本發(fā)明屬于雷達(dá)技術(shù)領(lǐng)域，涉及雷達(dá)雜波抑制，可用于雷達(dá)的動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)，并滿足工程要求。

背景技術(shù)：

現(xiàn)代雷達(dá)特別是軍用雷達(dá)需要在復(fù)雜的工作環(huán)境中，完成目標(biāo)檢測(cè)的任務(wù)。而雷達(dá)回波中通常包含建筑物、樹(shù)木等各種雜波，會(huì)導(dǎo)致弱小目標(biāo)的丟失、產(chǎn)生虛警。而且雷達(dá)系統(tǒng)的不穩(wěn)定工作、雜波的內(nèi)部運(yùn)動(dòng)，會(huì)導(dǎo)致雜波譜的展寬，從而減弱雜波抑制性能，影響低速目標(biāo)的檢測(cè)。因此雜波抑制是雷達(dá)技術(shù)領(lǐng)域的重要研究?jī)?nèi)容。

目前有效的雜波抑制方式主要有MTI和MTD等，MTD多采用加窗FFT或者在零頻附近具有凹口的FIR濾波器。MTI技術(shù)，基于固定雜波短時(shí)間內(nèi)回波相同而運(yùn)動(dòng)目標(biāo)回波具有多普勒頻移的特性，從時(shí)域?qū)ο噜徝}沖的回波進(jìn)行加權(quán)對(duì)消的方式，消除固定雜波的影響。具有計(jì)算量小，易于工程實(shí)現(xiàn)的特點(diǎn)，隨著階數(shù)的增加其在零頻附近的凹口變寬，但是對(duì)低速目標(biāo)具有較大的信噪比(SNR)損失，而且雜波抑制特性固定，較難根據(jù)環(huán)境特性進(jìn)行改變。

MTD技術(shù)采用多個(gè)帶通濾波器組成的濾波器組對(duì)雷達(dá)回波進(jìn)行濾波處理，使之更接近于最佳(匹配)線性濾波，當(dāng)回波輸入頻率恰好等于濾波器組的某一中心頻率，該濾波器輸出最大的功率。與MTI相比，進(jìn)一步改善了信噪比，提高了在復(fù)雜背景中檢測(cè)目標(biāo)的能力。

加窗FFT方式的MTD，濾波器旁瓣較低，對(duì)較高通道可以在一定程度上降低雜波功率。由于采用FFT，計(jì)算量較小，易于工程實(shí)現(xiàn)。但進(jìn)入濾波器副瓣的雜波也會(huì)降低濾波器的雜波改善性能，而且其頻率響應(yīng)特性具有較寬的主瓣，導(dǎo)致雜波位于低速目標(biāo)所在通道的主瓣內(nèi)，不利于低速目標(biāo)的檢測(cè)。

FIR濾波器可以靈活設(shè)計(jì)每個(gè)濾波器的權(quán)系數(shù)，使其幅度頻率響應(yīng)在零頻附近有較深的零陷，可以根據(jù)要求設(shè)計(jì)凹口的深度以及寬度，用于抑制不同譜寬的雜波。但是具有較高的計(jì)算量，尤其是在積累脈沖數(shù)較多時(shí)，不易于工程實(shí)現(xiàn)。而且如果凹口寬度設(shè)計(jì)不合適，也會(huì)降低雜波抑制性能。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

要解決的技術(shù)問(wèn)題

為了避免現(xiàn)有技術(shù)的不足之處，本發(fā)明提出一種MTD雷達(dá)通道級(jí)雜波抑制方法，根據(jù)雜波譜寬劃分多普勒高通道與低通道，通過(guò)對(duì)低通道進(jìn)行多普勒域加權(quán)，實(shí)現(xiàn)雜波抑制。

技術(shù)方案

一種MTD雷達(dá)通道級(jí)雜波抑制方法，其特征在于步驟如下：

步驟1：將序號(hào)i滿足i/N∈U_f的多普勒通道定義為低通道，將序號(hào)i滿足的多普勒通道定義為高通道；其中，U_f＝[-αΩ_f,αΩ_f]為輔助通道覆蓋區(qū)域，Ω_f為雜波譜寬度，α為擴(kuò)展系數(shù)，其范圍為1≤α≤1/(2Ω_f)，i＝-N/2，…，N/2-1，N為脈沖積累數(shù)；

步驟2：以低通道作為輔助通道，依次以各高通道為主通道，在SNR損失約束和旁瓣約束下，以最小化剩余雜波功率為準(zhǔn)則，通過(guò)如下模型求解對(duì)消權(quán)v_i和對(duì)消系數(shù)β_i：

其中，β_i為對(duì)消系數(shù)，v_i為對(duì)消權(quán)，其維數(shù)為K×1，G表示雜波數(shù)據(jù)矩陣，B表示低通道對(duì)應(yīng)的濾波器系數(shù)矩陣，b_i表示第i個(gè)多普勒通道對(duì)應(yīng)的濾波器系數(shù)，d_i表示第i個(gè)多普勒通道對(duì)應(yīng)的多普勒導(dǎo)向矢量，SL_i表示旁瓣約束電平，SNR_Loss(i)表示信噪比損失，表示第i個(gè)通道的旁瓣區(qū)域，s_i(η)表示序號(hào)為i的通道對(duì)應(yīng)的旁瓣區(qū)域多普勒導(dǎo)向矢量，η表示位于旁瓣區(qū)域的多普勒頻率；

步驟3：在SNR損失約束和旁瓣約束下，以最小化剩余雜波功率為準(zhǔn)則，通過(guò)如下模型求解各低通道對(duì)應(yīng)的雜波抑制權(quán)向量u_i：

其中，u_i為雜波抑制權(quán)向量，其維數(shù)為K×1，C_i表示序號(hào)為i的低通道對(duì)應(yīng)的雜波數(shù)據(jù)矩陣，i/N∈U_f；

步驟4：對(duì)脈壓后的N個(gè)脈沖回波，沿慢時(shí)間維進(jìn)行N點(diǎn)加窗FFT，得到各多普勒通道的輸出為x_i，i＝-N/2，…，N/2-1，定義低通道的輸出為y＝[x_-(k-1)/2，…，x_(K-1)/2]^T，K為低通道個(gè)數(shù)，N-K為高通道個(gè)數(shù)；

步驟5：經(jīng)過(guò)通道對(duì)消后，高通道的輸出為

經(jīng)過(guò)通道加權(quán)后，低通道的輸出為

步驟4所述的沿慢時(shí)間維進(jìn)行N點(diǎn)加窗FFT，其中加窗FFT方式可以替換為MTI級(jí)聯(lián)加窗FFT方式。

有益效果

本發(fā)明提出的一種MTD雷達(dá)通道級(jí)雜波抑制方法，具有以下有益效果：

(1)本發(fā)明具有FIR濾波器靈活設(shè)計(jì)凹口的特性，而且比FIR濾波器具有更低的計(jì)算量，易于工程實(shí)現(xiàn)；

(2)本發(fā)明基于加窗FFT后的通道進(jìn)行雜波對(duì)消，而且在權(quán)系數(shù)優(yōu)化中添加了低副瓣的約束，所獲得的幅頻響應(yīng)具有低旁瓣的特性；

(3)本發(fā)明對(duì)低通道和高通道分別進(jìn)行權(quán)優(yōu)化，避免了加窗FFT在低通道雜波抑制性變差的缺點(diǎn)。

附圖說(shuō)明

圖1是本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)流程圖；

圖2是本發(fā)明與加窗FFT在序號(hào)為15的高通道的幅頻響應(yīng)；

圖3是本發(fā)明與加窗FFT在序號(hào)為40的高通道的幅頻響應(yīng)；

圖4是本發(fā)明與加窗FFT在序號(hào)為4的低通道的幅頻響應(yīng)；

圖5是本發(fā)明與2階MTI級(jí)聯(lián)加窗FFT在序號(hào)為15的高通道的幅頻響應(yīng)；

圖6是本發(fā)明與2階MTI級(jí)聯(lián)加窗FFT在序號(hào)為40的高通道的幅頻響應(yīng)；

圖7是本發(fā)明與2階MTI級(jí)聯(lián)加窗FFT在序號(hào)為4的低通道的幅頻響應(yīng)；

圖8是本發(fā)明方法、加窗FFT以及2階MTI級(jí)聯(lián)加窗FFT在各通道中心頻率處的信噪比損失對(duì)比圖；

圖9是本發(fā)明方法、FIR濾波器、MTI級(jí)聯(lián)加窗FFT的計(jì)算復(fù)雜度對(duì)比圖。

具體實(shí)施方式

現(xiàn)結(jié)合實(shí)施例、附圖對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步描述：

參照?qǐng)D1，本實(shí)施例的具體實(shí)現(xiàn)步驟如下：

步驟1.根據(jù)先驗(yàn)信息，設(shè)定雜波譜寬，劃分低通道與高通道。

設(shè)MTD雷達(dá)可積累的脈沖數(shù)為N，雜波譜寬度為Ω_f，設(shè)定輔助通道覆蓋區(qū)域?yàn)閁_f＝[-αΩ_f,αΩ_f]，α為擴(kuò)展系數(shù)，其范圍為1≤α≤1/(2Ω_f)；

定義多普勒通道序號(hào)為i＝-N/2，…，N/2-1，序號(hào)為i的多普勒通道對(duì)應(yīng)的多普勒導(dǎo)向矢量數(shù)為

d_i＝[1，exp(j2πi/N)，…，exp(j2π(N-1)i/N)]^T，i＝-N/2，…，N/2-1

其中(·)^T表示轉(zhuǎn)置，則序號(hào)為i的多普勒通道對(duì)應(yīng)的濾波器系數(shù)為

b_i＝Wd_i，i＝-N/2，…，N/2-1

其中W表示由于MTI或加窗產(chǎn)生的系數(shù)矩陣；

將序號(hào)滿足i/N∈U_f的通道定義為低通道，將序號(hào)滿足的通道定義為高通道，為低通道個(gè)數(shù)，N-K為高通道個(gè)數(shù)，表示向上取整。因此，低通道對(duì)應(yīng)的濾波器系數(shù)矩陣為

B＝[b_-(K-1)/2，…，b_(K-1)/2]T

步驟2.對(duì)于各高通道，計(jì)算對(duì)消權(quán)和對(duì)消系數(shù)。

2.1)構(gòu)造雜波數(shù)據(jù)G＝[a_-P，…，a_P]，a_p是位于雜波譜寬內(nèi)均勻分布的多普勒導(dǎo)向矢量，具體形式為

a_p＝[1，exp(j2πf_p)，…，exp(j2π(N-1)f_p)]^T，p＝0，±1，…，±P

其中表示向下取整；

2.2)對(duì)于序號(hào)為i的高通道，設(shè)定旁瓣約束電平SL_i和信噪比(SNR)損失SNR_Loss(i)；定義序號(hào)為i的通道對(duì)應(yīng)的旁瓣區(qū)域多普勒導(dǎo)向矢量為

其中表示第i個(gè)通道的旁瓣區(qū)域，η表示位于旁瓣區(qū)域的多普勒頻率。

2.3)以低通道作為輔助通道，以序號(hào)為i的高通道為主通道，在SNR損失約束和旁瓣約束下，以最小化剩余雜波功率為準(zhǔn)則，建立如下數(shù)學(xué)模型：

其中β_i為對(duì)消系數(shù)，v_i為對(duì)消權(quán)，其維數(shù)為K×1，

2.4)利用凸優(yōu)化工具包c(diǎn)vx求解式＜2＞。

步驟3.對(duì)于低通道，計(jì)算雜波抑制權(quán)向量。

3.1)對(duì)于序號(hào)為i的低通道，i/N∈U_f，構(gòu)造雜波數(shù)據(jù)C_i＝[a_-q，…，a_q]，a_q是位于雜波譜寬內(nèi)均勻分布的多普勒導(dǎo)向矢量，具體形式為

a_q＝[1，exp(j2πf_q)，…，exp(j2π(N-1)f_q)]^T，q＝Q₁，…，Q₂

其中

3.2)對(duì)于序號(hào)為i的低通道，設(shè)定旁瓣約束SL_i和SNR損失SNR_Loss(i)；按照式＜1＞定義序號(hào)為i的通道的旁瓣區(qū)域多普勒導(dǎo)向矢量；

3.3)在SNR損失約束和旁瓣約束下，以最小化雜波輸出功率為準(zhǔn)則，建立如下數(shù)學(xué)模型：

其中u_i為雜波抑制權(quán)向量，其維數(shù)為K×1；

3.4)利用凸優(yōu)化工具包c(diǎn)vx求解式＜3＞。

步驟4.對(duì)慢時(shí)間回波進(jìn)行處理，得到各多普勒通道輸出。

對(duì)脈壓后的N個(gè)脈沖回波，沿慢時(shí)間維進(jìn)行N點(diǎn)加窗FFT，或者M(jìn)TI后級(jí)聯(lián)加窗FFT，各多普勒通道的輸出為x_i，i＝-N/2，…，N/2-1，定義低通道輸出為y＝[x_-(K-1)/2，…，x_(k-1)/2]^T，K為低通道個(gè)數(shù)，N-K為高通道個(gè)數(shù)；

步驟5.對(duì)多普勒通道輸出進(jìn)行通道級(jí)雜波抑制。

經(jīng)過(guò)通道對(duì)消后，高通道的輸出為

經(jīng)過(guò)通道加權(quán)后，低通道的輸出為

本發(fā)明的效果通過(guò)以下仿真對(duì)比試驗(yàn)進(jìn)一步說(shuō)明：

1.實(shí)驗(yàn)場(chǎng)景：假設(shè)MTD雷達(dá)的相干積累時(shí)間(CPI)中包含128個(gè)脈沖，雜波譜寬為Ω_f＝0.03，擴(kuò)展系數(shù)為α＝3，則低通道個(gè)數(shù)為K＝25。

2.仿真內(nèi)容：

實(shí)驗(yàn)1：對(duì)加窗FFT輸出結(jié)果進(jìn)行通道級(jí)雜波抑制，其中窗函數(shù)選為40dB切比雪夫窗，由于加窗引起的SNR損失為1.03dB，因此設(shè)高通道信噪比損失為1.03dB，旁瓣約束為-35dB，則序號(hào)為15和40的高通道幅頻響應(yīng)如圖2和圖3所示。低通道信噪比損失設(shè)定為旁瓣約束為其中i表示多普勒通道的序號(hào)，則序號(hào)為4的低通道幅頻響應(yīng)如圖4所示。

實(shí)驗(yàn)2：對(duì)2階MTI級(jí)聯(lián)加窗FFT輸出結(jié)果進(jìn)行通道級(jí)雜波抑制，其中窗函數(shù)選為40dB切比雪夫窗，設(shè)高通道信噪比損失為1.03dB，旁瓣約束為-35dB，則序號(hào)為15和40的高通道幅頻響應(yīng)如圖5和圖6所示。低通道信噪比損失設(shè)定方式與實(shí)驗(yàn)1相同，則序號(hào)為4的低通道幅頻響應(yīng)如圖7所示。

通道級(jí)雜波抑制前后的SNR損失如圖8所示。

對(duì)于MTI級(jí)聯(lián)加窗FFT，其復(fù)數(shù)乘法的計(jì)算量為FIR濾波器的復(fù)數(shù)乘法計(jì)算量為N²，本方明方法的復(fù)數(shù)乘法計(jì)算量為對(duì)于雜波譜寬為Ω_f＝0.03，擴(kuò)展系數(shù)為α＝3，圖9比較了MTI級(jí)聯(lián)加窗FFT、FIR濾波器及本發(fā)明方法的計(jì)算復(fù)雜度。

3.仿真結(jié)果分析：

從圖2、3可以看出，對(duì)加窗FFT的輸出采用本發(fā)明方法處理后，高通道的幅頻響應(yīng)在旁瓣區(qū)域有一定抬高，但在零頻附近產(chǎn)生明顯的凹口。

從圖4可以看出，對(duì)加窗FFT的輸出采用本發(fā)明方法處理后，低通道的幅頻響應(yīng)在旁瓣區(qū)域有一定抬高，但在零頻附近仍然具有一定凹口。

從圖5、6可以看出，對(duì)MTI級(jí)聯(lián)加窗FFT的輸出采用本發(fā)明方法處理后，高通道的幅頻響應(yīng)在零頻附近的凹口更深，雜波抑制性能提高。

從圖7可以看出，對(duì)MTI級(jí)聯(lián)加窗FFT的輸出采用本發(fā)明方法處理后，低通道的雜波抑制性能提高了。

從圖8可以看出，各種方法在高通道中心頻率處的SNR損失基本相同，MTI級(jí)聯(lián)加窗FFT在低通道中心頻率處信噪比損失較大，且不易控制。而本發(fā)明方法在各通道中心頻率處的SNR損失可控，具有比加窗FFT更好的雜波抑制性能，甚至與MTI級(jí)聯(lián)加窗FFT在雜波抑制方面相比，也有一定優(yōu)勢(shì)。

從圖9可以看出，本發(fā)明方法的計(jì)算量雖然比MTI級(jí)聯(lián)加窗FFT方法有一定增加，但雜波抑制性能靈活可控(如圖2-8所示)。FIR濾波器也可以設(shè)計(jì)較靈活的凹口，但在脈沖數(shù)較多時(shí)，計(jì)算量復(fù)雜，不易工程應(yīng)用。