本發(fā)明涉及衛(wèi)星導(dǎo)航技術(shù)領(lǐng)域，特別是一種微型星載高動(dòng)態(tài)gnss接收機(jī)及其導(dǎo)航方法。

背景技術(shù)：

隨著空間技術(shù)的不斷發(fā)展，星載接收機(jī)已經(jīng)逐漸發(fā)展成為航天器的一個(gè)重要平臺(tái)載荷，它可以為航天器提供全球、全天候、實(shí)時(shí)、高動(dòng)態(tài)、高精度的導(dǎo)航信息，并提高航天器運(yùn)行的自主性。一臺(tái)可用于微鈉衛(wèi)星低成本微型星載gnss接收機(jī)，能夠測(cè)定微鈉衛(wèi)星的航跡、速度、姿態(tài)、時(shí)間參數(shù)及編隊(duì)飛行的微鈉衛(wèi)星間的相對(duì)距離。目前國(guó)內(nèi)市場(chǎng)上gps接收機(jī)的使用高度和速度有限制，國(guó)外航天gps存在禁運(yùn)問(wèn)題,不能滿足航天應(yīng)用。由于宇宙中的惡劣環(huán)境并且衛(wèi)星的動(dòng)態(tài)性很強(qiáng)，使得gnss接收機(jī)在太空中的應(yīng)用于地面和航空等的應(yīng)用不一樣，因此在設(shè)計(jì)星載gnss接收機(jī)要考慮很多特點(diǎn)。

衛(wèi)星的微型化、低成本、研制周期短、重量輕、體積小成為一種發(fā)展趨勢(shì)，適用于微鈉衛(wèi)星的微型化、低成本、體積小、功耗低的gnss接收機(jī)目前國(guó)內(nèi)市場(chǎng)上比較稀缺。且衛(wèi)星在發(fā)射和升空階段要經(jīng)歷很高的動(dòng)態(tài)，加速度會(huì)超過(guò)10g，衛(wèi)星在軌運(yùn)行時(shí)速度將超過(guò)7km/s，現(xiàn)有g(shù)nss接收機(jī)未充分考慮高動(dòng)態(tài)對(duì)gnss信號(hào)的捕獲和跟蹤的影響，且存在結(jié)構(gòu)復(fù)雜、兼容性差、成本高的問(wèn)題。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種能夠?yàn)榈蛙壭l(wèi)星提供高精度導(dǎo)航定位以及精確授時(shí)的基于dsp+fpga微型星載高動(dòng)態(tài)gnss接收機(jī)及其導(dǎo)航方法。

實(shí)現(xiàn)本發(fā)明目的的技術(shù)解決方案為：一種微型星載高動(dòng)態(tài)gnss接收機(jī)，該接收機(jī)基于dsp+fpga，包括有源天線、射頻前端處理模塊、基帶信號(hào)數(shù)字處理模塊、定位解算模塊和上位機(jī)監(jiān)控界面，其中：

有源天線，將接收到的gnss電磁波信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)殡娏餍盘?hào)，經(jīng)帶通濾波器進(jìn)入射頻前端處理模塊；

射頻前端處理模塊，對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行放大、變頻、濾波和模數(shù)轉(zhuǎn)換，最終得到數(shù)字中頻信號(hào)；

基帶信號(hào)數(shù)字處理模塊，對(duì)數(shù)字中頻信號(hào)進(jìn)行捕獲、跟蹤、位同步和幀同步處理，得到導(dǎo)航測(cè)量值和導(dǎo)航電文；

定位解算模塊，利用導(dǎo)航測(cè)量值和導(dǎo)航電文進(jìn)行定位解算，最終得到用戶的衛(wèi)星信息，獲取定位觀測(cè)值；

上位機(jī)監(jiān)控界面，用來(lái)實(shí)時(shí)顯示定位觀測(cè)值，收星數(shù)，pdop值的信息。

一種微型星載高動(dòng)態(tài)gnss接收機(jī)的導(dǎo)航方法，包括以下步驟：

步驟1，有源天線將接收到的gnss電磁波信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)殡娏餍盘?hào)，經(jīng)帶通濾波器進(jìn)入射頻前端處理模塊；

步驟2，射頻前端處理模塊對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行放大、變頻、濾波和模數(shù)轉(zhuǎn)換，最終得到數(shù)字中頻信號(hào)；

步驟3，基帶信號(hào)數(shù)字處理模塊對(duì)數(shù)字中頻信號(hào)進(jìn)行捕獲、跟蹤、位同步和幀同步處理，得到導(dǎo)航測(cè)量值和導(dǎo)航電文；

步驟4，定位解算模塊利用導(dǎo)航測(cè)量值和導(dǎo)航電文進(jìn)行定位解算，最終得到用戶的衛(wèi)星信息，獲取定位觀測(cè)值；

步驟5，上位機(jī)監(jiān)控界面，用來(lái)實(shí)時(shí)顯示定位觀測(cè)值，收星數(shù)，pdop值的信息。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，其顯著優(yōu)點(diǎn)是：(1)為通用型gnss接收機(jī)，可以兼容gps信號(hào)與北斗信號(hào)，兼容性好；(2)采用dsp+fpga結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)，運(yùn)算速度快、成本低、體積小、重量輕，并且能很方便的對(duì)算法進(jìn)行改進(jìn)和更新，適合工程上使用；(3)采用合適的器件，在體積、功耗、性能之間取得最佳平衡，搭建符合實(shí)際應(yīng)用要求的樣機(jī)，適合微納衛(wèi)星上使用；(4)fpga的每個(gè)通道同時(shí)運(yùn)行，能夠保證gnss接收機(jī)運(yùn)行的實(shí)時(shí)性，改進(jìn)傳統(tǒng)捕獲方法，提高接收機(jī)首次定位時(shí)間。

附圖說(shuō)明

圖1是本發(fā)明微型星載高動(dòng)態(tài)gnss接收機(jī)及其導(dǎo)航方法的信號(hào)處理流程圖。

圖2是本發(fā)明微型星載高動(dòng)態(tài)gnss接收機(jī)的系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)圖。

圖3是本發(fā)明微型星載高動(dòng)態(tài)gnss接收機(jī)max2769配置模塊結(jié)構(gòu)框圖。

圖4是本發(fā)明微型星載高動(dòng)態(tài)gnss接收機(jī)的射頻前端處理模塊的結(jié)構(gòu)圖。

圖5是本發(fā)明微型星載高動(dòng)態(tài)gnss接收機(jī)及其導(dǎo)航方法的捕獲電路框圖。

圖6是本發(fā)明微型星載高動(dòng)態(tài)gnss接收機(jī)及其導(dǎo)航方法的跟蹤環(huán)路框圖。

圖7是本發(fā)明微型星載高動(dòng)態(tài)gnss接收機(jī)及其導(dǎo)航方法的二階環(huán)路數(shù)字濾波器方框圖。

圖8是本發(fā)明微型星載高動(dòng)態(tài)gnss接收機(jī)及其導(dǎo)航方法的由二階鎖頻環(huán)輔助的三階鎖相環(huán)的濾波器方框圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖及具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。

結(jié)合圖1～4，本發(fā)明微型星載高動(dòng)態(tài)gnss接收機(jī)，該接收機(jī)基于dsp+fpga，包括有源天線、射頻前端處理模塊、基帶信號(hào)數(shù)字處理模塊、定位解算模塊和上位機(jī)監(jiān)控界面，其中：有源天線，將接收到的gnss電磁波信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)殡娏餍盘?hào)，經(jīng)帶通濾波器進(jìn)入射頻前端處理模塊；射頻前端處理模塊，對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行放大、變頻、濾波和模數(shù)轉(zhuǎn)換，最終得到數(shù)字中頻信號(hào)；基帶信號(hào)數(shù)字處理模塊，對(duì)數(shù)字中頻信號(hào)進(jìn)行捕獲、跟蹤、位同步和幀同步處理，得到導(dǎo)航測(cè)量值和導(dǎo)航電文；定位解算模塊，利用導(dǎo)航測(cè)量值和導(dǎo)航電文進(jìn)行定位解算，最終得到用戶的衛(wèi)星信息，獲取定位觀測(cè)值；上位機(jī)監(jiān)控界面，用來(lái)實(shí)時(shí)顯示定位觀測(cè)值，收星數(shù)，pdop值等信息。

所述射頻前端處理模塊采用型號(hào)為max2769的gnss接收機(jī)芯片。所述基帶信號(hào)數(shù)字處理模塊采用altera公司的fpga芯片ep4ce115f23c8n。所述定位解算模塊采用ti公司的定點(diǎn)或浮點(diǎn)數(shù)字信號(hào)處理器dsp，型號(hào)為tms320c6747，主頻300mhz，兩級(jí)緩沖存儲(chǔ)器結(jié)構(gòu)64kb的l1和256kb0的l2；16.369mhz的晶振為max2769與fpga提供時(shí)鐘輸入，24mhz的晶振為dsp提供時(shí)鐘輸入；

所述max2769與fpga的連接由兩部分構(gòu)成：一個(gè)是3線spi接口，fpga通過(guò)此接口對(duì)max2769進(jìn)行編程配置；另一個(gè)接口為max2769的4線數(shù)字輸出，通過(guò)此接口將中頻信號(hào)輸出給fpga；所述dsp通過(guò)emif接口與fpga進(jìn)行通信，dsp和fpga一起對(duì)數(shù)字中頻信號(hào)進(jìn)行后續(xù)處理；所述fpga采用swd仿真模式。

如圖2所示，具體硬件說(shuō)明如下：

1、射頻前端處理模塊選用max2769，該芯片提供2種配置方式，一種是通過(guò)3線spi接口，為8至10號(hào)引腳，通過(guò)cs，sclk，sdata按照一定的時(shí)序?qū)ζ瑑?nèi)寄存器進(jìn)行配置，這種方式需要外部主機(jī)編程來(lái)實(shí)現(xiàn)，但是靈活性很好。另外一種方式是將8至10引腳作為配置選擇引腳，通過(guò)對(duì)各引腳進(jìn)行拉高和拉低，來(lái)選擇8種既定的典型配置，此方式實(shí)現(xiàn)方便，但是靈活性較差。8至10引腳是作為spi串口輸入還是作為配置選擇引腳是由26腳pgm接不同電平來(lái)決定的。本發(fā)明采用第一種方案，用fpga來(lái)設(shè)計(jì)一個(gè)spi接口，并通過(guò)此接口向max2769寫入控制字來(lái)實(shí)現(xiàn)max2769的配置。

2、基帶信號(hào)數(shù)字處理模塊采用altera公司的fpga芯片ep4ce115f23c8n，通過(guò)spi總線接收max2769產(chǎn)生的數(shù)字中頻信號(hào)，并提供給通道相關(guān)器處理，累加器鎖存i/q信號(hào)后觸發(fā)累加中斷；tic鎖存器鎖存相關(guān)量并觸發(fā)tic中斷，同時(shí)輸出pps秒脈沖。

fpga在導(dǎo)航系統(tǒng)中主要用于gnss信號(hào)處理與控制。其中用于信號(hào)處理的相關(guān)器是參照gp2021設(shè)計(jì)的。fpga中目前實(shí)現(xiàn)了32個(gè)通道，通道中的gps相關(guān)器的資源占用為750le/通道，在不倍頻純使用le來(lái)實(shí)現(xiàn)相關(guān)器的同類代碼中，已經(jīng)非常優(yōu)化。實(shí)現(xiàn)功能：本地c/a碼的產(chǎn)生；本地載波的產(chǎn)生；中頻輸入信號(hào)與本地c/a碼及本地載波的相關(guān)。

3、定位解算模塊采用ti公司的定點(diǎn)/浮點(diǎn)數(shù)字信號(hào)處理器tms320c6747，主頻300mhz，兩級(jí)緩沖存儲(chǔ)器結(jié)構(gòu)64kb的l1和256kb的l2。實(shí)現(xiàn)功能：捕獲控制和捕獲判決；跟蹤中的鑒相器和濾波；位同步；幀同步；定位解算。

4、uart接口電路。本發(fā)明中dsp對(duì)外有三個(gè)串口，由于工作電壓的不同，需要配置電壓轉(zhuǎn)換芯片才能與標(biāo)準(zhǔn)串行接口設(shè)備連接。max232芯片和max3488esa芯片是美信(maxim)公司專為rs-232和rs-422標(biāo)準(zhǔn)串口設(shè)計(jì)的單電源電平轉(zhuǎn)換芯片，使用+5v單電源供電；其低功耗關(guān)斷模式可以將功耗減小到5uw以內(nèi)，器件特別適合電池供電系統(tǒng)。

5、電源電路。本發(fā)明的電壓設(shè)計(jì)采用5v電壓輸入。經(jīng)線性穩(wěn)壓源ams1117-3.3芯片穩(wěn)壓后，提供系統(tǒng)所需的3.3v電源。經(jīng)線性穩(wěn)壓源ams1117-2.5芯片穩(wěn)壓后，提供系統(tǒng)所需的2.5v電源。經(jīng)線性穩(wěn)壓源mp2104-adj芯片穩(wěn)壓后，提供1.2電源，供dsp和fpga使用。

結(jié)合圖1～4，本發(fā)明微型星載高動(dòng)態(tài)gnss接收機(jī)的導(dǎo)航方法，包括以下步驟：

步驟1，有源天線將接收到的gnss電磁波信號(hào)轉(zhuǎn)變?yōu)殡娏餍盘?hào)，經(jīng)高頻低噪放對(duì)信號(hào)進(jìn)行放大，補(bǔ)償傳輸中信號(hào)的衰減，提高信號(hào)信噪比，經(jīng)帶通濾波器進(jìn)入射頻前端處理模塊；

步驟2，射頻前端處理模塊對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行放大、變頻、濾波和模數(shù)轉(zhuǎn)換，最終得到數(shù)字中頻信號(hào)；結(jié)構(gòu)如圖4所示，具體如下：

射頻前端處理模塊接收可見衛(wèi)星的信號(hào)，將該信號(hào)經(jīng)過(guò)放大后，再與射頻模塊中的振蕩器產(chǎn)生的正弦波本振信號(hào)進(jìn)行混頻而下變頻成中頻信號(hào)，對(duì)該中頻信號(hào)進(jìn)行濾波放大，最后由ad芯片采樣，將中頻信號(hào)離散化成數(shù)字中頻信號(hào)。

步驟3，基帶信號(hào)數(shù)字處理模塊對(duì)數(shù)字中頻信號(hào)進(jìn)行捕獲、跟蹤、位同步和幀同步處理，得到導(dǎo)航測(cè)量值和導(dǎo)航電文；基帶信號(hào)數(shù)字處理包括捕獲、跟蹤、位同步和幀同步這4個(gè)過(guò)程，具體如下：

(3.1)基帶信號(hào)數(shù)字處理模塊對(duì)數(shù)字中頻信號(hào)進(jìn)行捕獲

該接收機(jī)的捕獲是基于硬件相關(guān)器完成的。結(jié)合圖5，信號(hào)捕獲的整體步驟為：

1)設(shè)置多普勒頻移量，并將本地復(fù)制載波與輸入信號(hào)混頻，以l頻率作為搜索步長(zhǎng)，當(dāng)本地載波與輸入信號(hào)頻率相差不超過(guò)nhz，則說(shuō)明完成載波剝離；

2)載波剝離后得到的基帶信號(hào)，與設(shè)定步長(zhǎng)的本地復(fù)制碼進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算：如果相關(guān)值達(dá)到預(yù)定的捕獲門限，則說(shuō)明成功捕獲信號(hào)；否則，相關(guān)器將按搜索碼步長(zhǎng)改變本地復(fù)制碼相位，繼續(xù)對(duì)下一個(gè)搜索單元進(jìn)行搜索；

3)如果搜索完全部碼相位后仍然未能實(shí)現(xiàn)信號(hào)捕獲，則按頻率搜索步長(zhǎng)改變多普勒頻移量并重復(fù)1)～2)；當(dāng)搜索完所有的搜索單元后依然沒(méi)有捕獲到衛(wèi)星信號(hào)，則認(rèn)為未能捕獲到該衛(wèi)星信號(hào)，接收機(jī)將轉(zhuǎn)而搜索其他衛(wèi)星；

該接收機(jī)的信號(hào)捕獲判定方法如下：

對(duì)兩個(gè)捕獲支路i和q信號(hào)進(jìn)行積分和清零，接著由信號(hào)檢測(cè)器對(duì)計(jì)算包絡(luò)值與預(yù)設(shè)的門限值m進(jìn)行比較，可以檢測(cè)信號(hào)是否被捕獲。

誤捕概率pf定義為僅僅噪聲存在時(shí)信號(hào)超過(guò)門限值m的概率；捕獲概率ps定義為包含噪聲的包絡(luò)信號(hào)超過(guò)門限值m的概率，公式如下：

其中門限值m計(jì)算公式為：

其中，σn為給定噪聲信號(hào)功率；

為了讓接收機(jī)能夠更快的捕獲gnss信號(hào)，提高接收機(jī)首次定位時(shí)間等性能，本發(fā)明對(duì)傳統(tǒng)捕獲算法進(jìn)行如下五點(diǎn)改進(jìn)：

1)在gnss接收機(jī)設(shè)計(jì)中，利用ti公司的高性能tms320c6747dsp芯片，它具有375mhz高速處理能力，能夠滿足接收機(jī)的實(shí)時(shí)高速處理要求；并使用altera公司的具有高速運(yùn)算能力的fpga，具有32通道的相關(guān)器，采用直接并行硬件運(yùn)算的方式。這些將大大縮減接收機(jī)對(duì)gnss信號(hào)的搜索時(shí)間。

2)根據(jù)以上的傳統(tǒng)搜索步長(zhǎng)所捕獲的信號(hào)頻率精度為400hz，該精度的捕獲結(jié)果將會(huì)增加跟蹤環(huán)路的跟蹤時(shí)間。為此本文設(shè)計(jì)了一個(gè)重捕環(huán)路，對(duì)首次捕獲以步長(zhǎng)為40hz進(jìn)行再次捕獲，從整體上減少了接收機(jī)捕獲、跟蹤的總體時(shí)間。

3)信號(hào)的強(qiáng)弱與捕獲速率有一定的聯(lián)系，由于接收的衛(wèi)星信號(hào)有強(qiáng)有弱，相關(guān)器對(duì)強(qiáng)弱信號(hào)的相關(guān)處理也需不同的預(yù)檢測(cè)積分時(shí)間。本發(fā)明對(duì)兩種信號(hào)分別進(jìn)行不同時(shí)間長(zhǎng)短的相關(guān)積分處理。即提高了捕獲效率，又保證較低的漏捕獲、誤捕獲率。

4)為了考慮接收機(jī)首次定位時(shí)間，本文將利用32通道首先共同捕獲四顆可見衛(wèi)星信號(hào)，當(dāng)捕獲成功以后，剩下的28個(gè)通道再分別捕獲一顆衛(wèi)星信號(hào)。這種捕獲方法很好的減少接收機(jī)的首次定位時(shí)間。

5)如果以隨機(jī)的方式對(duì)所有的衛(wèi)星進(jìn)行搜索，接收機(jī)每次對(duì)一衛(wèi)星搜索，能成功捕獲的概率為40％，這將浪費(fèi)很多的搜索時(shí)間。本發(fā)明將利用衛(wèi)星歷書信息，大體確定各顆衛(wèi)星此刻在gnss接收機(jī)上方的位置，并選出最優(yōu)的衛(wèi)星搜索順序，從而確保了捕獲效率。

(3.2)跟蹤處理

本發(fā)明采用的跟蹤環(huán)由跟蹤偽碼的碼跟蹤環(huán)和跟蹤載波的載波跟蹤環(huán)組成。整個(gè)跟蹤環(huán)路的結(jié)構(gòu)框圖如圖6所示。

1)碼跟蹤環(huán)

gnss接收機(jī)基帶信號(hào)處理模塊中的碼跟蹤環(huán)是一種延時(shí)鎖定環(huán)。偽碼發(fā)生器通過(guò)延時(shí)電路，復(fù)制出三個(gè)偽碼序列，其中超前碼(e碼)和滯后碼(l碼)分別是即時(shí)碼(p碼)超前和滯后半個(gè)碼片得到的擴(kuò)頻碼，將其與中頻信號(hào)相關(guān)以后，碼環(huán)通過(guò)對(duì)e和l兩路的相關(guān)結(jié)果進(jìn)行鑒相和濾波，并將濾波結(jié)果反饋到偽碼發(fā)生器的nco(numericalcontrolledoscillator，數(shù)控振蕩器)中。以此來(lái)實(shí)現(xiàn)本地偽碼與接收信號(hào)中的偽碼的完全對(duì)齊。

瑪跟蹤環(huán)路采用延遲鎖定環(huán)鑒別器進(jìn)行檢相，超前、及時(shí)、滯后支路上的相關(guān)值幅值分別為：

式中，e、p、l分別為超前、即時(shí)、滯后支路上的相關(guān)值幅值，ie、ip、il分別為超前、即時(shí)、滯后支路上的i路信號(hào)，qe、qp、ql分別為超前、即時(shí)、滯后支路上的q路信號(hào)。

偽碼自相關(guān)函數(shù)主峰是一個(gè)對(duì)稱的三角形，如果即時(shí)碼與接收信號(hào)偽碼相位上保持一致，e和l相等；如果即時(shí)碼與接收信號(hào)偽碼相位不一致，則e和l不等，根據(jù)兩者之間的差異可以反映出即時(shí)碼和接收信號(hào)擴(kuò)頻碼的相位差值。

本發(fā)明采用的鑒相器為非相干超前減滯后幅值法：

式中，δcp為碼相位差異，e、l分別為超前、滯后支路上的相關(guān)值幅值。

然后將鑒相結(jié)果進(jìn)行濾波，碼跟蹤環(huán)使用2階環(huán)路數(shù)字濾波器，如圖7所示，傳遞函數(shù)f(s)為：

式中，k為環(huán)路增益，a2為濾波參數(shù)，ωn為特征頻率；

則碼跟蹤環(huán)的系統(tǒng)函數(shù)h(s)為：

其中各個(gè)參數(shù)的值為a2＝1.414，濾波器中的ωn是由其對(duì)應(yīng)濾波器的噪聲帶寬決定的，其中bl＝0.53ωn。本發(fā)明中碼環(huán)濾波器噪聲帶寬為1hz。

2)載波跟蹤環(huán)

載波跟蹤環(huán)由鎖頻環(huán)和鎖相環(huán)兩種環(huán)路構(gòu)成，載波跟蹤環(huán)路是對(duì)相關(guān)結(jié)果進(jìn)行鑒相、鑒頻和濾波，并將濾波結(jié)果反饋給載波nco，以此來(lái)最終鎖定載波的頻率和相位。

(a)鎖相環(huán)：本發(fā)明采用的載波跟蹤環(huán)路鎖相環(huán)的鑒相器又稱為科斯塔斯(costas)環(huán)，需要相位差信息為：

式中，ip(n)、qp(n)分別是即時(shí)碼支路輸出的i路、q路經(jīng)過(guò)混頻濾波和相干積分后的信號(hào)。

(b)鎖頻環(huán)：由于捕獲時(shí)頻率搜索步進(jìn)為400hz，得到的載波頻率估計(jì)值與實(shí)際值相差較大，而鎖相環(huán)雖然精度高但是牽引速度慢，因此需要鎖頻環(huán)路來(lái)快速的跟蹤信號(hào)。鎖頻環(huán)主要是對(duì)信號(hào)的頻率進(jìn)行鎖定，并且其動(dòng)態(tài)范圍比所鎖相環(huán)更寬，能夠快速鎖定輸入信號(hào)。

鎖頻環(huán)路的鑒頻除了用到了p路當(dāng)前時(shí)刻的相關(guān)結(jié)果，還用到了上一次p路的相關(guān)結(jié)果，若設(shè)ad(n)r(τ)sinc(fetcoh)為a(n)，則：

其中φe(n)是第n個(gè)歷元的本地載波與輸入信號(hào)的相位差，定義點(diǎn)乘pdot和叉乘pcross分別為：

因此，本發(fā)明采用的載波跟蹤環(huán)路鎖頻環(huán)的鑒頻器的鑒頻公式為：

式中，ωe(n)為鑒頻器輸出誤差，t為采樣時(shí)間，點(diǎn)乘pdot＝i(n-1)i(n)+q(n-1)q(n)，差乘pcross＝i(n-1)q(n)+q(n-1)i(n)，ωe(n)為鑒頻器輸出誤差，t(n)-t(n-1)為鑒頻時(shí)間間隔；n為n時(shí)刻，i為i路信號(hào)，q為q路信號(hào)；。

本發(fā)明使用鎖頻環(huán)輔助鎖相環(huán)的載波跟蹤環(huán)路結(jié)構(gòu)。在捕獲剛成功并切換到跟蹤狀態(tài)的時(shí)候，由于捕獲得到的粗略值精度不夠，鎖頻環(huán)在載波跟蹤環(huán)中起主導(dǎo)作用，它將快速的牽入信號(hào)，當(dāng)本地載波的頻率與gnss信號(hào)的頻率較為接近后，鎖相環(huán)在載波跟蹤環(huán)中起主導(dǎo)作用，使本地信號(hào)更加精確的與輸入信號(hào)同步。載波跟蹤環(huán)使用二階鎖頻環(huán)輔助三階鎖相環(huán)的濾波器，如圖8所示。

載波跟蹤環(huán)使用二階鎖頻環(huán)輔助三階鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)，其中二階鎖頻環(huán)的傳遞函數(shù)為：

式中，k為環(huán)路增益，a2為濾波參數(shù)，ωn為特征頻率。

三階鎖相環(huán)的傳遞函數(shù)為：

式中，k為環(huán)路增益，a3、b3為濾波參數(shù)，ωn為特征頻率。

其中各個(gè)參數(shù)的值為a3＝1.1，b3＝2.4，濾波器中的ωn是由其對(duì)應(yīng)濾波器的噪聲帶寬決定的，其中bl＝0.7845ωn。本發(fā)明中載波環(huán)路濾波器噪聲帶寬為18hz。

(3.3)位同步處理

本發(fā)明采用的位同步算法為直方圖法，具體實(shí)現(xiàn)步驟如下：跟蹤環(huán)在進(jìn)入載波相位鎖定狀態(tài)后，隨機(jī)選取某次積分結(jié)果的毫秒時(shí)刻為時(shí)刻1，隨后每次積分結(jié)果的毫秒時(shí)刻為2,3，……，直到20，后續(xù)的積分結(jié)果對(duì)應(yīng)的毫秒時(shí)刻從1開始循環(huán)到20為止，以此類推，然后分配20個(gè)計(jì)數(shù)器，每個(gè)毫秒時(shí)刻對(duì)應(yīng)一個(gè)計(jì)數(shù)器，在后續(xù)的每個(gè)毫秒時(shí)刻，i路和q路積分過(guò)程完成之后比較本次積分結(jié)果和上次積分結(jié)果的符號(hào)是否發(fā)生了變化，若發(fā)生了變化則表明這可能是一個(gè)數(shù)據(jù)比特跳變沿，于是把本時(shí)刻對(duì)應(yīng)的計(jì)數(shù)器加1，在累積了一定時(shí)間的門限tm之后比較20個(gè)計(jì)數(shù)器的值，超過(guò)預(yù)定門限的計(jì)數(shù)器值對(duì)應(yīng)的毫秒位置表明了數(shù)據(jù)比特跳變的時(shí)刻。

(3.4)幀同步處理

幀同步的目的有兩點(diǎn)，第一是找到每個(gè)子幀的起始位置，以正確劃分導(dǎo)航電文中的30比特長(zhǎng)度的字；第二是確定是否存在由于180度相位模糊導(dǎo)致的導(dǎo)航比特反相。

本發(fā)明中使用的幀同步算法如下：

1)將導(dǎo)航比特與子幀的同步碼做相關(guān)運(yùn)算，當(dāng)相關(guān)結(jié)果為8或-8時(shí)，認(rèn)為找到幀同步碼的起始位置，進(jìn)入2)；

2)按1)中得到的起始位置將導(dǎo)航比特流進(jìn)行劃分，每30比特組成一個(gè)字，并對(duì)每個(gè)字進(jìn)行奇偶校驗(yàn)，若正確，則進(jìn)入3)，否則返回1)；

3)提取導(dǎo)航數(shù)據(jù)中的周內(nèi)時(shí)、子幀號(hào)，與上一次幀同步在該步驟中獲得的周內(nèi)時(shí)、子幀號(hào)比較，正確則進(jìn)入4)，否則返回1)；

4)對(duì)1)中找到的起始位置的后一個(gè)子幀的前8個(gè)比特進(jìn)行判斷，如果依然為子幀同步頭則重復(fù)2)～4)，否則重返回1)，直至完成幀同步。

步驟4，定位解算模塊利用導(dǎo)航測(cè)量值和導(dǎo)航電文進(jìn)行定位解算，最終得到用戶的衛(wèi)星信息，獲取定位觀測(cè)值，具體為：

(4.1)偽距觀測(cè)量

偽距測(cè)量轉(zhuǎn)換為時(shí)間的測(cè)量，接收機(jī)根據(jù)衛(wèi)星發(fā)射信號(hào)的時(shí)間戳得到tsv，結(jié)合本地時(shí)間tr，偽距觀測(cè)量為：

ρg＝c(tr-tsv)

tsv≈6(z-1)+nbit×0.02+nc×0.001+0.9775φc×10^-6

其中，ρg為偽距觀測(cè)量，c為光速，z為z計(jì)數(shù)，nbit為子幀比特，nc為偽碼周期，φc為碼片個(gè)數(shù)，本地時(shí)間tr直接由接收機(jī)本地時(shí)鐘提供。

(4.2)衛(wèi)星位置解算

衛(wèi)星是在既定軌道上繞著地球運(yùn)動(dòng)的，它的位置是時(shí)間t的函數(shù)，由星歷中包含的衛(wèi)星開普勒軌道參數(shù)，計(jì)算出衛(wèi)星軌道的極坐標(biāo)方程：

式中，(r，v)為衛(wèi)星所在位置的極坐標(biāo)，as為衛(wèi)星軌道的長(zhǎng)半徑，es為衛(wèi)星軌道偏心率，e為衛(wèi)星軌道偏近點(diǎn)角；

(4.3)接收機(jī)位置解算

若設(shè)衛(wèi)星i的坐標(biāo)為(xi,yi,zi)，接收機(jī)到該衛(wèi)星的偽距為ρi，接收機(jī)的坐標(biāo)(xu,yu,zu)，衛(wèi)星時(shí)鐘與接收機(jī)本地時(shí)鐘鐘差為δtu，則有偽距ρi的公式：

其中，衛(wèi)星的位置(xi,yi,zi)和衛(wèi)星與接收機(jī)的偽距為ρi都是已知量，可以通過(guò)導(dǎo)航電文中的信息求得。接收機(jī)的坐標(biāo)(xu,yu,zu)和鐘差δtu為未知量，若接收機(jī)能獲取4顆以上的衛(wèi)星的導(dǎo)航電文，就可以列出四個(gè)上述方程，從而解算出接收機(jī)的位置。由于方程組是非線性的，本發(fā)明采用牛頓迭代及其線性化方法對(duì)方程組進(jìn)行求解，其具體步驟如下：

1)設(shè)置方程初始解，迭代前給方程組的4個(gè)未知數(shù)設(shè)定一個(gè)初始值，初始值的設(shè)置分為兩種情況：若是首次定位，則全部設(shè)為0；若已經(jīng)成功定位，則將上一次的結(jié)果設(shè)置為本次迭代的初始值；

2)線性化方程組，對(duì)偽距ρi的公式進(jìn)行泰勒展開，得：

式中，△x、△y、△z、△δtu為最小二乘法的解；

其中：

將上式寫成矩陣形式可得：

其中

其中，δtu,k-1表示第k-1次迭代求出的鐘差，ri(k-1)表示第k-1次迭代求出的接收機(jī)與對(duì)應(yīng)衛(wèi)星的距離，k＝1表示步驟1中設(shè)置的初始值；

3)利用最小二乘法公式求解方程組：

4)更新非線性方程組的根：

5)判斷牛頓迭代收斂性：每次迭代，3)中的結(jié)果會(huì)逐漸減小，當(dāng)矢量長(zhǎng)度值小于門限的時(shí)候，說(shuō)明方程組的解已經(jīng)收斂，則停止迭代，否則重返步驟2)；本發(fā)明判斷方式為檢查此次計(jì)算得到的位移向量△x的長(zhǎng)度||△x||是否小于預(yù)先設(shè)定的門限值0.001；最后一次迭代步驟4)的值即為接收機(jī)的位置坐標(biāo)和時(shí)鐘鐘差。一般情況下3至5次迭代即可收斂。

需要說(shuō)明的是，在定位計(jì)算前，普通接收機(jī)需要設(shè)置衛(wèi)星仰角濾角，仰角濾角是一個(gè)門限值，任何低于這個(gè)濾角值的衛(wèi)星都將被“過(guò)濾”掉而不用于定位計(jì)算中。一般來(lái)說(shuō)低仰角衛(wèi)星信號(hào)的大氣延時(shí)校正誤差可能很大，并且它的多路徑效應(yīng)又可能很嚴(yán)重，因而通常認(rèn)為低仰角衛(wèi)星對(duì)改善定位精度的益處抵不上它所帶來(lái)的較大測(cè)量誤差和定位誤差的壞處。然而對(duì)于星載gnss接收機(jī)來(lái)說(shuō)，低仰角的衛(wèi)星信號(hào)仍能參與計(jì)算，且接收機(jī)捕獲到的衛(wèi)星仰角可以低于水平線。綜合考慮對(duì)流層和電離層的高度，本發(fā)明星載gnss接收機(jī)捕獲處理中的仰角濾角設(shè)置為-25°。

步驟5，上位機(jī)監(jiān)控界面，用來(lái)實(shí)時(shí)顯示定位觀測(cè)值，收星數(shù)，pdop值的信息。

綜上，本發(fā)明采用dsp+fpga的微型架構(gòu)，成本低，體積小，重量輕，具有很強(qiáng)的靈活性，能夠加載不同的算法，且fpga的并行處理結(jié)構(gòu)能夠保證gnss接收機(jī)的實(shí)時(shí)性。在整個(gè)數(shù)字基帶信號(hào)處理的過(guò)程中，運(yùn)算量最大的即是捕獲跟蹤時(shí)的相關(guān)操作，用dsp執(zhí)行則會(huì)占用很長(zhǎng)的時(shí)間，由于相關(guān)的時(shí)候，相乘的兩個(gè)值的取值情況都是有限的，如果用fpga使用查表的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)只會(huì)占用很少的資源，這樣就可以在fpga中使用多個(gè)相關(guān)通道從而加速捕獲過(guò)程。而在捕獲和跟蹤中，相關(guān)的后續(xù)操作包括大量的復(fù)雜的數(shù)學(xué)運(yùn)算由強(qiáng)大的數(shù)學(xué)運(yùn)算能力的dsp進(jìn)行運(yùn)算處理。