTL(2)將振蕩信號反相以形成控制信號。這個控制信號與 PMOS晶體管Ml的導通時刻同步地切斷相位補償或限制相位補償量，并 且在振蕩信號的振蕩周期的一個中間時刻，相位補償被連接或者相位補償 量被增加。PMOS晶體管Ml在振蕩周期中的導通率由電源電壓VCC和輸 出電壓VOUT固定地決定，并根據瞬態(tài)狀況而變化。通過使用控制信號 (2)，相位補償的切斷或對相位補償量的限制可以與PMOS晶體管Ml開始 導通同時開始，并可在PMOS晶體管Ml變?yōu)榻刂怪盎蛑蠼K止。在 PMOS晶體管Ml變?yōu)閷ú⑶覍敵龆?VOUT)的電力供應開始的前 半個時段，切斷相位補償和限制相位補償量，使得可以快速獲得輸出電壓 VOUT隨電力供應的瞬態(tài)響應。
在控制信號CTL(3)的生成電路中，首先通過利用積分電路DL2對振 蕩信號進行積分，輸出這樣一個信號，該信號相對于振蕩信號的信號電平 的跳變，具有與CR時間常數相對應的跳變延遲。利用反相門13、 14對這 個具有該跳變延遲的信號進行整形。從而，從反相門14輸出這樣一個信 號，該信號具有由CR時間常數決定的時間延遲Tl。從反相門14輸出的 信號被輸入到微分電路DF并被求微分。輸出這樣一個波形，該波形產生 相對于信號跳變來說急劇變化的電平跳變。在此微分波形中，利用由信號
跳變求微分的電壓電平，逐漸將電平恢復到恒定值。因此，由于此信號被
輸入到反相門15，所以在從信號跳變時的峰值電壓開始到反相門15的閾值 電壓為止的時段內，輸出反相的脈沖信號，進而該信號電平被反相門16再 反相。根據組成微分電路的電容器件和電阻器件的值來設置所述脈沖信號 的時間寬度，并從反相門16輸出具有時間寬度T2的脈沖信號。
在觸發(fā)信號TG被輸出的振蕩信號的高電平跳變的時刻，在延遲時間 Tl之后從反相門14輸出具有相同相位的信號，進而從反相門16輸出具有 脈沖寬度T2的高電平信號。利用在PMOS晶體管Ml變?yōu)閷ú⑶覍?出端(VOUT)的電力供應開始的時刻之后的延遲時間Tl，開始對相位補 償的切斷和對相位補償量的限制，并且這個持續(xù)時間是時間T2。通過調整 時間Tl和T2，在對輸出端(VOUT)的電力供應開始之前，開始對反饋 環(huán)的切斷和對相位補償量的限制，并在此后的一個預定時刻，可以終止對 反饋環(huán)的切斷和對相位補償量的限制。此時，可以快速地獲得輸出電壓 VOUT隨電力供應的瞬態(tài)響應。
如上所詳細描述的，根據本實施例的開關調壓器控制電路、開關調壓 器和開關調壓器控制方法，通過誤差放大器EA來控制作為開關器件示例 的PMOS晶體管Ml的導通時段，并且在至少部分地包含供應到輸出端 (VOUT)的電力的量增加的時段在內的一個預定時段中，相位補償的相 位補償量被降低。因此，對輸出電壓VOUT和期望電壓之間的電壓差不進 行誤差放大的響應抑制操作，使得即使對誤差放大也生成具有大增益的響 應。因此，即使在正常工作時輸出電壓VOUT由于負載電流的增加等而下 降，也可以得到快速的瞬態(tài)響應，而不增加諸如誤差放大器EA之類的控 制電路中的電流消耗。
此外，沒有誤差放大器的控制，PMOS晶體管Ml的截止狀態(tài)被保持 到下一周期，并且在對輸出端(VOUT)的電力供應的量降低的時段中， 相位補償的相位補償量增加。因此，抑制了輸出電壓VOUT與期望電壓之 間電壓差的誤差放大的響應。與輸出電壓VOUT的偏轉相對應的誤差放大 電壓VEA的偏轉被抑制，并且在對輸出端(VOUT)的電力供應的量增加 的下一供電周期中，誤差放大電壓VEA不會發(fā)生大的偏轉。因此，可以
保持相鄰供電周期的結束時間和開始時間之間誤差放大電壓VEA的連續(xù)
性，以便平滑地控制輸出電壓VOUT。
開關調壓操作可以具有快速瞬態(tài)響應能力，這是低電流消耗動作。 因為作為相位補償切換部分示例的切換開關MFB切斷相位補償或限
制相位補償量，所以當環(huán)路被切斷或相位補償量受限時，誤差放大的增益
可以最大化。
本實施例的開關調壓器是降壓開關轉換器，其中與導通控制信號相對 應地切斷或降低相位補償量，所述導通控制信號使作為開關器件示例的 PMOS晶體管Ml導通。因為當PMOS晶體管Ml導通時對輸出端 (VOUT)的電力供應增加，所以相位補償量是相應于對輸出端 (VOUT)的電力供應增加的時間而被切斷或降低的。
用于設定預定時段的控制信號CTL(1)是與導通控制信號同步地設立 的。此外，控制信號CTL(2)可以在導通控制信號結束之前或之后終止。在 任一情況下，當將電力供應到輸出端(VOUT)時，可以基于具有大的誤 差放大的增益來放大輸出電壓VOUT與期望電壓之間的電壓差，以便急劇 將輸出電壓帶到期望電壓附近。
本發(fā)明不局限于上述實施例，不言而喻，在不脫離本發(fā)明本質的范圍 內，可以用多種方式來改進或修改本發(fā)明。
例如，雖然對于本實施例舉了降壓開關轉換器的例子，但本發(fā)明不局 限于此示例，而是可將本發(fā)明應用于升壓開關轉換器和其他類型的開關轉 換器。
同樣，對于升壓開關轉換器，優(yōu)選地，與將開關器件置于導通狀態(tài)的 導通控制信號相對應地切斷或降低相位補償量。為了精確地控制開關器件 的導通時間，與將開關器件置于導通狀態(tài)的導通控制信號相對應地切斷或 降低相位補償量。
雖然對于此實施例，舉了電流模式開關調壓器的例子，但本發(fā)明不局 限于此示例。因為可以通過代替圖1中輸入到比較器CMP的電流監(jiān)控信 號，輸入三角波或鋸齒波之類的振蕩信號來校準電壓模式開關調壓器，所 以本發(fā)明也可應用于電壓模式開關調壓器。
雖然參照圖3描述了以與振蕩信號相同的周期輸出觸發(fā)信號TG的情 況，但也可對振蕩信號進行分頻。
根據本發(fā)明，可以提供一種開關調壓器控制電路、開關調壓器和開關 調壓器控制方法，其能夠在正常工作狀態(tài)下實現對輸出電壓變化的快速瞬 態(tài)響應能力，而不增加電路的消耗電流，這是因為在包含用于控制開關器 件的導通狀態(tài)的時段在內的時段中，誤差放大器降低其相位補償的相位補 償量，以便將輸出電壓和期望電壓之間的電壓差作為誤差而放大。
本申請基于2004年3月29日遞交的在先日本專利申請No. 2004-096511，并要求享受其優(yōu)先權，該申請的全部內容通過引用結合于此。
權利要求
1. 一種開關調壓器控制電路，用于通過與開關器件的通/斷相對應地重復電力供應來控制輸出電壓，所述開關調壓器控制電路包括誤差放大器，用于放大與所述輸出電壓相對應的檢測電壓與參考電壓之間的電壓差；相位補償部分，所述相位補償部分連接在所述誤差放大器的輸入與輸出之間，以便進行相位補償；和相位補償量切換部分，用于在包含所述開關器件開始導通的時刻的第一時段中和在與所述第一時段不同的第二時段中切換所述相位補償部分的相位補償量，其中，所述第一時段和所述第二時段是與所述開關器件的導通控制信號相對應地設立的。
2. —種開關調壓器控制電路，用于通過與開關器件的通/斷相對應地重 復電力供應來控制輸出電壓，所述開關調壓器控制電路包括-誤差放大器，用于放大與所述輸出電壓相對應的檢測電壓與參考電壓 之間的電壓差；相位補償部分，所述相位補償部分連接在所述誤差放大器的輸入與輸 出之間，以便進行相位補償；和相位補償量切換部分，用于與所述開關器件在導通狀態(tài)和截止狀態(tài)之 間切換的時刻同步地切換所述相位補償部分的相位補償量。
3. —種開關調壓器控制電路，用于通過與開關器件的通/斷相對應地重 復電力供應來控制輸出電壓，所述開關調壓器控制電路包括誤差放大器，用于放大與所述輸出電壓相對應的檢測電壓與參考電壓 之間的電壓差；相位補償部分，所述相位補償部分連接在所述誤差放大器的輸入與輸 出之間，以便進行相位補償；和相位補償量切換部分，用于在包含所述開關器件開始截止的時刻的時 段中增加所述相位補償部分的相位補償量， 其中，所述時段是與所述開關器件的導通控制信號相對應地設立的。
4. 一種開關調壓器控制電路，用于通過與開關器件的通/斷相對應地重復電力供應來控制輸出電壓，所述開關調壓器控制電路包括誤差放大器，用于放大與所述輸出電壓相對應的檢測電壓與參考電壓 之間的電壓差；相位補償部分，所述相位補償部分連接在所述誤差放大器的輸入與輸出之間，以便進行相位補償；和相位補償量切換部分，用于在所述開關器件導通的時段中降低所述相 位補償部分的相位補償量，并且在所述開關器件截止的時段中增加所述相 位補償部分的相位補償量。
5. 根據權利要求2或4所述的開關調壓器控制電路，其中，所述相位補償量切換部分與所述開關器件的導通控制信號相對應地控制所述相位補 償量。
6. 根據權利要求1到4中任何一個所述的開關調壓器控制電路，其 中，所述相位補償部分包括電容器件。
7. 根據權利要求1所述的開關調壓器控制電路，其中，所述第一時段 中的所述相位補償部分的相位補償量小于所述第二時段中的相位補償量。
8. 根據權利要求2所述的開關調壓器控制電路，其中，所述開關器件處于導通狀態(tài)的時刻時的所述相位補償部分的相位補償量小于所述開關器 件處于截止狀態(tài)的時刻時的相位補償量。
全文摘要
提供了一種開關調壓器控制電路、開關調壓器和開關調壓器控制方法，用于實現正常工作時的低電流消耗和快速響應。用于斷開/閉合相位補償的切換開關(MFB)被設置以建立沒有相位補償的使用誤差放大器(EA)增益的快速響應能力以及有相位補償的控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性。通過在PMOS晶體管(M1)變?yōu)閷ǖ臅r刻使切換開關(MFB)截止，切斷誤差放大器(EA)輸入和輸出之間的相位補償。檢測電壓(VM)利用誤差放大器(EA)自身增益作為誤差放大。實現了與最大響應特性相對應的對輸出電壓(VOUT)變化的快速瞬態(tài)響應。通過在PMOS晶體管(M1)變?yōu)榻刂沟臅r刻使切換開關(MFB)導通，形成了誤差放大器(EA)的輸入和輸出之間的相位補償。因此，可以確?？刂葡到y(tǒng)的穩(wěn)定性。
文檔編號G05F1/40GK101394131SQ20081016968
公開日2009年3月25日 申請日期2005年3月29日 優(yōu)先權日2004年3月29日
發(fā)明者安河內克之 申請人:富士通株式會社