本發(fā)明涉及衛(wèi)星定位、信號跟蹤、通信領域，涉及一種基于信號能量等信息的頻率鑒別、信號跟蹤的方法和裝置。

背景技術：

對于全球導航衛(wèi)星系統(tǒng)(Global Navigation Satellite System，GNSS)接收機來說，它的主要任務就是維持本地信號與接收信號之間的同步。隨著GNSS系統(tǒng)的廣泛應用，越來越多的服務和應用要求接收機工作在惡劣的環(huán)境中，如高動態(tài)、弱信號環(huán)境等。在高動態(tài)環(huán)境下，接收到的信號變化非常迅速，接收機跟蹤環(huán)路必須能夠及時反映這種變化以實現(xiàn)精確跟蹤，否則，極易發(fā)生信號失鎖而導致系統(tǒng)不能正常工作。當信號受到遮擋時，如樹林遮擋、室內等環(huán)境，信號能量急劇衰減使得信噪比(Signal Noise Ratio，SNR)很低。這些苛刻的應用環(huán)境對接收機的性能提出了更高的要求。

一般來說，在接收機中，通過一個載波跟蹤環(huán)路來跟蹤接收到的信號的載波，通過一個碼跟蹤環(huán)路來跟蹤接收到的信號的偽隨機碼(Pseudo Random Code，PRN)。對于載波跟蹤環(huán)路來說，通常使用鎖相環(huán)(Phase Locked Loop)來跟蹤載波相位或者通過鎖頻環(huán)(Frequency Locked Loop)來跟蹤載波頻率。近些年出現(xiàn)了一些利用卡爾曼濾波器方法來實現(xiàn)載波跟蹤的，它們在一定程度上提高了跟蹤精度和系統(tǒng)魯棒性，但是其實現(xiàn)代價太高而難以大量應用。在鎖頻環(huán)中， 鑒頻器通過鑒別相鄰兩個歷元的相位差實現(xiàn)頻率殘差的測量。相比鎖相環(huán)，由于鎖頻環(huán)對于絕對相位差并不敏感，因此它可以容忍更大的頻率偏差，通常用在捕獲轉跟蹤或者高動態(tài)的情形下。此外，其對抗外界有色噪聲的能力也較鎖相環(huán)突出，因此，面對越來越苛刻的應用環(huán)境要求，一個優(yōu)良的鎖頻環(huán)更適合于提高接收機的性能。

目前針對導航衛(wèi)星信號頻率跟蹤的頻率鑒別器主要有：四象限ATAN(ATAN2)、二象限ATAN(ATAN)、交叉點乘(Cross-point，CP)和符號交叉點乘(Decision Directed Cross-point，DDCP)等。這些鑒頻器都是基于相鄰兩個歷元的相位差來實現(xiàn)頻率鑒別的。此外由于在導航衛(wèi)星信號上還調制有數(shù)據(jù)信息，當數(shù)據(jù)符號發(fā)生改變的時候，會引入載波信號的相位突變，因此，在接收機中通常采用ATAN或者DDCP。近些年，一些更先進的時分復用(Time Division Data Multiplexing，TDDM)導航信號和無數(shù)據(jù)(Pilot)導航信號被應用在現(xiàn)代GNSS系統(tǒng)中。對于這些新體制導航信號，原有的基于相位差的鑒頻器不能充分發(fā)揮導航信號的性能，從而造成接收機性能下降。

技術實現(xiàn)要素：

有鑒于此，克服現(xiàn)有技術的不足，本發(fā)明提供一種基于能量的頻率鑒別方法和裝置，通過跟蹤衛(wèi)星導航信號，利用頻率殘差和相關能量之間的關系鑒別出本地信號與接收信號之間的頻率差別，既可以實現(xiàn)傳統(tǒng)導航信號的頻率跟蹤，又能充分發(fā)揮新體制導航信號的性能，提高接收機的跟蹤靈敏度。

為達到上述目的，本發(fā)明的技術方案是這樣實現(xiàn)的：

本發(fā)明提供了一種基于能量的頻率鑒別方法，所述方法：

在GNSS接收機跟蹤通道中，本地存在三路復載波信號，分別為超前路復 載波S_E、即時路復載波S_P和滯后路復載波S_L；三路(不限于三路，可依據(jù)應用需要進行調整為五路甚至更多)本地復制偽碼信號，分別為超前碼C_E、即時碼C_P和滯后碼C_L；

接收外部輸入的衛(wèi)星導航信號，首先將輸入衛(wèi)星信號與三路本地復載波信號S_E、S_P和S_L進行混頻；

將所述的即時路復載波S_P的混頻結果與碼環(huán)所復制的超前C_E、即時C_P和滯后C_L偽碼進行相關運算，得到I_PE、I_PP、I_PL、Q_PE、Q_PP和Q_PL；

將所述的超前路復載波S_E混頻結果和滯后路復載波S_L混頻結果分別與碼環(huán)所復制的即時路C_P偽碼進行相關運算，得到I_EP、I_LP、Q_EP和Q_LP；

根據(jù)設定的相干積分時間T_I，將所述的相關運算結果分別送入積分-清除器中進行時間長度為T_I的相干積分，得到I_PES、I_PPS、I_PLS、Q_PES、Q_PPS、Q_PLS、I_EPS、I_LPS、Q_EPS和Q_LPS；

將積分-清除器輸出的多路相干積分值送入能量計算單元中計算各路相關能量值，得到PE²、PP²、PL²、EP²和LP²；

將所述的相干積分結果I_PPS和Q_PPS送入載波相位鑒別器中進行載波相位差估計；

將所述PE²、PP²、PL²能量值送入碼鑒別器中進行碼相位差估計；

將所述PP²、EP²和LP²能量值送入頻率鑒別器中進行載波頻率差估計；

將相應的估計值分別送入鎖相環(huán)路濾波器、鎖頻環(huán)路濾波器和碼環(huán)路濾波器。在環(huán)路選擇控制器的作用下切換鎖相環(huán)和鎖頻環(huán)工作狀態(tài)。

將濾波后的反饋參數(shù)，分別反饋至載波數(shù)控振蕩器和偽碼數(shù)控振蕩器，進而實現(xiàn)載波相位和載波頻率、碼相位和碼頻率的實時調節(jié)，最終實現(xiàn)GNSS信號的跟蹤。

優(yōu)選的，所述三路復載波信號，具體為：

根據(jù)當前設定的相干積分時間T_I確定三路載波頻率間隔Δf_d，其范圍為(0，1/T_I]。其中，超前復載波與即時復載波的頻率間隔和滯后復載波與即時復載波的頻率間隔相同。

優(yōu)選的，所述三路復制偽碼信號，具體為：

通過偽碼數(shù)控振蕩器與偽碼序列發(fā)生器產(chǎn)生超前路C_E偽碼信號，C_E信號經(jīng)延遲移位寄存器，等時間間隔分別產(chǎn)生C_P和C_L。其相鄰兩路偽碼信號碼片根據(jù)當前系統(tǒng)運行狀態(tài)確定，其典型范圍為(0，1/2]碼片。

優(yōu)選的，所述載波相位鑒別器，具體為：

可采用傳統(tǒng)的載波鑒相器，如arctan(Q/I)、Q/I、Q*I或Q*sign(I)等。

優(yōu)選的，所述頻率鑒別器，具體為：

根據(jù)頻率殘差和相關能量之間的關系，通過三路復載波支路的相關能量計算得到頻率差的估計值，本發(fā)明給出的能量頻率鑒別器為

和

優(yōu)選的，所述碼相位鑒別器，具體為：

可采用傳統(tǒng)的碼相位鑒別器，如傳統(tǒng)的基于幅值的碼鑒相方法

傳統(tǒng)的基于能量的碼鑒相方法

本發(fā)明還提供了一種基于能量的頻率鑒別的裝置，所述裝置包括：天線、衛(wèi)星導航信號采樣量化模塊、相關積分-清除模塊、誤差鑒別模塊、反饋控制模塊、本地復制信號產(chǎn)生模塊和處理器。其中，

所述天線用于接收衛(wèi)星導航信號；

所述衛(wèi)星導航信號采樣量化模塊，用于濾波、自動增益控制，將衛(wèi)星信號下變頻到中頻信號并完成采樣量化，得到數(shù)字中頻信號；

所述相關積分-清除模塊，用于實現(xiàn)通道中各路載波混頻、偽碼相關、相干積分-清除功能等；

所述誤差鑒別模塊，通過載波相位鑒別器、頻率鑒別器和碼鑒別器完成本地復制載波、偽碼信號與接收信號中相關參數(shù)的估計；

所述反饋控制模塊，實現(xiàn)載波環(huán)路參數(shù)濾波和碼環(huán)路參數(shù)濾波，并給出最終環(huán)路反饋參數(shù)；

所述本地復制信號產(chǎn)生模塊，用于產(chǎn)生各路本地復制復載波和偽碼信號；

所述處理器實現(xiàn)跟蹤通道初始化、狀態(tài)控制、定位解算、授時等功能。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術相比的優(yōu)點在于：

在現(xiàn)有技術中，對于載波跟蹤，鑒頻器都是通過基于相鄰兩個歷元的相位差來實現(xiàn)的。由于在導航衛(wèi)星信號上還調制有數(shù)據(jù)信息，當數(shù)據(jù)符號發(fā)生改變的時候，會引入載波信號的相位突變，因此，在接收機中通常采用ATAN或者DDCP類型的鑒頻器。在現(xiàn)代GNSS系統(tǒng)中，部分導航衛(wèi)星信號采用先進的TDDM或Pilot調制方式。對于這些新體制導航信號，原有的基于相位差的鑒頻器由于數(shù)據(jù)信息的調制而不能充分發(fā)揮新體制導航信號的性能，從而造成接收機性能下降。本發(fā)明采用能量鑒別的思想，利用頻率殘差和相關能量之間的關系實現(xiàn)頻率誤差鑒別，可以充分發(fā)揮新體制導航信號的優(yōu)點，同時有更大的牽 引范圍和抵抗噪聲干擾的能力。此本發(fā)明具有較高的商用價值。

附圖說明

圖1GNSS導航接收機框架。

圖2本發(fā)明通道跟蹤原理圖。

圖3本發(fā)明能量頻率鑒別方法和載波鑒相器、碼鑒相器的工作流程圖。

圖4頻率殘差和歸一化相關能量之間關系圖。

圖5本發(fā)明能量鑒頻器頻率響應圖。

圖6本發(fā)明實施例的裝置結構示意圖。

具體實施方式

本發(fā)明方法根據(jù)頻率殘差和相關能量之間的關系實現(xiàn)頻率誤差鑒別。本地存在多路不同頻率的載波信號，將接收到的信號分別與各路載波信號混頻，計算出各路能量進而實現(xiàn)頻率鑒別與信號跟蹤。這與傳統(tǒng)的基于相位差的鑒頻方法存在本質上的區(qū)別。下面結合附圖和具體實施例對本發(fā)明的技術方案進一步詳細闡述。

圖1是一個典型的GNSS導航接收機框架。接收機天線106接收所有可見的衛(wèi)星101信號。信號經(jīng)過濾波、放大、下變頻后，射頻前端102將帶有噪聲的導航信號采樣、量化成數(shù)字中頻信號IF?；鶐盘柼幚韱卧?03接收并處理中頻信號。通常來說，存在多個并行通道107{通道1，通道2，...通道n}同時處理各個衛(wèi)星的信號。這個過程既可以通過硬件實現(xiàn)，也可以通過軟件實現(xiàn)。通過捕獲、跟蹤各個信號，基帶信號處理模塊給出各個衛(wèi)星的測量數(shù)據(jù)104。定位、導航解算單元105根據(jù)獲取的測量數(shù)據(jù)104完成定位、測速、授時等功能。

所述的基帶信號處理單元103中的各個處理通道107通過跟蹤環(huán)路實現(xiàn)對接收到的衛(wèi)星信號的跟蹤。圖2為本發(fā)明基于能量鑒頻方法的跟蹤環(huán)路原理圖，實現(xiàn)圖1中的通道跟蹤環(huán)路107。本地接收到的衛(wèi)星導航信號經(jīng)過下變頻、采樣量化之后，得到的中頻信號200可以表示成：

其中，P是接收到的信號的總能量，d[n]表示調制的數(shù)據(jù)信息，c[n]表示偽隨機擴頻碼，f_IF表示下變頻之后的中心頻率，T_s表示采樣時間間隔，表示即時載波相位，η[n]表示熱噪聲，通常認為是加性高斯白噪聲。

本地載波發(fā)生器229產(chǎn)生3路復載波信號，S_E、S_P和S_L，其對應的頻率分別為f_p-Δf_d，f_p和f_p+Δf_d，其中Δf_d表示三路復載波信號之間的頻率間隔，f_p表示S_P路復載波信號頻率。典型的復載波信號通?？梢酝ㄟ^數(shù)控振蕩器(Numerical Controlled Oscillator，NCO)與正弦查找表和余弦查找表產(chǎn)生。輸入中頻信號200與本地載波信號送入復混頻器201、202和203中，完成載波剝離。

本地偽碼發(fā)生器228產(chǎn)生三路(此處以三路為例，但不限于三路)相位延遲偽碼信號，C_E、C_P和C_L。碼相位間距d可以按照需要設定，通常為0.5碼片，為了提高跟蹤精度、抵抗多徑，窄相關碼相位間距可以繼續(xù)縮小，如0.1碼片。典型的延遲偽碼信號可以通過移位寄存器等時間間隔移位實現(xiàn)。然后，即時路復載波S_P的混頻結果與三路偽碼C_E、C_P和C_L信號分別通過相關器207、206和208相關，實現(xiàn)偽碼剝離；超前路復載波S_E的混頻結果和滯后路復載波S_L的混頻結果與即時路偽碼C_P信號分別通過相關器204、205相關，實現(xiàn)偽碼剝離。

相關之后的結果被分別送入積分器209、210、211、212、213中，根據(jù)預 先設定的相干積分時間完成相干積分。相干積分結果分別送入214、215、216、217、218中計算各支路能量。頻率鑒別器使用214、215和216給出的能量計算載波頻率誤差；相位鑒別器利用211給出的相干積分結果計算載波相位誤差；碼鑒別器利用216、217和218給出的能量計算碼相位誤差。環(huán)路濾波器222、223和224分別對219給出的載波頻率誤差、220給出的載波相位誤差和221給出的碼相位誤差濾波，得到相應參數(shù)的反饋估計值。根據(jù)當前環(huán)路工作狀態(tài)，選擇控制器225完成鎖相環(huán)和鎖頻環(huán)的切換，最終載波環(huán)路反饋參數(shù)送入載波發(fā)生器229中，使本地復制即時路載波S_P盡量與輸入信號同步。碼環(huán)路濾波器反饋結果與輔助控制器226的輔助反饋結果送入加法器227中，合成最終碼環(huán)路反饋結果，并送入偽碼發(fā)生器228中，使本地即時路偽碼C_P盡量與輸入信號同步。

具體的，圖3給出了圖2中基于能量的頻率鑒別方法的鑒頻器和碼鑒相器工作流程圖。所述方法包括以下步驟：

步驟301，獲取輸入中頻信號IF；

具體的，可以通過接收機射頻前端RF 102采樣量化得到。

步驟302，產(chǎn)生本地三路復載波信號S_E、S_P和S_L；

具體的，即時路S_P復載波信號頻率為f_p，超前路S_E復載波信號頻率為f_p-Δf_d，滯后路復載波信號頻率為f_p+Δf_d。典型的可以通過數(shù)控振蕩器與正弦查找表和余弦查找表實現(xiàn)。

步驟303，輸入信號與本地三路復載波信號混頻，得到6路混頻結果，I_E、I_P、I_L、Q_E、Q_P和Q_L；

具體的，輸入信號可以通過復混頻器201、202和203與本地信號混頻，每個本地載波都存在同相支路和正交支路，混頻后得到6路混頻結果，I_E、I_P、 I_L、Q_E、Q_P和Q_L。

步驟304，產(chǎn)生本地三路等間隔相位延遲偽碼信號，C_E、C_P和C_L；

具體的，本地可以通過數(shù)控振蕩器與偽碼序列發(fā)生器產(chǎn)生C_E路偽碼信號，C_E路信號經(jīng)延遲移位寄存器，等時間間隔分別產(chǎn)生C_P和C_L，這個操作與傳統(tǒng)延遲偽碼信號產(chǎn)生方法一樣。

步驟305，所述步驟303得到的混頻結果與所述步驟304得到的延遲偽碼信號相關，剝離偽碼；

具體的，I_E、I_P、I_L、Q_E、Q_P和Q_L與即時路偽碼C_P相關，得到I_EP、I_PP、I_LP、Q_EP、Q_PP和Q_LP。此外，I_P和Q_P還與C_E和C_L分別相關，得到I_PE、I_PL、Q_PE和Q_PL，

I_E×C_P＝I_EP

I_P×C_P＝I_PP

I_L×C_P＝I_LP

Q_E×C_P＝Q_EP

Q_P×C_P＝Q_PP

Q_L×C_P＝Q_LP

I_P×C_E＝I_PE (6)

I_P×C_L＝I_PL

Q_P×C_E＝Q_PE

Q_P×C_L＝Q_PL

步驟306，根據(jù)設定的相干積分時間，對所述步驟305的相關結果進行相干積分；

具體的，設定相干積分時間T_I，如通常GPS接收機中采用和偽碼周期相同長度的1ms，受到導航信號上調制的數(shù)據(jù)碼率的限制，其最長相干積分時間長度為20ms。根據(jù)這個相干積分時間，將所述步驟305得到的相關結果相干積分，得到結果I_EPS、I_PPS、I_LPS、Q_EPS、Q_PPS、Q_LPS、I_PES、I_PLS、Q_PES和Q_PLS。

步驟307，計算各支路能量；

具體的，為了提高對弱信號的跟蹤能力，除了所述步驟306的相干積分之外，通常還會通過非相干積分進一步提高信號能量。最終得到各支路能量：EP²、LP²、PP²、PE²和PL²，

步驟308，計算本地信號與接收到的信號之間的各參數(shù)誤差

具體的，當本地載波與輸入信號載波頻率同步時，相關能量存在最大值；當本地載波頻率與輸入信號載波頻率不一致時，會存在相關能量損失。圖4是歸一化相干積分結果與載波頻率偏移之間的關系，兩者符合sinc(·)函數(shù)分布，而歸一化相干積分能量與載波頻率偏移之間符合sinc²(·)分布。利用這一相干積分能量與載波頻率偏移之間關系，本發(fā)明中兩種可行的基于能量的頻率鑒別方法為

和

其中Δf_d為三路復載波之間的頻率間隔。根據(jù)步驟306所述的相干積分時間T_I，一個典型的頻率間隔Δf_d可以選取為1/(2T_I)，根據(jù)需要可以適當調節(jié)所述的頻率 間隔，其范圍為(0，1/T_I]。

對于載波相位差，可以采用傳統(tǒng)的載波相位鑒相器，其表達式為

或或或等

對于碼環(huán)路，可以采用傳統(tǒng)的超前減滯后(Early Minus Late，EML)碼鑒相方法。傳統(tǒng)的基于幅值的碼鑒相計算方法可以為

基于能量的碼鑒相計算方法可以為

得到的載波鑒相、載波鑒頻、碼鑒相結果經(jīng)過載波環(huán)路濾波、碼環(huán)路濾波后給出其相應的環(huán)路反饋參數(shù)。根據(jù)接收機需要，可以使用載波輔助碼環(huán)跟蹤進一步提高接收機的魯棒性，如圖2中輔助控制器226。

上述過程中：

(一)輸入信號與本地三路復載波信號混頻，以即時路S_P與即時路偽碼信號C_P信號相關為例，對于相干積分時間T_I，相干積分結果為

其中，Δτ_P，k，Δf_P，k，分別表示輸入信號與本地復制信號之間的碼相位誤差、載波頻率誤差和載波相位誤差，k代表第k個歷元，R(·)表示偽隨機碼的自相關函數(shù)，Sinc(·)＝sin(x)/x，η_P，I，k和η_{P，Q，k}分別表示同相支路和正交支路的噪聲。

(二)如果忽略相干積分結果(12)中的噪聲，對于相干積分時間為T_I的相干積分結果，在歷元k，其能量為

其歸一化能量與載波頻率偏差之間的關系見圖4。

(三)對于另外兩路，超前路復載波S_E和滯后路復載波S_L，混頻后也與即時路偽碼信號C_P信號相關，同樣的，其能量分別為

(四)利用泰勒公式，sinc²(πΔfT_I)可以表示成

其中，Θ＝(πT_I)²/3，當相干積分時間確定后，其可以看做成一個常量。圖4給出了一階泰勒展開之后的歸一化能量與載波頻率偏差之間的關系。因此，輸入信號與三路復載波混頻，與即時路偽碼信號C_P信號相關之后的結果分別可以近似表示成

其中，H＝PR²(Δτ_P，k)表示即時路PP相關積分能達到的最大能量。從式(17)中，可以得到

進一步簡化，得到基于能量的頻率鑒別方法表達式為

由此，還可以得到另外一個類似的鑒頻方法公式

也為本發(fā)明中能量鑒頻方法的實現(xiàn)方法。圖5為本發(fā)明能量鑒頻器在不同信噪比下的頻率響應圖。

本發(fā)明的一個實施例如下，但本發(fā)明并不局限于這一個實現(xiàn)方式。

圖6為本發(fā)明實施例的裝置結構示意圖。如圖6所示，虛線框內部分是實現(xiàn)本發(fā)明的裝置，本發(fā)明可以用本裝置實現(xiàn)，但不局限于圖6所示裝置。整個裝置包括：天線、射頻前端RF模塊、采樣量化模塊、相關積分-清除模塊、誤差鑒別模塊、反饋控制模塊、處理器和本地復制信號產(chǎn)生模塊。其中，天線601負責接收導航衛(wèi)星信號，射頻前端602對接收到的信號進行放大、濾波和下變頻等操作；采樣量化模塊603負責自動增益控制、采樣、量化中頻信號，并提供中頻和時鐘信號。

處理器608通過總線配置各跟蹤通道和各種初始化參數(shù)，如捕獲成功后給出的初始碼相位、初始載波頻率等。通道內的相關積分-清除模塊604接收前端給出的中頻信號，并與本地復制信號產(chǎn)生模塊607產(chǎn)生的本地信號進行混頻、相關、積分、清除等操作，得到各個支路的相關能量值。誤差鑒別模塊605按照本發(fā)明所述方法給出信號相應參數(shù)的誤差估計值。反饋控制模塊606對各參數(shù)估計值進行濾波，并根據(jù)系統(tǒng)運行狀態(tài)做出相應調整，將最終反饋參數(shù)反饋給本地復制信號產(chǎn)生模塊607，使本地產(chǎn)生信號盡量與接受到的信號同步。處理器讀取衛(wèi)星信號的跟蹤狀態(tài)參數(shù)，進而完成基帶狀態(tài)參數(shù)調整，控制基帶正常運行，完成定位、定速、授時等功能。

具體實現(xiàn)為：首先，跟蹤通道按照處理器設置的中斷間隔，定時向處理器申請中斷。在本實例中，本發(fā)明在基帶處理器中實現(xiàn)，但也可由其他具體實現(xiàn)方式，例如：處理器外單獨的處理裝置、集成在其他模塊中的處理裝置。處理 器響應中斷后，處理器從衛(wèi)星信號基帶處理通道獲取通道跟蹤狀態(tài)參數(shù)，所述測量值包括載波測量值、碼測量值、信號能量、環(huán)路鎖定狀態(tài)等。處理器根據(jù)這些測量值估計當前系統(tǒng)運行狀態(tài)并對基帶參數(shù)進行合理調整，如環(huán)路帶寬、相干積分時間等?；鶐е蟹答伩刂颇K在根據(jù)所述基帶參數(shù)實時反饋控制跟蹤環(huán)路，控制本地復制信號產(chǎn)生模塊與接收到的信號同步。

以上所述，但僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并非用于限定本發(fā)明的保護范圍。