專利名稱：：用于mimo雷達(dá)的兩維多脈沖對消器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明屬于雷達(dá)
技術(shù)領(lǐng)域：
，具體說是一種兩維多脈沖對消器，可應(yīng)用于多輸入多輸出MIMO雷達(dá)系統(tǒng)在常規(guī)空時級聯(lián)處理方法及傳統(tǒng)自適應(yīng)處理方法之前對地面雜波進(jìn)行空時兩維對消，不僅適用于正側(cè)視雷達(dá)，還適用于非正側(cè)視雷達(dá)。
背景技術(shù)：
：機(jī)載雷達(dá)要從強(qiáng)雜波背景中檢測和識別目標(biāo)，首先要解決雜波抑制問題。由于雷達(dá)平臺的運(yùn)動導(dǎo)致天線陣所接收到的地面雜波信號空時耦合，所以一些常用的雜波預(yù)濾波處理方法只對主雜波抑制有效，其旁瓣雜波由于空時耦合特性散布在整個多普勒頻域上而不可能在頻域被濾除。全維STAP可以有效地在空時兩維對雜波進(jìn)行濾除，性能雖然優(yōu)越，但無論是從計算量還是從設(shè)備復(fù)雜度上來講都過于龐大而不符合當(dāng)前工程實際，更重要的是為保證自適應(yīng)損益小于3dB，獨立同分布樣本需大于處理器維數(shù)2倍以上。實際雷達(dá)系統(tǒng)中，由于系統(tǒng)空時二維自由度很高，且實際雜波環(huán)境快速變化，因而這個條件無法得到保證。為了克服全維STAP的問題，降維技術(shù)在STAP中得到廣泛應(yīng)用，通過降低自適應(yīng)自由度來換取訓(xùn)練樣本數(shù)和計算量的降低。經(jīng)典的降維STAP算法包括輔助通道ACR法，局域化自適應(yīng)處理JDL方法，因子化空時自適應(yīng)處理FA方法和擴(kuò)展因子化空時自適應(yīng)處理EFA方法，在理想情況下均能獲得較優(yōu)性能。但實際中陣列誤差是不可避免的，空域誤差使空時二維雜波譜沿空域維散開，雜波自由度大增。特別是矩形平面陣中各列子陣內(nèi)的陣元幅相誤差，不可能通過調(diào)節(jié)列子陣的一組權(quán)值完全補(bǔ)償，例如要求陣列自適應(yīng)方向圖在某個錐角方向上置零，理想情況下用一個自適應(yīng)自由度就足夠了，但列內(nèi)誤差卻使得各列子陣在俯仰向的波束方向圖不一致，實際的自適應(yīng)方向圖將在不同俯仰角方向上分別形成零陷，這就需要提供更多的自適應(yīng)自由度才能達(dá)到較優(yōu)的自適應(yīng)處理性能。實際上，自適應(yīng)處理時，若自適應(yīng)自由度大于雜波自由度，則可獲得很好的雜波抑制性能，反之，性能將會大大下降。可見，為了改善雜波抑制性能，需要增加自適應(yīng)自由度，但這又會帶來訓(xùn)練樣本增高和計算量增加的問題。近年來，有學(xué)者提出一種適用于相控陣的空時兩維兩脈沖雜波對消器TDPC，并將其作為常規(guī)動目標(biāo)檢測MTI方法和降維STAP處理方法的預(yù)濾波器，該對消器雖然能實現(xiàn)部分雜波對消并降低計算量，但在雜波脊方向的對消性能并不顯著，尤其在非正側(cè)視雷達(dá)中，對消性能進(jìn)一步下降。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于克服上述已有技術(shù)的缺陷，在適用于相控陣的空時兩維兩脈沖雜波對消器TDPC基礎(chǔ)上，提出了一種用于MIMO雷達(dá)的兩維多脈沖對消器TDMC，以提高在正側(cè)視雷達(dá)與非正側(cè)視雷達(dá)中的雜波對消性能。實現(xiàn)本發(fā)明目的的技術(shù)方案，包括如下步驟1)設(shè)定雷達(dá)在一個相干處理時間內(nèi)發(fā)射L個脈沖，構(gòu)建第Ι+k個脈沖接收到的雜波信號模型為c(l+k,fd)=AD(fd)kP(I)式中，fd為附加多普勒頻率，A為導(dǎo)向矢量矩陣，P(I)為雜波幅度矩陣，D(fd)為雷達(dá)載機(jī)運(yùn)動和地雜波起伏引起的多普勒相移矩陣；2)根據(jù)雜波向量模型，計算得到殘余雜波信號式中，QC/;):Τ，為系數(shù)矩陣3)最小化殘余雜波信號能量，得到系數(shù)矩陣尹為式中，Ε[·]表示數(shù)學(xué)期望，[·]Η表示共軛轉(zhuǎn)置；4)根據(jù)求得的系數(shù)矩陣F，選取其中相應(yīng)元素進(jìn)行排列，得到濾波器的設(shè)計結(jié)果當(dāng)K為奇數(shù)時，當(dāng)K為偶數(shù)時，式中，M和N分別為發(fā)射陣元個數(shù)和接收陣元個數(shù)；5)利用得到的濾波器，對一個相干處理時間內(nèi)的回波X進(jìn)行雜波對消，得到含有目標(biāo)信號、噪聲信號及殘余雜波信號的矩陣Y式中，X為由一個相干處理時間內(nèi)連續(xù)L個脈沖的回波數(shù)據(jù)寫成的NMLX1的長矢本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比具有如下優(yōu)點1)本發(fā)明考慮到了由于雜波起伏引起的雜波譜展寬，因此在建立雜波模型時加入了多普勒相移矩陣項D(fd)，使得該模型在進(jìn)行雜波對消時比現(xiàn)有模型具有更好的性能表現(xiàn)；2)本發(fā)明采用K個脈沖進(jìn)行雜波對消，脈沖數(shù)目的增多使得通頻帶性能得到改善，并展寬了現(xiàn)有技術(shù)中雜波對消器的阻帶，因而可以更好地抑制展寬的雜波；3)本發(fā)明利用系數(shù)矩陣F設(shè)計的濾波器是選取F中相應(yīng)元素進(jìn)行排列所得，由于應(yīng)用到了更多自由度，從而能夠更大程度的對消雜波，獲得更好的雜波抑制性能。仿真結(jié)果表明，本發(fā)明用在常規(guī)空時級聯(lián)處理方法及傳統(tǒng)自適應(yīng)處理方法之前對地面雜波進(jìn)行空時兩維對消時，由于不僅可在正側(cè)視雷達(dá)陣列中較好的對消雜波，在非正側(cè)視雷達(dá)陣列中也有良好的性能表現(xiàn)，因此可大幅提高動目標(biāo)檢測性能。圖1為本發(fā)明的流程圖；圖2為正側(cè)視陣情況下，原始雜波信號的最小方差無畸變響應(yīng)譜；圖3為正側(cè)視陣情況下，采用現(xiàn)有TDPC方法對消得到的雜波數(shù)據(jù)的最小方差無畸變響應(yīng)譜；圖4為正側(cè)視陣情況下，采用本發(fā)明方法對消得到的雜波數(shù)據(jù)的最小方差無畸變響應(yīng)譜；圖5為正側(cè)視陣情況下，分別采用現(xiàn)有TDPC方法和本發(fā)明方法對MTI，F(xiàn)A及EFA三種算法進(jìn)行預(yù)濾波時的改善因子曲線；圖6為％=30°的非正側(cè)視陣情況下，地雜波信號的最小方差無畸變響應(yīng)譜；圖7為％=30°的非正側(cè)視陣情況下，采用現(xiàn)有TDPC方法對消得到的雜波數(shù)據(jù)的最小方差無畸變響應(yīng)譜；圖8為％=30°的非正側(cè)視陣情況下，采用本發(fā)明方法對消得到的雜波數(shù)據(jù)的最小方差無畸變響應(yīng)譜；圖9為％=30°的非正側(cè)視陣情況下，分別采用現(xiàn)有TDPC方法和本發(fā)明方法對MTI,FA及EFA三種算法進(jìn)行預(yù)濾波時的改善因子曲線。具體實施例方式參照圖1，本發(fā)明的具體步驟如下步驟1構(gòu)建第Ι+k個脈沖接收到的雜波信號模型。1.1)設(shè)定雷達(dá)天線為均勻線陣結(jié)構(gòu)，包含M個發(fā)射陣元和N個接收陣元，雷達(dá)在一個相干處理時間內(nèi)發(fā)射L個脈沖，則第η個接收陣元第1個脈沖關(guān)于方位角為φ，俯仰角為θ的散射單元的雜波回波為式中，τ為快時間，ρ(1)為雜波信號幅度，Φω(τ)為第m個發(fā)射陣元的基帶脈沖波形，且=π，λ為雷達(dá)工作波長，dT為發(fā)射陣元間距，dK為接收陣元間距，且滿足遠(yuǎn)場條件，ν為載機(jī)水平飛行速度，T為脈沖重復(fù)周期，％為天線與載機(jī)速度間的夾角；1.2)針對第η個接收陣元第1個脈沖關(guān)于雜波的子陣輸出是一個距離單元內(nèi)所有散射單元在該脈沖的雜波回波之和的情況，對各散射單元的雜波回波在一個距離單元內(nèi)進(jìn)行積分并離散化，得到第η個接收陣元第1個脈沖的雜波信號子陣輸出為式中，Pi(I)為雜波信號幅度，U為一個距離單元內(nèi)散射單元數(shù)目；1.3)對第η個接收陣元在第1個脈沖的雜波信號子陣輸出進(jìn)行匹配濾波，得到第η個接收陣元在第1個脈沖的雜波信號為1.4)對第η個接收陣元第1+k個脈沖的雜波回波進(jìn)行步驟1.1)-1.3)中的處理，得到第η個接收陣元第Ι+k個脈沖的雜波信號為1.5)根據(jù)在一個相干處理時間內(nèi)，由于內(nèi)部雜波運(yùn)動產(chǎn)生的附加多普勒頻率fd，使得第Ι+k個脈沖的雜波信號幅度相對于第1個脈沖的雜波信號幅度會有V2C的附加相移，+的情況，令Ρ(/+Α0=Ρ,(/)2πΛ"，故將式⑷表示為1.6)將式(5)表示為如下匪Xl的向量形式，即得到第Ι+k個脈沖接收到的雜波信號模型式中，A為導(dǎo)向矢量矩陣，D(fd)為雷達(dá)載機(jī)運(yùn)動和地雜波起伏引起的多普勒相移矩陣，P⑴為雜波幅度矩陣，且A=P(仍)··_Ω(<^)]，_^iifPdPiQ)W=α(φ1)>α{φ2),...,(隊)為各散射單元的導(dǎo)向矢量，仍)，W1^2),...,為各散射單元的加權(quán)系數(shù)。步驟2根據(jù)雜波向量模型，計算得到殘余雜波信號。2.1)將K個相鄰脈沖的雜波信號進(jìn)行加權(quán)相減，得到殘余雜波信號的表達(dá)式8式中，F(xiàn)ciJ1,…，F(xiàn)imeCmnxmn為系數(shù)矩陣F中的元素，當(dāng)K為奇數(shù)時，F(xiàn)(K_1)/2=-1，當(dāng)K為偶數(shù)時，F(xiàn)k/2=-I;2.2)將式(6)代入式(7)，對殘余雜波信號的表達(dá)式進(jìn)行化簡，得到化簡后的殘余雜波信號為其中，步驟3最小化殘余雜波信號能量，求解系數(shù)矩陣F。3.1)根據(jù)式(8)表示的殘余雜波信號，將該殘余雜波信號的能量||ε(/，/Jll丨表示為式中，II·IlF表示Frobenius范數(shù)；3.2)將殘余雜波能量最小化，式中，min表示最小化函數(shù)，根據(jù)柯西-施瓦茲不等式，得到式中，C是與IIP(I)IlF成正比的常數(shù);式中，E[·]表示數(shù)學(xué)期望，[·]H表示共軛轉(zhuǎn)置。步驟4根據(jù)求得的系數(shù)矩陣F，選取其中相應(yīng)元素進(jìn)行排列，得到當(dāng)K取不同數(shù)值時濾波器的設(shè)計結(jié)果，即當(dāng)K為奇數(shù)時，當(dāng)K為偶數(shù)時，步驟5利用得到的濾波器，對一個相干處理時間內(nèi)的回波X進(jìn)行雜波對消，得到含有目標(biāo)信號、噪聲信號及殘余雜波信號的矩陣YY=JX式中，X為由一個相干處理時間內(nèi)連續(xù)L個脈沖的回波數(shù)據(jù)寫成的NMLXl的長矢里，艮口X—[Χ0,0,0'Xl,0,0'…，XN-1,M-I,L-J。本發(fā)明的效果可以通過以下仿真進(jìn)一步說明(一)仿真條件機(jī)載MIMO雷達(dá)發(fā)射陣元M=5，接收陣元N=10，雷達(dá)工作波長λ=0.2m,接收陣元間距為半波長，發(fā)射陣元間距為10倍的半波長，脈沖重復(fù)頻率f,=2000Hz，每個相干處理時問內(nèi)發(fā)射L=16個脈沖，載機(jī)速度ν=100m/s,載機(jī)高度為9000m。運(yùn)動目標(biāo)距離載機(jī)100km，且位于方位角外=90°的目標(biāo)所在距離單元上，多普勒頻率fs=0.25fr,信噪比SNR=OdB，脈沖數(shù)K=3。將0到π范圍的方位角φ分為300個散射單元，雜噪比CNR=frG-Ol，假定多普勒頻率&服從均值μ=60dB,非模糊多普勒域的雜波多普勒帶寬代0，方差σ2=25(σ=5)的正態(tài)分布。(二)仿真內(nèi)容與結(jié)果實驗一用本發(fā)明方法在正側(cè)視陣中對雜波信號進(jìn)行處理，將處理后的結(jié)果與現(xiàn)有技術(shù)進(jìn)行比較。1、首先用Matlab畫出雷達(dá)接收到的原始回波信號的最小方差無畸變響應(yīng)MVDR譜，如圖2所示；然后分別采用現(xiàn)有的TDPC方法和本發(fā)明方法對雜波回波信號進(jìn)行處理，得出處理后的雜波信號的MVDR譜，分別如圖3和圖4所示；2、在常用的MTI，F(xiàn)A及EFA三種算法中，在對數(shù)據(jù)進(jìn)行處理之前分別采用現(xiàn)有的TDPC方法和本發(fā)明方法對雜波回波信號進(jìn)行預(yù)濾波，使用濾波后的結(jié)果進(jìn)行算法的后續(xù)步驟，得到預(yù)濾波時的改善因子曲線，如圖5所示。從圖2可見，對雜波回波信號進(jìn)行處理之前，雜波脊在多普勒頻率和角頻率空間清晰可見，雜波脊右側(cè)的峰點為目標(biāo)信號所在；從圖3可見，在對原始雜波回波信號采用現(xiàn)有TDPC方法處理后，目標(biāo)信號沒有受到顯著抑制，但雜波脊只降低了30dB；從圖4可見，在采用本發(fā)明方法對原始雜波回波信號進(jìn)行處理后，雜波脊降低了60dB，只有極少量的地雜波殘存，且在圖4中表示目標(biāo)信號的峰點清晰可見，說明目標(biāo)信號沒有受到抑制；從圖5可見，采用本發(fā)明方法進(jìn)行預(yù)濾波時的改善因子曲線高于采用TDPC時的改善因子曲線，即采用本發(fā)明的方法進(jìn)行預(yù)濾波的性能優(yōu)于采用TDPC進(jìn)行預(yù)濾波時的性能。綜上，在正側(cè)視陣中采用本發(fā)明方法進(jìn)行雜波對消的性能優(yōu)于現(xiàn)有TDPC方法，即本發(fā)明方法能夠比現(xiàn)有TDPC方法更有效的抑制雜波。實驗二用本發(fā)明方法在非正側(cè)視陣中對雜波信號進(jìn)行處理，將處理后的結(jié)果與現(xiàn)有技術(shù)進(jìn)行比較。這里的非正側(cè)視陣條件為假定發(fā)射陣元與接收陣元平行放置，平行線陣與載機(jī)平臺運(yùn)動方向的夾角％=30°。1、首先用Matlab畫出雷達(dá)接收到的原始回波信號的最小方差無畸變響應(yīng)MVDR譜，如圖6所示；然后分別采用現(xiàn)有的TDPC方法和本發(fā)明方法對雜波回波信號進(jìn)行處理，得出處理后的雜波數(shù)據(jù)的MVDR譜，分別如圖7和圖8所示；2、在常用的MTI，F(xiàn)A及EFA三種算法中，在對數(shù)據(jù)進(jìn)行處理之前分別采用現(xiàn)有的TDPC方法和本發(fā)明方法對雜波回波信號進(jìn)行預(yù)濾波，使用濾波后的結(jié)果進(jìn)行算法后續(xù)步驟，得到預(yù)濾波時的改善因子曲線如圖9所示。從圖6可見，雜波脊在多普勒頻率和角頻率空間清晰可見，雜波脊右側(cè)的峰點為目標(biāo)信號所在，但由于偏航角辦=30°，所以雜波脊沒有出現(xiàn)在該圖的對角線上；從圖7可見，在對原始雜波回波信號采用現(xiàn)有TDPC方法處理后，目標(biāo)信號沒有受到顯著抑制，但雜波脊只降低了20dB；從圖8可見，在采用本發(fā)明方法對原始雜波回波信號進(jìn)行處理后，雜波脊降低了55dB,只有極少量的地雜波殘存，與現(xiàn)有TDPC方法相比雜波抑制性能得到大幅提升，且圖8中表示目標(biāo)信號的峰點清晰可見，說明目標(biāo)信號沒有受到抑制；從圖9可見，采用本發(fā)明方法時的改善因子曲線高于采用TDPC時的改善因子曲線，即采用本發(fā)明的方法進(jìn)行預(yù)濾波的性能優(yōu)于采用TDPC進(jìn)行預(yù)濾波時的性能。綜上可以得出，本發(fā)明方法既適用于正側(cè)視雷達(dá)，又適用于非正側(cè)視雷達(dá)，且在兩者中都具有良好的雜波對消性能表現(xiàn)。在使用MTI，F(xiàn)A及EFA三種算法之前采用本發(fā)明進(jìn)行預(yù)濾波，可以得到低干擾濾波數(shù)據(jù)，使算法性能得到明顯改善。權(quán)利要求一種機(jī)載MIMO雷達(dá)非自適應(yīng)雜波對消方法，包括如下步驟1)設(shè)定雷達(dá)在一個相干處理時間內(nèi)發(fā)射L個脈沖，構(gòu)建第l+k個脈沖接收到的雜波信號模型為c(l+k，fd)＝AD(fd)kP(l)式中，fd為附加多普勒頻率，A為導(dǎo)向矢量矩陣，P(l)為雜波幅度矩陣，D(fd)為雷達(dá)載機(jī)運(yùn)動和地雜波起伏引起的多普勒相移矩陣；2)根據(jù)雜波向量模型，計算得到殘余雜波信號<mrow><mi>ϵ</mi><mrow><mo>(</mo><mi>l</mi><mo>,</mo><msub><mi>f</mi><mi>d</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mo>{</mo><mover><mi>F</mi><mo>‾</mo></mover><mi>Q</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>f</mi><mi>d</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>-</mo><mi>A</mi><msup><mrow><mo>[</mo><mi>D</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>f</mi><mi>d</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>]</mo></mrow><mfrac><mrow><mi>K</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow><mn>2</mn></mfrac></msup><mo>}</mo><mi>P</mi><mrow><mo>(</mo><mi>l</mi><mo>)</mo></mrow></mrow>式中，<mrow><mi>Q</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>f</mi><mi>d</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><mfencedopen='['close=']'><mtable><mtr><mtd><mi>A</mi></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>.</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>.</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>.</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><mi>A</mi><msup><mrow><mo>[</mo><mi>D</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>f</mi><mi>d</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>]</mo></mrow><mfrac><mrow><mi>K</mi><mo>-</mo><mn>3</mn></mrow><mn>2</mn></mfrac></msup></mtd></mtr><mtr><mtd><mi>A</mi><msup><mrow><mo>[</mo><mi>D</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>f</mi><mi>d</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>]</mo></mrow><mfrac><mrow><mi>K</mi><mo>+</mo><mn>1</mn></mrow><mn>2</mn></mfrac></msup></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>.</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>.</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><mo>.</mo></mtd></mtr><mtr><mtd><mi>A</mi><msup><mrow><mo>[</mo><mi>D</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>f</mi><mi>d</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>]</mo></mrow><mrow><mi>K</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msup></mtd></mtr></mtable></mfenced><mo>,</mo></mrow>為系數(shù)矩陣；3)最小化殘余雜波信號能量，得到系數(shù)矩陣為<mrow><mover><mi>F</mi><mo>‾</mo></mover><mo>=</mo><mi>E</mi><mo>{</mo><mi>A</mi><msup><mrow><mo>[</mo><mi>D</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>f</mi><mi>d</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mo>]</mo></mrow><mfrac><mrow><mi>K</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow><mn>2</mn></mfrac></msup><mi>Q</mi><msup><mrow><mo>(</mo><msub><mi>f</mi><mi>d</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mi>H</mi></msup><mo>}</mo><mo>·</mo><msup><mrow><mo>{</mo><mi>E</mi><mo>[</mo><mi>Q</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>f</mi><mi>d</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mi>Q</mi><msup><mrow><mo>(</mo><msub><mi>f</mi><mi>d</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mi>H</mi></msup><mo>]</mo><mo>}</mo></mrow><mrow><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msup></mrow>式中，E[·]表示數(shù)學(xué)期望，[·]H表示共軛轉(zhuǎn)置；4)根據(jù)求得的系數(shù)矩陣選取其中相應(yīng)元素進(jìn)行排列，得到濾波器的設(shè)計結(jié)果當(dāng)K為奇數(shù)時，當(dāng)K為偶數(shù)時，式中，M和N分別為發(fā)射陣元個數(shù)和接收陣元個數(shù)；5)利用得到的濾波器對一個相干處理時間內(nèi)的回波X進(jìn)行雜波對消，得到含有目標(biāo)信號、噪聲信號及殘余雜波信號的矩陣Y<mrow><mi>Y</mi><mo>=</mo><mover><mi>T</mi><mo>‾</mo></mover><mi>X</mi></mrow>式中，X為由一個相干處理時間內(nèi)連續(xù)L個脈沖的回波數(shù)據(jù)寫成的NML×1的長矢量，即x＝[x0，0，0，x1，0，0，…，xN1，M1，L1]T。FSA00000191507400013.tif,FSA00000191507400014.tif,FSA00000191507400016.tif,FSA00000191507400017.tif,FSA00000191507400021.tif,FSA00000191507400022.tif,FSA00000191507400023.tif2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的機(jī)載MIMO雷達(dá)非自適應(yīng)雜波對消方法，其中，步驟1)所述的構(gòu)建第Ι+k個脈沖接收到的雜波信號模型，按如下步驟進(jìn)行2a)假設(shè)雷達(dá)天線為均勻線陣結(jié)構(gòu)，一個相干處理時間內(nèi)發(fā)射L個脈沖，則第η個接收陣元第1個脈沖關(guān)于方位角為φ，俯仰角為θ的散射單元的雜波回波為式中，τ為快時間，ρ(1)為雜波信號幅度，Φω(τ)為第m個發(fā)射陣元的基帶脈沖波形，且<5m=Λ，λ為雷達(dá)工作波長，dT為發(fā)射陣元間距，dK為接收陣元間距，且滿足遠(yuǎn)場條件，V為載機(jī)水平飛行速度，T為脈沖重復(fù)周期，％為天線與載機(jī)速度間的夾角；2b)對一個距離單元里的所有散射單元的雜波進(jìn)行積分并將其離散化，經(jīng)過匹配濾波后，得到第η個接收陣元在第1個脈沖的雜波信號為式中，Pi(I)和仍分別為第i個散射單元的雜波信號幅度和方位角，U為單個距離單元內(nèi)的散射單元數(shù)目；2c)采用與步驟2a)和步驟2b)同樣的方法，得到第η個接收陣元在第1+k個脈沖的雜波信號為(3)可表示為2d)將式(4)表示為匪Xl的向量形式，得到所有陣元接收到的雜波信號，即得到第Ι+k個脈沖接收到的雜波信號模型為)(5)式中，fd為附加多普勒頻率，A為導(dǎo)向矢量矩陣，D(fd)為雷達(dá)載機(jī)運(yùn)動和地雜波起伏引起的多普勒相移矩陣，P(I)為雜波幅度矩陣，A=Hcpi)---O(Cpb)],(I)()'Φι)’·..，(%)為各散射單元的導(dǎo)向矢量，巧為各散射單元的加權(quán)系數(shù)。3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的機(jī)載MIMO雷達(dá)非自適應(yīng)雜波對消方法，其中，步驟2)所述的根據(jù)雜波向量模型，計算得到殘余雜波信號，按如下步驟進(jìn)行3a)將K個相鄰脈沖的回波進(jìn)行加權(quán)相減，得到殘余雜波信號的表達(dá)式3式中，F(xiàn)ciJ1,…，F(xiàn)iheCmnxmn為系數(shù)矩陣F中的元素，當(dāng)K為奇數(shù)時，F(xiàn)0^2=UK為偶數(shù)時，F(xiàn)k/2=-I;3b)將式(5)代入式(6)，對殘余雜波信號的表達(dá)式進(jìn)行化簡，得到化簡后的殘余雜波信號為式中，4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的機(jī)載ΜΙΜΟ雷達(dá)非自適應(yīng)雜波對消方法，其中，步驟3)所述的最小化殘余雜波信號能量，得到系數(shù)矩陣F，按如下步驟進(jìn)行4a)根據(jù)式(7)表示的殘余雜波信號，將該殘余雜波信號的能量||ε(/,/Jl-表示為式中，Il·IlF表示Frobenius范數(shù)；4b)將殘余雜波能量最小化，即求min五，式中，min表示最小化函數(shù)根據(jù)柯西-施瓦茲不等式，得到式中，C是與IIP(I)IlF成正比的常數(shù);4c)求解min得到系數(shù)矩陣.全文摘要本發(fā)明公開了一種應(yīng)用于機(jī)載MIMO雷達(dá)的非自適應(yīng)雜波對消方法，主要解決現(xiàn)有技術(shù)雜波對消性能差，且計算量大的問題。本發(fā)明考慮到由于雜波起伏引起的雜波譜展寬，并應(yīng)用更多自由度，大幅提升現(xiàn)有技術(shù)的雜波對消性能。首先建立地雜波信號的矩陣向量模型，計算出殘余雜波信號并將其能量最小化，得到系數(shù)矩陣進(jìn)而得到濾波器設(shè)計結(jié)果，并將連續(xù)若干脈沖的回波數(shù)據(jù)寫作長矢量，用濾波器對雜波進(jìn)行處理，對消掉絕大多數(shù)雜波。本發(fā)明方法用于常規(guī)空時級聯(lián)處理方法及傳統(tǒng)自適應(yīng)處理方法之前對地面雜波進(jìn)行空時兩維對消，不僅適用于正側(cè)視雷達(dá)，還適用于非正側(cè)視雷達(dá)，具有良好的雜波對消性能。文檔編號G01S7/32GK101907702SQ201010209068公開日2010年12月8日申請日期2010年6月24日優(yōu)先權(quán)日2010年6月24日發(fā)明者馮大政,向聰,曹楊,毛依娜,水鵬朗申請人:西安電子科技大學(xué)