專利名稱：機群鏈路高動態(tài)信號的精密跟蹤與測量方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種機群鏈路高動態(tài)信號的精密跟蹤與測量方法，屬于航空數(shù)據(jù)鏈、無線電導(dǎo)航技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：
由于機群的成員飛機之間鏈路采用抑制載波BPSK/QPSK相移鍵控調(diào)制體制和直接序列擴頻模式，會遇到信號捕獲與跟蹤的問題 ①抑制載波通信體制下，發(fā)送方-接收方的高動態(tài)相對運動引起捕獲與跟蹤困難及頻繁失鎖、失捕； ②高動態(tài)導(dǎo)致載波跟蹤誤差增大、再生偽碼相位精確對齊困難，測距、測速誤差增大； ③失鎖、失捕概率大大增加將導(dǎo)致連續(xù)載波相位測量困難和積分多普勒測量難以實現(xiàn)。因此，高動態(tài)環(huán)境中接收BPSK/QPSK調(diào)制擴頻信號的重點和難點，在于載波和偽碼相位的高質(zhì)量跟蹤。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種機群鏈路高動態(tài)信號的精密跟蹤與測量方法，以解決現(xiàn)有技術(shù)中的問題。
本發(fā)明一種機群鏈路高動態(tài)信號的精密跟蹤與測量方法，其可以在電路板的數(shù)字信號處理器DSP和FPGA上實現(xiàn)。該方法具體如下 (一)高動態(tài)載波跟蹤環(huán)路 本發(fā)明的高動態(tài)載波跟蹤單元，采用了適用載體動態(tài)的載波跟蹤策略，即在通過FFT頻域算法進行偽碼相位捕獲后，采用四相鑒頻器進一步牽引捕獲多普勒頻率、初始跟蹤，將多普勒頻率從幾百赫茲降到幾赫茲，使之進入叉積自動頻率跟蹤環(huán)的工作范圍；采用動態(tài)能力強的FLL環(huán)消除動態(tài)、穩(wěn)態(tài)跟蹤；采用熱噪聲誤差小的costas PLL提高載波相位。具體如下 [1]積分-清除器和頻率、相位判決算法 設(shè)采樣頻率為Ts為采樣間隔，接收信號下變頻后經(jīng)中頻采樣，得到 s(i)＝Ai·PNI(i·Ts-τ)·cos[(ωI，+ωd)i+φ]+Ai·PNQ(i·Ts-τ)·sin[(ωI+ωd)i+φ](1) 公式(1)中ωI＝2πfITs為接收信號中頻頻率；ωd=2πfdTs為多普勒頻率；φ為接收信號相位；PNI(i·Ts)；PNQ(j·Ts)分別為同相偽碼和正交偽碼；τ為接收信號延時； 設(shè)接收通道載波NCO輸出的同相信號和正交信號分別為 公式(2)中AR為NCO輸出正余弦信號的幅度；(

為對接收信號中多普勒頻率fd的估計)；

為對接收信號相位φ的估計； I、Q支路積分-清除器在相關(guān)間隔末輸出結(jié)果為 公式(3)中A為信號幅度；Δωd(k)為多普勒頻移估計殘差，ε(k)為碼相位(延時)估計偏差(真實延時和估計延時的差)，ε(k)＝Δτ；R(·)為偽隨機碼理想的二電平自相關(guān)函數(shù)，均為時間的函數(shù)；N為積分清除器的積分點數(shù)；θk為載波相位誤差，θk=k·N·Δwd(k)-Δwd(k)·N/2+△φ；nI(k)，nQ(k)為隨機噪聲。公式(3)很重要，是進行頻率跟蹤誤差估計、叉積鑒頻和反正切鑒相算法的依據(jù)。
頻率判決采用表達式如下 公式(4)中，TID為積分清除時間。
在用四相鑒頻器頻率牽引過程中，采用Δfk判斷當(dāng)前頻率是否小于10Hz。若當(dāng)前頻率Δfk小于10Hz，則轉(zhuǎn)入FLL跟蹤環(huán)進行頻率跟蹤；否則，繼續(xù)頻率牽引過程。
在跟蹤開始時，需要用頻率牽引模塊將頻率從幾百赫茲牽引到10Hz以下，然后根據(jù)載波相位θk進行判決。如果θk大于10°，接收機用叉積鑒頻器進行頻率跟蹤；如果θk小于10°，則采用純PLL環(huán)進行相位跟蹤。
相位判決表達式為 上式中當(dāng)θk很小時，tgθk與θk成正比。設(shè)θk＜10°時，轉(zhuǎn)入鎖相環(huán)跟蹤，將θk＝10°帶入上式，得到相位判決閾值ηk＝0.176。
[2]四相鑒頻器實現(xiàn)頻率牽引 偽碼捕獲后，載波多普勒頻移范圍被引導(dǎo)到一個多普勒頻率搜索單元范圍，即500Hz，此時頻率估計誤差仍然很大，因此，首先利用頻率牽引模塊將頻率牽引到叉積鑒頻器的跟蹤范圍內(nèi)；本發(fā)明采用四相鑒頻器進行頻率牽引算法，需要多次牽引后將頻率牽引到10Hz以下。在頻率牽引過程中，采用Δfk判斷當(dāng)前頻率是否小于10Hz，若當(dāng)前頻率Δfk小于10Hz，則轉(zhuǎn)入FLL跟蹤環(huán)進行高頻率跟蹤；否則，繼續(xù)頻率牽引過程。
[3]叉積鑒頻自動頻率跟蹤(CP-AFC)鎖定環(huán)(FLL) 當(dāng)頻率誤差小于10Hz時，采用叉積鑒頻器實現(xiàn)精確的頻率跟蹤。其中，T為積分-清除器的積分間隔時間。
叉積鑒頻器輸出efk為 efk＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1) ＝0.25A2D(k)D(k-1)R[ε(k)][ε(k-1)] (6) ·sinc[Δfd(k)·πT]·sinc[Δfd(k-1)·πT]·sin(φk-φk-1) 公式(6)中T為積分清除時間。由于捕獲完成時，已經(jīng)將接收偽碼和本地偽碼基本對齊，設(shè)時間間隔為單位時間，連續(xù)量測過程中調(diào)制數(shù)據(jù)位不變，所以有D(k)D(k-1)＝1，R[ε(k)]≈1，R[ε(k-1)]≈1，φk＝Δfd(k)·t+φ0，φk-φk-1＝[Δfd(k)-Δfd(k-1)]·T＝Δfd·T；當(dāng)頻率牽引完成時，多普勒頻移估計誤差Δfd＜10°/Hz，相位誤差|Δfd(k).πT|＜＜π/2時，sinc2[Δfd(k)·πT]→1，sin(φk-φk-1)→φk-φk-1。所以控制量與單位時間內(nèi)的相位變化(頻率)成正比，用此經(jīng)過濾波器來控制載波NCO達到頻率跟蹤的目的。
叉積鑒頻器的輸出為 efk＝θk-θk-1＝2πΔfd(k)·T(7) [4]相位跟蹤鎖定環(huán)(PLL) 同相正交鎖相環(huán)(Costas環(huán)，即科斯塔斯環(huán))是PLL的一種，由于它對載波調(diào)制數(shù)據(jù)不敏感而在PSK解擴接收機中得到了普遍應(yīng)用。常用的科斯塔斯環(huán)鑒相器算法為二象限反正切鑒相算法 二象限反正切鑒相器tan-1(Qps/Ips)性能在整個-90°～90°范圍內(nèi)呈線性，性能最優(yōu)。
[5]鎖頻環(huán)FLL與鎖相環(huán)PLL的環(huán)路濾波器 載波跟蹤鎖頻環(huán)(二階環(huán))采用一階Jaffe-Rechtin濾波器，載波跟蹤鎖相環(huán)(三階環(huán))采用二階Jaffe-Rechtin濾波器。
綜上，四相鑒相的頻率牽引+叉積鑒頻的二階FLL頻率自動跟蹤環(huán)+二象限反正切鑒相的三階PLL鎖相環(huán)組合構(gòu)成的載波跟蹤環(huán)路結(jié)構(gòu)，能夠滿足一般高動態(tài)任務(wù)的需求；精心設(shè)計一階、二階Jaffe-Rechtin環(huán)路濾波器參數(shù)能夠獲得較高的載波頻率/載波相位跟蹤精度。
(二)高動態(tài)擴頻碼跟蹤環(huán)路 在FFT頻域并行搜索捕獲粗略的載波頻率和偽碼相位后，本地再生擴頻碼和接收信號的擴頻碼完成粗對齊，誤差在1/2碼片之內(nèi)。隨后，轉(zhuǎn)入碼跟蹤過程(與載波跟蹤對應(yīng))，實現(xiàn)擴頻碼相位(延遲)精確對準。偽碼的閉環(huán)跟蹤通常采用延遲鎖相環(huán)，即利用本地碼發(fā)生器產(chǎn)生相位超前、滯后信號并與輸入的BPSK/QPSK調(diào)制的擴頻信號正交混頻后相關(guān)，比較同相I/正交Q兩支路結(jié)果以獲取碼相位誤差信號來控制碼NCO并產(chǎn)生與輸入碼相位一致的本地碼信號。
本發(fā)明的偽碼相位跟蹤采用了非相干數(shù)字延遲鎖相環(huán)(DDLL)算法結(jié)構(gòu)，由積分-清除器、碼鑒相器、環(huán)路濾波器、碼NCO、再生碼發(fā)生器和移位寄存器組成。其中積分-清除器、碼鑒相器和環(huán)路濾波器的參數(shù)決定了碼跟蹤環(huán)路的特性。為了實現(xiàn)窄相關(guān)，達到精確跟蹤碼相位的目的，在環(huán)路設(shè)計中通過移位寄存器產(chǎn)生了即時碼、超前滯后1/2碼片、超前滯后1/4碼片的再生偽碼，分別構(gòu)成相關(guān)間距分別為1碼片、1/4的非相干延遲鎖定環(huán)。在碼跟蹤環(huán)路中，碼鑒相器比較同相和正交支路的預(yù)檢測積分結(jié)果，產(chǎn)生誤差信號，通過環(huán)路濾波器輸出碼NCO頻率控制字，控制再生偽碼和接收偽碼精確對齊。下面詳細說明碼跟蹤環(huán)路鑒相算法、碼跟蹤環(huán)路濾波器、載波輔助碼環(huán)跟蹤。
[1]碼跟蹤環(huán)路的碼環(huán)鑒別器鑒相算法 碼環(huán)鑒別器輸入為載波同相I/正交Q支路的碼相位超前、即時、滯后的數(shù)字相關(guān)積累結(jié)果。
常用的碼環(huán)鑒別器算法有三種點積功率鑒別器(Ies-Ils)Ips+(Qes-Qls)Qps、超前減去滯后功率鑒別器(Ies2+Qes2)-(Ils2+Qls2)、超前減去滯后包絡(luò)鑒別器

一般不使用超前減去滯后包絡(luò)鑒別器。
當(dāng)碼相關(guān)發(fā)生時，環(huán)路進行跟蹤狀態(tài)，假定相關(guān)間距d＝2δ，則超前減去滯后型相干碼鑒相器輸出的誤差信號為 E(k)＝Ie(k)-Il(k)(9) ＝0.5Asinc[Δfd(k)·πT]·cos[Δfd(k)·tk+φ0]·{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]} 從公式(9)中可以看出，誤差信號對載波跟蹤具有依賴性，當(dāng)載波未同步或跟蹤后出現(xiàn)周跳時，鑒相器將產(chǎn)生不定量，因此一般不采用相干型鑒相器。非相干型碼鑒相器主要有超前減滯后功率鑒相器和點積鑒相器。本發(fā)明提供了兩種不同的延遲鎖定環(huán)鑒別器算法歸一化的超前減滯后功率鑒別器、歸一化的點積鑒別器。
①超前減滯后功率鑒別器 在公式(10)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分別為輸入同相信號與超前、即時、滯后碼在相關(guān)輸出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分別為輸入正交相信號與超前、即時、滯后碼在相關(guān)輸出，定義超前減滯后功率鑒相器鑒相特性函數(shù)Sel(ε，δ)為 Sel(ε，δ)＝R2[ε(k)-δ]-R2[ε(k)+δ](11) 當(dāng)定義擴頻碼完全對準時的相關(guān)值和碼片寬度Tc均為1時自相關(guān)函數(shù)可以表示為 將公式(11)分別代入公式(12)中，可以得到超前減去滯后功率鑒相器的鑒相特性函數(shù) (i)當(dāng)δ＝1/2時 (ii)當(dāng)δ＝1/8或δ＝1/16時 ②點積鑒別器 Edp(k)＝[Ie(k)-Il(k)]Ips(k)+[Qe(k)-Ql(k)]Qps(k) ＝0.25A2{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)]·sinc2[Δfd(k)·πT] (15) ＝0.25A2sinc2[Δfd(k)·πT]·Sdp(ε，δ) 在公式(15)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分別為輸入同相信號與超前、即時、滯后碼在相關(guān)輸出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分別為輸入正交數(shù)字信號與超前碼、即時碼、滯后碼在數(shù)字相關(guān)積累結(jié)果經(jīng)相位旋轉(zhuǎn)結(jié)果后的輸出。定義點積鑒相器鑒相特性函數(shù)Sdp(ε，δ)為 Sdp(ε，δ)＝{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)](16) (i)當(dāng)δ＝1/2時 (ii)當(dāng)δ＝1/8或δ＝1/16時 [2]碼跟蹤環(huán)的環(huán)路濾波器 由于在對碼跟蹤中采用了載波環(huán)的輔助，碼跟蹤環(huán)采用二階環(huán)路濾波器。本發(fā)明濾波算法選擇二階Jaffe-Rechtin濾波器。
下面分析碼跟蹤環(huán)路動態(tài)和熱噪聲性能。
①環(huán)路動態(tài)性能 碼跟蹤環(huán)的動態(tài)測量誤差由環(huán)路濾波器的階數(shù)和帶寬決定，對于二階碼跟蹤環(huán)路濾波器，其動態(tài)測量誤差為 公式(19)中R以基碼片數(shù)為單位，環(huán)路自然頻率ωn＝1.89Bn，(Bn為環(huán)路帶寬)。
在通常情況下，載體的動態(tài)加速度在碼環(huán)中引起動態(tài)跟蹤誤差，但是由于碼多普勒和載波多普勒之間存在著固定的比例關(guān)系，在載波環(huán)對載體動態(tài)進行精確跟蹤的同時，通過載波輔助，可以消除碼環(huán)中的大部分動態(tài)誤差，因此，碼環(huán)中實際存在動態(tài)誤差很小，可以不予考慮。
②熱噪聲顫動誤差(1σ) 超前減滯后功率鑒相器的熱噪聲誤差為 點積鑒相器的熱噪聲誤差為 在公式(20)和公式(21)中Bn為環(huán)路等效噪聲帶寬(Hz)，d為超前和滯后碼相關(guān)間隔(碼片)，T為預(yù)檢測積分時間(s)，C/N0為載波噪聲功率比(當(dāng)C/N0以dB為單位表示時，它等于
[3]載波輔助碼環(huán)跟蹤補償多普勒動態(tài)誤差 載波跟蹤環(huán)在精確跟蹤載波相位變化的同時提供一個載波輔助用以控制碼NCO輸出頻率以真實跟蹤由于多普勒效應(yīng)引起的擴頻碼速率變化。因為信號上的多普勒效應(yīng)與信號的波長成反比，所以定義一個載波輔助比例因子fcode為擴頻碼速率標(biāo)稱值，fRF為射頻載波頻點標(biāo)稱值。
由于動態(tài)運動而帶來的擴頻碼碼速率變化量(擴頻碼多普勒頻移)由下式計算 公式(22)中

為載波 環(huán)路濾波器輸出的載波多普勒頻率估計值；

為擴頻碼多普勒頻移估計值。

換算為頻率控制字后和碼跟蹤環(huán)環(huán)的頻率偏置控制字Pbias相加，一起反饋給偽碼延遲鎖定環(huán)的數(shù)控振蕩器NCO進行調(diào)整，有效降低動態(tài)應(yīng)力對偽碼延遲鎖定環(huán)的影響，從而提高碼跟蹤環(huán)的動態(tài)跟蹤性能和跟蹤精度。
本發(fā)明一種機群鏈路高動態(tài)信號的精密跟蹤與測量方法，其優(yōu)點在于本發(fā)明的方法解決了傳統(tǒng)高動態(tài)接收機精度不佳的缺陷；本發(fā)明公開的方法能夠廣泛應(yīng)用于基于抑制載波調(diào)制直接序列擴頻體制的衛(wèi)星導(dǎo)航接收機、測距系統(tǒng)和通信系統(tǒng)。



圖1所示為本發(fā)明方法的載波跟蹤環(huán)路與碼跟蹤環(huán)路算法結(jié)構(gòu)圖。
圖2所示為本發(fā)明中載波跟蹤環(huán)路算法結(jié)構(gòu)圖。
圖3所示為FLL和PLL組合載波跟蹤原理框。
圖4所示為叉積自動頻率跟蹤環(huán)原理圖。
圖5所示為叉積鑒頻器鑒頻特性。
圖6所示為碼跟蹤環(huán)路的整體結(jié)構(gòu)框圖。
圖7所示為非相干數(shù)字延遲鎖相環(huán)(DDLL)算法的結(jié)構(gòu)框圖。
圖8(a)表示超前減滯后功率鑒相器的鑒相特性曲線。
圖8(b)表示點積鑒相器的鑒相特性曲線。
圖9所示為碼環(huán)熱噪聲誤差與環(huán)路帶寬的關(guān)系；其中(a)為超前減滯后功率鑒別器；(b)為點積鑒別器。

具體實施例方式 下面結(jié)合附圖和實施例，對本發(fā)明的技術(shù)方案做進一步的說明。
圖1給出了本發(fā)明方法的機群鏈路異步通信與測量終端的載波跟蹤與碼跟蹤環(huán)路算法結(jié)構(gòu)圖。
由于載體動態(tài)引入的多普勒頻移變化對偽碼跟蹤環(huán)的影響可通過載波輔助消除，接收機的動態(tài)性能主要取決于載波跟蹤技術(shù)。通常有兩種跟蹤環(huán)可以采用一種是相干的鎖相環(huán)路(PLL)(costas環(huán)即是其中一種，但它對載波上的調(diào)制數(shù)據(jù)不敏感)，接收機需要產(chǎn)生與輸入載波同頻同相的相干載波；另一種是非相干的頻率鎖相環(huán)路(FLL)，接收機需要產(chǎn)生與輸入載波同頻的但不要求相干的載波。載波捕獲與跟蹤常采用costas環(huán)重構(gòu)載波相位相干解調(diào)BPSK數(shù)據(jù)實現(xiàn)的。相干系統(tǒng)對高斯噪聲具有較好的性能，但對通信鏈路干擾的容忍能力較差，特別是受載體動態(tài)引入的多普勒頻移影響較大。對于高動態(tài)載體的大范圍多普勒頻移，costas環(huán)必須具有相對寬的帶寬，這意味著信噪比閾值性能即跟蹤能力降低。此時相干解調(diào)不再適合，可取的方案是采用非相干解調(diào)，即環(huán)路自動跟蹤頻率而不是相位。對于相同動態(tài)，二階頻率鎖定跟蹤環(huán)FLL比三階相位鎖定環(huán)PLL具有幾dB-Hz信噪比域值的動態(tài)性能優(yōu)勢，但其跟蹤精度低，二者存在一定的矛盾，因此可在設(shè)計中取長補短整合優(yōu)勢。下面分別介紹載波跟蹤環(huán)路與碼跟蹤環(huán)路算法的設(shè)計與分析討論。
(一)高動態(tài)載波跟蹤環(huán)路 1、FLL和PLL組合載波跟蹤環(huán)路的工作原理 本發(fā)明的載波環(huán)設(shè)計中采用了適用載體動態(tài)的載波跟蹤策略，即在通過FFT頻域算法進行偽碼相位捕獲后，采用四相鑒頻器進一步牽引捕獲多普勒頻率、初始跟蹤，將多普勒頻率從幾百赫茲降到幾赫茲，使之進入叉積自動頻率跟蹤環(huán)的工作范圍；采用動態(tài)能力強的FLL環(huán)消除動態(tài)、穩(wěn)態(tài)跟蹤；采用熱噪聲誤差小的costas PLL提高載波相位的基本發(fā)明。使得跟蹤環(huán)能夠同時滿足動態(tài)性能與跟蹤精度的要求，環(huán)路參數(shù)的可編程設(shè)置，并且兩種跟蹤策略隨載體動態(tài)變化以軟件的方式進行切換，保證了跟蹤的靈活性與穩(wěn)健性。載波跟蹤環(huán)路算法結(jié)構(gòu)如圖2所示。由于系統(tǒng)在高動態(tài)環(huán)境下工作，載波跟蹤采用鎖頻環(huán)和鎖相環(huán)同時工作，跟蹤載波。鎖頻環(huán)在捕獲預(yù)測的頻率的基礎(chǔ)上進行頻率估計，同步調(diào)節(jié)鎖頻環(huán)NCO的輸出，進行載波剝離。通常采用積分清除加頻率鑒別實現(xiàn)頻率估計，頻率估計的線性范圍由積分清除的時間決定，而且在積分清除時間段內(nèi)不能發(fā)生數(shù)據(jù)位的跳變。本發(fā)明實施例中載波NCO偏置為數(shù)字中頻信號的中頻對應(yīng)的頻率字
偽碼和載波完成初步捕獲后，就進入跟蹤階段。由于此時多普勒頻率預(yù)測的分辨率僅為500Hz，殘留的多普勒頻率成分還比較大，因此首先采用頻率牽引模塊將載波頻率估計殘差Δfk降到10Hz以下，然后根據(jù)載波相位θk進行判決，如果θk大于10°，載波跟蹤則采用叉積鑒頻器進行頻率跟蹤；如果θk小于10°，則采用純PLL進行相位跟蹤。圖3中的輸出選擇器就是根據(jù)Δfk和θk的不同情況，來選擇是由頻率牽引算法的輸出反饋給載波NCO，還是由FLL環(huán)路輸出或PLL環(huán)路輸出反饋給載波NCO(如圖3所示) 2、積分-清除器和頻率、相位判決算法 積分-清除器的作用如下 ①低通濾波器積分-清除器相當(dāng)于一個低通濾波器，濾除混頻后的和頻成分； ②對輸入信號進行低通濾波，消除動態(tài)和射頻噪聲的影響； ③對輸入信號進行積累，提高信號的信噪比，增大接收機靈敏度。接收機射頻前端的采樣率為62.11MHz，當(dāng)預(yù)檢測積分時間為0.2ms時，對12422個數(shù)據(jù)積分累加可以使信噪聲比提高近42dB； ④降采樣率應(yīng)答機的輸入中頻信號的采樣率為62.11MHz，積分清除器每累加12422點輸出一次結(jié)果，即數(shù)據(jù)采樣率降為5kHz，約一個偽碼周期的長度。因為在位同步之前，如果積分時間超過一個偽碼周期的長度，那么積分時間段內(nèi)可能跨越數(shù)據(jù)位的跳變，這種情況下得到的I、Q兩路積分清除結(jié)果就是錯誤的。所以選擇積分清除時間為0.2ms。
設(shè)采樣頻率為Ts為采樣間隔，接收信號下變頻后經(jīng)中頻采樣，得到 s(i)＝Ai·PNI(i·Ts-τ)·cos[(ωI+ωd)i+φ]+Ai·PNQ(i·Ts-τ)·sin[(ωI+ωd)i+φ] (1) 公式(1)中ωI＝2πfITs為接收信號中頻頻率；ωd＝2πfdTs為多普勒頻率；φ為接收信號相位；PNI(i·Ts)；PNQ(i·Ts)分別為同相偽碼和正交偽碼；τ為接收信號延時。
設(shè)接收通道載波NCO輸出的同相信號和正交信號分別為 公式(2)中AR為NCO輸出正余弦信號的幅度；(

為對接收信號中多普勒頻率fd的估計)；

為對接收信號相位φ的估計。
I、Q支路積分-清除器在相關(guān)間隔末輸出結(jié)果為 公式(3)中A為信號幅度；Δωd(k)為多普勒頻移估計殘差，ε(k)為碼相位(延時)估計偏差(真實延時和估計延時的差)，ε(k)＝Δτ；R(·)為偽隨機碼理想的二電平自相關(guān)函數(shù)，均為時間的函數(shù)；N為積分清除器的積分點數(shù)；θk為載波相位誤差，θk＝k·N·Δwd(k)-Δwd(k)·N/2+Δφ；nI(k)，nQ(k)為隨機噪聲。公式(3)很重要，是進行頻率跟蹤誤差估計、叉積鑒頻和反正切鑒相算法的依據(jù)。
頻率判決采用表達式如下 公式(4)中，TID為積分清除時間。
在用四相鑒頻器頻率牽引過程中，采用Δfk判斷當(dāng)前頻率是否小于10Hz。若當(dāng)前頻率Δfk小于10Hz，則轉(zhuǎn)入FLL跟蹤環(huán)進行頻率跟蹤；否則，繼續(xù)頻率牽引過程。
在跟蹤開始時，需要用頻率牽引模塊將頻率從幾百赫茲牽引到10Hz以下，然后根據(jù)載波相位θk進行判決。如果θk大于10°，接收機用叉積鑒頻器進行頻率跟蹤；如果θk小于10°，則采用純PLL環(huán)進行相位跟蹤。
相位判決表達式為 上式中當(dāng)θk很小時，tgθk與θk成正比。設(shè)θk＜10°時，轉(zhuǎn)入鎖相環(huán)跟蹤，將θk＝10°帶入上式，得到相位判決閾值ηk＝0.176。
3、四相鑒頻器實現(xiàn)頻率牽引 偽碼捕獲后，載波多普勒頻移范圍被引導(dǎo)到一個多普勒頻率搜索單元范圍，即500Hz，此時頻率估計誤差仍然很大，有可能超出叉積鑒頻器的線性跟蹤范圍。因此，首先利用頻率牽引模塊將頻率牽引到叉積鑒頻器的跟蹤范圍內(nèi)。
本發(fā)明采用四相鑒頻器進行頻率牽引算法四相鑒頻器計算方法簡單，運算量小，但需要多次牽引才能完成將頻率牽引到10Hz以下。在頻率牽引過程中，采用Δfk判斷當(dāng)前頻率是否小于10Hz，若當(dāng)前頻率Δfk小于10Hz，則轉(zhuǎn)入FLL跟蹤環(huán)進行高頻率跟蹤；否則，繼續(xù)頻率牽引過程。
4、叉積鑒頻自動頻率跟蹤(CP-AFC)鎖定環(huán)(FLL) 當(dāng)四相鑒頻器將較大的頻率誤差牽引到一定的范圍之內(nèi)時，就可以用叉積鑒頻器實現(xiàn)精確的頻率跟蹤。FLL通過載波NCO產(chǎn)生適當(dāng)?shù)念l率以解調(diào)信號載波，對同相信號相位的180°反轉(zhuǎn)不敏感，因此在信號初始捕獲時，實現(xiàn)頻率鎖定比實現(xiàn)相位鎖定容易。本發(fā)明采用叉積自動頻率跟蹤算法(CP-AFC)實現(xiàn)FLL鑒頻器。相對于其它算法，該算法在低信噪比時性能接近最佳。
當(dāng)頻率誤差小于10Hz時，采用叉積鑒頻器實現(xiàn)精確的頻率跟蹤。叉積自動頻率跟蹤環(huán)原理圖4。其中，T為積分-清除器的積分間隔時間。
叉積鑒頻器輸出efk為 efk＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1) ＝0.25A2D(k)D(k-1)R[ε(k)][ε(k-1)] (6) ·sinc[Δfd(k)·πT]·sinc[Δfd(k-1)·πT]·sin(φk-φk-1) 公式(6)中T為積分清除時間。由于捕獲完成時，已經(jīng)將接收偽碼和本地偽碼基本對齊，設(shè)時間間隔為單位時間，連續(xù)量測過程中調(diào)制數(shù)據(jù)位不變，所以有D(k)D(k-1)＝1，R[ε(k)]≈1，R[ε(k-1)]≈1，φk＝Δfd(k)·t+φ0，φk-φk-1＝[Δfd(k)-Δfd(k-1)]·T＝Δfd·T；當(dāng)頻率牽引完成時，多普勒頻移估計誤差Δfd＜10°/Hz，相位誤差|Δfd(k)·πT|＜＜π/2時，sinc2[Δfd(k)·πT]→1，sin(φk-φk-1)→φk-φk-1。所以控制量與單位時間內(nèi)的相位變化(頻率)成正比，用此經(jīng)過濾波器來控制載波NCO達到頻率跟蹤的目的。
叉積鑒頻器的輸出為 efk＝θk-θk-1＝2πΔfd(k)·T(7) 叉積鑒頻器鑒頻特性如圖5所示。
可以看出，在誤差較小時，efk與多普勒頻移角頻率估計誤差Δfd成正比。由于存在與碼相位誤差ε(k)和多普勒頻移估計誤差Δfd相關(guān)的項，鑒頻器的增益受到了一定程度的影響。對于載波相位跟蹤而言，二階FLL環(huán)可以以零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤均勻和勻加速度產(chǎn)生的相位與頻率變化率，以穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤載體加加速度產(chǎn)生的頻率變化率的導(dǎo)數(shù)。
5、相位跟蹤鎖定環(huán)(PLL) 同相正交鎖相環(huán)(Costas環(huán))是PLL的一種，由于它對載波調(diào)制數(shù)據(jù)不敏感而在PSK解擴接收機中得到了普遍應(yīng)用。常用的科斯塔斯環(huán)鑒相器算法為二象限反正切鑒相算法 二象限反正切鑒相器tan-1(Qps/Ips)性能在整個-90°～90°范圍內(nèi)呈線性，性能最優(yōu)。鑒相器輸出信號與碼延時誤差及多普勒頻移估計誤差有關(guān)。由于接收機采用獨立的碼跟蹤環(huán)與載波跟蹤環(huán)，載波環(huán)閉合在碼環(huán)相關(guān)發(fā)生之后，因此碼相位已對準在容許的范圍內(nèi)，對載波跟蹤影響不大。多普勒頻移估計誤差處在多普勒搜索單元范圍內(nèi)，有可能較大，此時科斯塔斯環(huán)的鑒相函數(shù)幅度衰減，鑒相特性受到影響，直接捕獲或跟蹤相位是比較困難的。當(dāng)接收機通過四相鑒頻器將頻率估計誤差牽引到可接受的范圍內(nèi)，叉積鑒頻器使載波跟蹤環(huán)達到穩(wěn)定的跟蹤狀態(tài)，采用科斯塔斯環(huán)載波相位跟蹤模式?？扑顾弓h(huán)與一般的PLL一樣對動態(tài)性敏感，但能產(chǎn)生最精確的偽距變化率觀測量。對于給定的信號功率，科斯塔斯環(huán)也提供比FLL誤比特率低的數(shù)據(jù)解調(diào)。
6、鎖頻環(huán)FLL與鎖相環(huán)PLL的環(huán)路濾波器 環(huán)路濾波器的選擇要考慮兩種因素濾波器階數(shù)和噪聲帶寬，這兩個參數(shù)的選擇直接決定著環(huán)路對輸入信號的動態(tài)響應(yīng)。一階跟蹤環(huán)路(環(huán)路濾波器為0階)可以跟蹤相位階躍輸入，而且沒有穩(wěn)態(tài)相位誤差，但在跟蹤頻率階躍輸入時，就會有穩(wěn)態(tài)相位誤差；理想二階跟蹤環(huán)路(環(huán)路濾波器為1階)，可以跟蹤相位階躍和頻率階躍信號，且無穩(wěn)態(tài)誤差，但在跟蹤頻率斜升信號輸入時，就會有穩(wěn)態(tài)跟蹤誤差；三階跟蹤環(huán)路(環(huán)路濾波器為2階)可以正確跟蹤相位階躍、頻率階躍和頻率斜升信號，且無穩(wěn)態(tài)誤差。鎖頻環(huán)相對于鎖相環(huán)，對動態(tài)的應(yīng)力較好。為應(yīng)對同樣的動態(tài)，鎖頻環(huán)的階數(shù)可以比鎖相環(huán)的階數(shù)低一階。所以載波跟蹤鎖頻環(huán)(二階環(huán))采用一階Jaffe-Rechtin濾波器，載波跟蹤鎖相環(huán)(三階環(huán))采用二階Jaffe-Rechtin濾波器。
最后總結(jié)一下載波跟蹤環(huán)路FLL與PLL的跟蹤誤差，主要來源于 ①信號多普勒動態(tài)應(yīng)力相對運動的加加速度(多普勒頻移量的二階導(dǎo)數(shù))引起； ②環(huán)路的熱噪聲顫動誤差與信號載噪比動態(tài)和環(huán)路帶寬有關(guān)； ③頻標(biāo)的隨機漂移與本地頻標(biāo)的Allan方差有關(guān)，一般影響因素很小可以忽略。
綜上所述，四相鑒相的頻率牽引+叉積鑒頻的二階FLL頻率自動跟蹤環(huán)+二象限反正切鑒相的三階PLL鎖相環(huán)組合構(gòu)成的載波跟蹤環(huán)路結(jié)構(gòu)(圖6)能夠滿足一般高動態(tài)任務(wù)的需求；精心設(shè)計一階、二階Jaffe-Rechtin環(huán)路濾波器參數(shù)能夠獲得較高的載波頻率/載波相位跟蹤精度。
(二)高動態(tài)擴頻碼跟蹤環(huán)路 1、擴頻碼跟蹤環(huán)路算法的設(shè)計原理 在FFT頻域并行搜索捕獲粗略的載波頻率和偽碼相位后，本地再生擴頻碼和接收信號的擴頻碼完成粗對齊，誤差在1/2碼片之內(nèi)。隨后，轉(zhuǎn)入碼跟蹤過程(與載波跟蹤對應(yīng))，實現(xiàn)擴頻碼相位(延遲)精確對準。因此，碼跟蹤環(huán)與載波跟蹤環(huán)結(jié)構(gòu)、算法與設(shè)計具有同構(gòu)性。
偽碼的閉環(huán)跟蹤通常采用延遲鎖相環(huán)，即利用本地碼發(fā)生器產(chǎn)生相位超前、滯后信號并與輸入的BPSK/QPSK調(diào)制的擴頻信號正交混頻后相關(guān)，比較同相I/正交Q兩支路結(jié)果以獲取碼相位誤差信號來控制碼NCO并產(chǎn)生與輸入碼相位一致的本地碼信號。本發(fā)明采用超前-滯后非相干跟蹤環(huán)路，它在跟蹤的過程中不需要相干載波，并且對載波跟蹤狀態(tài)沒有依賴性，綜合性能優(yōu)越。碼跟蹤環(huán)路的整體結(jié)構(gòu)框圖如圖6所示。
本發(fā)明的偽碼相位跟蹤采用了非相干數(shù)字延遲鎖相環(huán)(DDLL)算法結(jié)構(gòu)(如圖7所示)，由積分-清除器、碼鑒相器、環(huán)路濾波器、碼NCO、再生碼發(fā)生器和移位寄存器等組成。其中積分-清除器、碼鑒相器和環(huán)路濾波器的參數(shù)決定了碼跟蹤環(huán)路的特性。為了實現(xiàn)窄相關(guān)，達到精確跟蹤碼相位的目的，在環(huán)路設(shè)計中通過移位寄存器產(chǎn)生了即時碼、超前滯后1/2碼片、超前滯后1/4碼片的再生偽碼，分別構(gòu)成相關(guān)間距分別為1碼片、1/4的非相干延遲鎖定環(huán)。在碼跟蹤環(huán)路中，碼鑒相器比較同相和正交支路的預(yù)檢測積分結(jié)果，產(chǎn)生誤差信號，通過環(huán)路濾波器輸出碼NCO頻率控制字，控制再生偽碼和接收偽碼精確對齊。
本發(fā)明實施例中碼跟蹤環(huán)中的積分-清除器采用與載波跟蹤環(huán)相同的結(jié)構(gòu)，預(yù)檢測時間也為0.2ms，即每0.2ms積分累加12422次。積分-清除器已在載波跟蹤環(huán)算法中討論，下面討論碼跟蹤環(huán)路鑒相算法、碼跟蹤環(huán)路濾波器、載波輔助碼環(huán)跟蹤。
2、碼跟蹤環(huán)的碼環(huán)鑒別器鑒相算法 碼鑒相器根據(jù)同相和正交支路的相關(guān)值，產(chǎn)生相關(guān)誤差量，延遲鎖定環(huán)的類型決定延遲鎖定環(huán)的性能，能產(chǎn)生相關(guān)誤差量的可以是相干碼鑒相器或非相干碼鑒相器。碼環(huán)鑒別器輸入為載波同相I/正交Q支路的碼相位超前、即時、滯后的數(shù)字相關(guān)積累結(jié)果。
常用的碼環(huán)鑒別器算法有三種點積功率鑒別器(Ies-Ils)Ips+(Qes-Qls)Qps、超前減去滯后功率鑒別器(Ies2+Qes2)-(Ils2+Qls2)、超前減去滯后包絡(luò)鑒別器

本質(zhì)上，超前減去滯后功率和超前減去滯后包絡(luò)兩種鑒別器有相同的DLL鑒別器誤差性能，而且超前減去滯后包絡(luò)運算量較大，一般不使用超前減去滯后包絡(luò)鑒別器。
當(dāng)碼相關(guān)發(fā)生時，環(huán)路進行跟蹤狀態(tài)，假定相關(guān)間距d＝2δ，則超前減滯后型相干碼鑒相器輸出的誤差信號為 E(k)＝Ie(k)-Il(k) (9) ＝0.5Asinc[Δfd(k)·πT]·cos[Δfd(k)·tk+φ0]·{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]} 從公式(9)中可以看出，誤差信號對載波跟蹤具有依賴性，當(dāng)載波未同步或跟蹤后出現(xiàn)周跳時，鑒相器將產(chǎn)生不定量，因此一般不采用相干型鑒相器。非相干型碼鑒相器主要有超前減滯后功率鑒相器和點積鑒相器。本發(fā)明提供了兩種不同的延遲鎖定環(huán)鑒別器算法歸一化的超前減滯后功率鑒別器；歸一化的點積鑒別器。
(1)超前減滯后功率鑒相器 在公式(10)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分別為輸入同相信號與超前、即時、滯后碼在相關(guān)輸出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分別為輸入正交相信號與超前、即時、滯后碼在相關(guān)輸出，定義超前減滯后功率鑒相器鑒相特性函數(shù)Sel(ε，δ)為 Sel(ε，δ)＝R2[ε(k)-δ]-R2[ε(k)+δ] (11) 當(dāng)定義擴頻碼完全對準時的相關(guān)值和碼片寬度Tc均為1時自相關(guān)函數(shù)可以表示為 將公式(11)分別代入公式(12)中，可以得到超前減滯后功率鑒相器的鑒相特性函數(shù) ①當(dāng)δ＝1/2時 ②當(dāng)δ＝1/8或δ＝1/16時 (2)點積鑒相器 Edp(k)＝[Ie(k)-Il(k)]Ips(k)+[Qe(k)-Ql(k)]Qps(k) ＝0.25A2{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)]·sinc2[Δfd(k)·πT] (15) ＝0.25A2sinc2[Δfd(k)·πT]·Sdp(ε，δ) 在公式(15)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分別為輸入同相信號與超前、即時、滯后碼在相關(guān)輸出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分別為輸入正交數(shù)字信號與超前碼、即時碼、滯后碼在數(shù)字相關(guān)積累結(jié)果經(jīng)相位旋轉(zhuǎn)結(jié)果后的輸出。定義點積鑒相器鑒相特性函數(shù)Sdp(ε，δ)為 Sdp(ε，δ)＝{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)] (16) ①當(dāng)δ＝1/2時 ②當(dāng)δ＝1/8或δ＝1/16時 在實施例中用Ips2+Qps2(即時碼相位時刻的功率)分別對超前減滯后功率鑒相器和點積鑒相器進行歸一化處理，通過歸一化它消除了信號幅度和載波跟蹤帶來的影響，有效地壓制了噪聲干擾和減少脈沖干擾影響，提供了恒定的鑒相器鑒相增益，避免了在數(shù)字相關(guān)積累后再增加一個AGC控制器。
圖8(a)表示超前減滯后功率鑒相器的鑒相特性曲線，從圖中可以看出，在超前減滯后功率鑒相器中，隨著相關(guān)間隔的減小，鑒相特性曲線的線性范圍變小，鑒相器的增益(鑒相特性曲線在零點處的斜率)變大，它表明超前減滯后功率鑒相器具有窄相關(guān)的優(yōu)點。圖8(b)表示點積鑒相器的鑒相特性曲線，從圖中可以看出，在點積鑒相器中，隨著相關(guān)間隔的減小，鑒相特性曲線的線性范圍變小，但鑒相器的鑒相特性曲線卻沒有發(fā)生明顯改善。
研究表明，窄相關(guān)跟蹤可以提高偽碼跟蹤環(huán)的跟蹤精度。歸一化的超前減滯后功率鑒相器具有適于窄相關(guān)間距的優(yōu)點，其增益較大和鑒相靈敏度比較高，但在碼相位較大時增益較小，因此適用于碼跟蹤環(huán)路跟蹤后期的高靈敏度跟蹤和適用于窄相關(guān)跟蹤和超前滯后碼間隔最小間隔在0.05碼片以上的情況。對相關(guān)間距為1/4、1/8碼片的偽碼延遲鎖定環(huán)采用歸一化的超前減滯后功率點積鑒相器?？紤]超前減去滯后功率鑒別器在相同d值時，熱噪聲顫動誤差大于點積功率鑒別器，點積功率鑒別器適用于超前滯后碼最小間隔在0.1碼片以上的情況(同時點積功率鑒別器運算量較小)。綜合比較分析認為點積鑒相器運算量與超前減滯后功率鑒相器相比較小，因此比較適合用作在碼跟蹤初期時的鑒相算法；在隨后的高精度碼跟蹤時，采用超前減滯后功率鑒相器進行窄相關(guān)鑒相算法。研究表明采用窄相關(guān)技術(shù)可以有效地減輕多徑效應(yīng)的影響。
NovAtel公司在對GPS的C/A碼跟蹤時，采用了間距從1碼片到0.05碼片可變的相關(guān)器組，并且在窄相關(guān)間隔時采用歸一化的超前減滯后功率鑒相器，C/A碼跟蹤噪聲性能優(yōu)于10cm(1σ)，達到了P碼的跟蹤精度。
3、碼跟蹤環(huán)的環(huán)路濾波器設(shè)計與誤差分析 系統(tǒng)在高動態(tài)環(huán)境下工作時，碼跟蹤環(huán)將存在動態(tài)跟蹤誤差。由于碼時鐘頻率的多普勒成分和載波多普勒頻率成固定比例關(guān)系的，因此設(shè)計載波跟蹤環(huán)對碼跟蹤環(huán)進行載波輔助，可以消除碼跟蹤環(huán)的大部分動態(tài)，碼跟蹤環(huán)的動態(tài)跟蹤誤差在設(shè)計中可以忽略。由于在對碼跟蹤中采用了載波環(huán)的輔助，碼跟蹤環(huán)采用二階環(huán)路濾波器。本發(fā)明濾波算法選擇二階Jaffe-Rechtin濾波器。
下面分析碼跟蹤環(huán)路動態(tài)和熱噪聲性能。
①環(huán)路動態(tài)性能 碼跟蹤環(huán)的動態(tài)測量誤差由環(huán)路濾波器的階數(shù)和帶寬決定，對于二階碼跟蹤環(huán)路濾波器，其動態(tài)測量誤差為 公式(19)中R以基碼片數(shù)為單位，環(huán)路自然頻率ωn＝1.89Bn，(Bn為環(huán)路帶寬)。
在通常情況下，載體的動態(tài)加速度在碼環(huán)中引起動態(tài)跟蹤誤差，但是由于碼多普勒和載波多普勒之間存在著固定的比例關(guān)系，在載波環(huán)對載體動態(tài)進行精確跟蹤的同時，通過載波輔助，可以消除碼環(huán)中的大部分動態(tài)誤差，因此，碼環(huán)中實際存在動態(tài)誤差很小，可以不予考慮。
②熱噪聲顫動誤差(1σ) 超前減滯后功率鑒相器的熱噪聲誤差為 點積鑒相器的熱噪聲誤差為 在公式(20)和公式(21)中Bn為環(huán)路等效噪聲帶寬(Hz)，d為超前和滯后碼相關(guān)間隔(碼片)，T為預(yù)檢測積分時間(s)，C/N0為載波噪聲功率比(當(dāng)C/N0以dB為單位表示時，它等于
根據(jù)公式(20)和公式(21)和圖9可知碼跟蹤環(huán)設(shè)計參數(shù)(超前和滯后碼相關(guān)間隔d、預(yù)檢測積分時間T、環(huán)路帶寬Bn)給定時，載噪比C/N0越大，碼環(huán)熱噪聲方差越小、跟蹤精度越高。在滿足碼環(huán)動態(tài)跟蹤性能的前提下，Bn越小越好推薦值為1/20Hz～1/10Hz之間。從本節(jié)的理論分析可知，在大信號動態(tài)條件下(載噪比C/N0大范圍變化)和多普勒動態(tài)條件下(相對運動變化劇烈)，對環(huán)路帶寬Bn的要求是矛盾的，窄的環(huán)路帶寬有利于消除前者影響(抑制熱噪聲顫動誤差)，寬的環(huán)路帶寬有利于消除后者影響(抑制跟蹤誤差)，實測結(jié)果也反映了這一規(guī)律。
4、載波輔助碼環(huán)跟蹤補償多普勒動態(tài)誤差 載波跟蹤環(huán)在精確跟蹤載波相位變化的同時提供一個載波輔助用以控制碼NCO輸出頻率以真實跟蹤由于多普勒效應(yīng)引起的擴頻碼速率變化。因為信號上的多普勒效應(yīng)與信號的波長成反比，所以定義一個載波輔助比例因子fcode為擴頻碼速率標(biāo)稱值，fRF為射頻載波頻點標(biāo)稱值。
由于動態(tài)運動而帶來的擴頻碼碼速率變化量(擴頻碼多普勒頻移)由下式計算 公式(22)中

為載波環(huán)路濾波器輸出的載波多普勒頻率估計值；

為擴頻碼多普勒頻移估計值。

換算為頻率控制字后和碼跟蹤環(huán)環(huán)的頻率偏置控制字Pbias相加，一起反饋給偽碼延遲鎖定環(huán)的數(shù)控振蕩器NCO進行調(diào)整，有效降低動態(tài)應(yīng)力對偽碼延遲鎖定環(huán)的影響，從而提高碼跟蹤環(huán)的動態(tài)跟蹤性能和跟蹤精度。
獲得高精度的載波多普勒頻移估計值具有重要的意義，能夠用于精密測速、連續(xù)的載波相位觀測、積分多普勒測量、載波輔助碼環(huán)跟蹤獲得高精度測距、設(shè)計窄帶的載波環(huán)和碼環(huán)濾波器來抑制大范圍載噪比變化的信號動態(tài)、提高載波環(huán)與碼環(huán)的跟蹤精度、降低失鎖概率、提高環(huán)路信噪比與接收機靈敏度，等等。特別是能用于輔助加密跳碼直接捕獲、用于突發(fā)擴頻體制和擴頻測距/非擴頻數(shù)傳復(fù)用信道體制的載波多普勒和碼相位的外推預(yù)報，等等，為機群鏈路的某些關(guān)鍵技術(shù)提供解決方案。
權(quán)利要求
1.一種機群鏈路高動態(tài)信號的精密跟蹤與測量方法，其是在電路板的數(shù)字信號處理器DSP和FPGA上實現(xiàn)；其特征在于該方法具體如下
(一)高動態(tài)載波跟蹤環(huán)路
該高動態(tài)載波跟蹤環(huán)路單元，采用適用載體動態(tài)的載波跟蹤策略，即在通過FFT頻域算法進行偽碼相位捕獲后，采用四相鑒頻器進一步牽引捕獲多普勒頻率、初始跟蹤，將多普勒頻率從幾百赫茲降到幾赫茲，使之進入叉積自動頻率跟蹤環(huán)的工作范圍；采用動態(tài)能力強的FLL環(huán)消除動態(tài)、穩(wěn)態(tài)跟蹤；采用熱噪聲誤差小的costas PLL提高載波相位；具體如下
[1]積分-清除器和頻率、相位判決算法
設(shè)采樣頻率為Ts為采樣間隔，接收信號下變頻后經(jīng)中頻采樣，得到
s(i)＝Ai·PNI(i·Ts-τ)·cos[(ωI+ωd)i+φ]+Ai·PNQ(i·Ts-τ)·sin[(ωI+ωd)i+φ] (1)
公式(1)中ωI＝2πf1Ts為接收信號中頻頻率；ωd＝2πfdTs為多普勒頻率；φ為接收信號相位；PNI(i·Ts)；PNQ(i·Ts)分別為同相偽碼和正交偽碼；τ為接收信號延時；
設(shè)接收通道載波NCO輸出的同相信號和正交信號分別為
公式(2)中AR為NCO輸出正余弦信號的幅度；為對接收信號中多普勒頻率fd的估計)；
為對接收信號相位φ的估計；
I、Q支路積分-清除器在相關(guān)間隔末輸出結(jié)果為
公式(3)中A為信號幅度；Δωd(k)為多普勒頻移估計殘差，ε(k)為碼相位(延時)估計偏差——真實延時和估計延時的差，ε(k)＝Δτ；R(·)為偽隨機碼理想的二電平自相關(guān)函數(shù)，均為時間的函數(shù)；N為積分清除器的積分點數(shù)；θk為載波相位誤差，θk＝k·N·Δwd(k)-Δwd(k)·N/2+Δφ；nI(k)，nQ(k)為隨機噪聲；
頻率判決采用表達式如下
公式(4)中，TID為積分清除時間。
在用四相鑒頻器頻率牽引過程中，采用Δfk判斷當(dāng)前頻率是否小于10Hz；若當(dāng)前頻率Δfk小于10Hz，則轉(zhuǎn)入FLL跟蹤環(huán)進行頻率跟蹤；否則，繼續(xù)頻率牽引過程；
在跟蹤開始時，需要用頻率牽引模塊將頻率從幾百赫茲牽引到10Hz以下，然后根據(jù)載波相位θk進行判決。如果θk大于10°，接收機用叉積鑒頻器進行頻率跟蹤；如果θk小于10°，則采用純PLL環(huán)進行相位跟蹤；
相位判決表達式為
上式中當(dāng)θk很小時，tgθk與θk成正比。設(shè)θk＜10°時，轉(zhuǎn)入鎖相環(huán)跟蹤，將θk＝10°帶入上式，得到相位判決閾值ηk＝0.176；
[2]四相鑒頻器實現(xiàn)頻率牽引
偽碼捕獲后，載波多普勒頻移范圍被引導(dǎo)到一個多普勒頻率搜索單元范圍，即500Hz，此時頻率估計誤差仍然很大，因此，首先利用頻率牽引模塊將頻率牽引到叉積鑒頻器的跟蹤范圍內(nèi)；采用四相鑒頻器進行頻率牽引算法，需要多次牽引后將頻率牽引到10Hz以下；在頻率牽引過程中，采用Δfk判斷當(dāng)前頻率是否小于10Hz，若當(dāng)前頻率Δfk小于10Hz，則轉(zhuǎn)入FLL跟蹤環(huán)進行高頻率跟蹤；否則，繼續(xù)頻率牽引過程；
[3]叉積鑒頻自動頻率跟蹤鎖定環(huán)；
當(dāng)頻率誤差小于10Hz時，采用叉積鑒頻器實現(xiàn)精確的頻率跟蹤；其中，T為積分-清除器的積分間隔時間；
叉積鑒頻器輸出efk為
efk＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1)
＝0.25A2D(k)D(k-1)R[ε(k)][ε(k-1)] (6)
·sinc[Δfd(k)·πT]·sin c[Δfd(k-1)·πT]·sin(φk-φk-1)
公式(6)中T為積分清除時間。由于捕獲完成時，已經(jīng)將接收偽碼和本地偽碼基本對齊，設(shè)時間間隔為單位時間，連續(xù)量測過程中調(diào)制數(shù)據(jù)位不變，所以有D(k)D(k-1)＝1，R[ε(k)]≈1，R[ε(k-1)]≈1，φk＝Δfd(k)·t+φ0，φk-φk-1＝[Δfd(k)-Δfd(k-1)]·T＝Δfd·T；當(dāng)頻率牽引完成時，多普勒頻移估計誤差Δfd＜10°/Hz，相位誤差|Δfd(k)·πT|＜＜π/2時，sin c2[Δfd(k)·πT]→1，sin(φk-φk-1)→φk-φk-1；所以控制量與單位時間內(nèi)的相位變化；成正比，用此經(jīng)過濾波器來控制載波NCO達到頻率跟蹤的目的；
叉積鑒頻器的輸出為
efk＝θk-θk-1＝2πΔfd(k)·T (7)
[4]相位跟蹤鎖定環(huán)；
同相正交鎖相環(huán)，即科斯塔斯環(huán)是相位跟蹤鎖定環(huán)的一種，常用的科斯塔斯環(huán)鑒相器算法為二象限反正切鑒相算法
二象限反正切鑒相器tan-1(Qps/Ips)性能在整個-90°～90°范圍內(nèi)呈線性，性能最優(yōu)；
[5]鎖頻環(huán)FLL與鎖相環(huán)PLL的環(huán)路濾波器
載波跟蹤鎖頻環(huán)采用一階Jaffe-Rechtin濾波器，載波跟蹤鎖相環(huán)采用二階Jaffe-Rechtin濾波器；
綜上，四相鑒相的頻率牽引+叉積鑒頻的二階FLL頻率自動跟蹤環(huán)+二象限反正切鑒相的三階PLL鎖相環(huán)組合構(gòu)成的載波跟蹤環(huán)路結(jié)構(gòu)，能夠滿足一般高動態(tài)任務(wù)的需求；精心設(shè)計一階、二階Jaffe-Rechtin環(huán)路濾波器參數(shù)能夠獲得較高的載波頻率/載波相位跟蹤精度；
(二)高動態(tài)擴頻碼跟蹤環(huán)路
在FFT頻域并行搜索捕獲粗略的載波頻率和偽碼相位后，本地再生擴頻碼和接收信號的擴頻碼完成粗對齊，誤差在1/2碼片之內(nèi)；隨后，轉(zhuǎn)入碼跟蹤過程，實現(xiàn)擴頻碼相位(延遲)精確對準；偽碼的閉環(huán)跟蹤通常采用延遲鎖相環(huán)，即利用本地碼發(fā)生器產(chǎn)生相位超前、滯后信號并與輸入的BPSK/QPSK調(diào)制的擴頻信號正交混頻后相關(guān)，比較同相I/正交Q兩支路結(jié)果以獲取碼相位誤差信號來控制碼NCO并產(chǎn)生與輸入碼相位一致的本地碼信號；
所述的偽碼相位跟蹤采用了非相干數(shù)字延遲鎖相環(huán)即DDLL算法結(jié)構(gòu)，由積分-清除器、碼鑒相器、環(huán)路濾波器、碼NCO、再生碼發(fā)生器和移位寄存器組成；其中積分-清除器、碼鑒相器和環(huán)路濾波器的參數(shù)決定了碼跟蹤環(huán)路的特性；為了實現(xiàn)窄相關(guān)，達到精確跟蹤碼相位的目的，在環(huán)路設(shè)計中通過移位寄存器產(chǎn)生了即時碼、超前滯后1/2碼片、超前滯后1/4碼片的再生偽碼，分別構(gòu)成相關(guān)間距分別為1碼片、1/4的非相干延遲鎖定環(huán)；在碼跟蹤環(huán)路中，碼鑒相器比較同相和正交支路的預(yù)檢測積分結(jié)果，產(chǎn)生誤差信號，通過環(huán)路濾波器輸出碼NCO頻率控制字，控制再生偽碼和接收偽碼精確對齊；下面詳細說明碼跟蹤環(huán)路鑒相算法、碼跟蹤環(huán)路濾波器、載波輔助碼環(huán)跟蹤
[1]碼跟蹤環(huán)路的碼環(huán)鑒別器鑒相算法
碼環(huán)鑒別器輸入為載波同相I/正交Q支路的碼相位超前、即時、滯后的數(shù)字相關(guān)積累結(jié)果；
常用的碼環(huán)鑒別器算法有三種點積功率鑒別器(Ies-Ils)Ips+(Qes-Qls)Qps、超前減去滯后功率鑒別器(Ies2+Qes2)-(Ils2+Qls2)、超前減去滯后包絡(luò)鑒別器
一般不使用超前減去滯后包絡(luò)鑒別器；
當(dāng)碼相關(guān)發(fā)生時，環(huán)路進行跟蹤狀態(tài)，假定相關(guān)間距d＝2δ，則超前減去滯后型相干碼
鑒相器輸出的誤差信號為
E(k)＝Ie(k)-Il(k) (9)
＝0.5Asinc[Δfd(k)·πT]·cos[Δfd(k)·tk+φ0]·{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}
從公式(9)中可以看出，誤差信號對載波跟蹤具有依賴性，當(dāng)載波未同步或跟蹤后出現(xiàn)周跳時，鑒相器將產(chǎn)生不定量，因此一般不采用相干型鑒相器；非相干型碼鑒相器主要有超前減滯后功率鑒相器和點積鑒相器；本發(fā)明提供了兩種不同的延遲鎖定環(huán)鑒別器算法歸一化的超前減滯后功率鑒別器、歸一化的點積鑒別器；
①超前減滯后功率鑒別器
在公式(10)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分別為輸入同相信號與超前、即時、滯后碼在相關(guān)輸出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分別為輸入正交相信號與超前、即時、滯后碼在相關(guān)輸出，定義超前減滯后功率鑒相器鑒相特性函數(shù)Sel(ε，δ)為
Sel(ε，δ)＝R2[ε(k)-δ]-R2[ε(k)+δ](11)
當(dāng)定義擴頻碼完全對準時的相關(guān)值和碼片寬度Tc均為1時自相關(guān)函數(shù)可以表示為
將公式(11)分別代入公式(12)中，可以得到超前減去滯后功率鑒相器的鑒相特性函數(shù)
(i)當(dāng)δ＝1/2時
(ii)當(dāng)δ＝1/8或δ＝1/16時
②點積鑒別器
Edp(k)＝[Ie(k)-Il(k)]Ips(k)+[Qe(k)-Ql(k)]Qps(k)
＝0.25A2{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)]·sinc2[Δfd(k)·πT] (15)
＝0.25A2sinc2[Δfd(k)·πT]·Sdp(ε，δ)
在公式(15)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分別為輸入同相信號與超前、即時、滯后碼在相關(guān)輸出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分別為輸入正交數(shù)字信號與超前碼、即時碼、滯后碼在數(shù)字相關(guān)積累結(jié)果經(jīng)相位旋轉(zhuǎn)結(jié)果后的輸出。定義點積鑒相器鑒相特性函數(shù)Sdp(ε，δ)為
Sdp(ε，δ)＝{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)] (16)
(i )當(dāng)δ＝1/2時
(ii)當(dāng)δ＝1/8或δ＝1/16時
[2]碼跟蹤環(huán)的環(huán)路濾波器
由于在對碼跟蹤中采用了載波環(huán)的輔助，碼跟蹤環(huán)采用二階環(huán)路濾波器。本發(fā)明濾波算法選擇二階Jaffe-Rechtin濾波器；
下面分析碼跟蹤環(huán)路動態(tài)和熱噪聲性能
①環(huán)路動態(tài)性能
碼跟蹤環(huán)的動態(tài)測量誤差由環(huán)路濾波器的階數(shù)和帶寬決定，對于二階碼跟蹤環(huán)路濾波器，其動態(tài)測量誤差為
公式(19)中R以基碼片數(shù)為單位，環(huán)路自然頻率ωn＝1.89Bn，(Bn為環(huán)路帶寬)；
在通常情況下，載體的動態(tài)加速度在碼環(huán)中引起動態(tài)跟蹤誤差，但是由于碼多普勒和載波多普勒之間存在著固定的比例關(guān)系，在載波環(huán)對載體動態(tài)進行精確跟蹤的同時，通過載波輔助，可以消除碼環(huán)中的大部分動態(tài)誤差，因此，碼環(huán)中實際存在動態(tài)誤差很小，可以不予考慮；
②熱噪聲顫動誤差(1σ)
超前減滯后功率鑒相器的熱噪聲誤差為
點積鑒相器的熱噪聲誤差為
在公式(20)和公式(21)中Bn為環(huán)路等效噪聲帶寬(Hz)，d為超前和滯后碼相關(guān)間隔(碼片)，T為預(yù)檢測積分時間(s)，C/N0為載波噪聲功率比(當(dāng)C/N0以dB為單位表示時，它等于
[3]載波輔助碼環(huán)跟蹤補償多普勒動態(tài)誤差
載波跟蹤環(huán)在精確跟蹤載波相位變化的同時提供一個載波輔助用以控制碼NCO輸出頻率以真實跟蹤由于多普勒效應(yīng)引起的擴頻碼速率變化；因為信號上的多普勒效應(yīng)與信號的波長成反比，所以定義一個載波輔助比例因子fcode為擴頻碼速率標(biāo)稱值，fRF為射頻載波頻點標(biāo)稱值；
由于動態(tài)運動而帶來的擴頻碼碼速率變化量——擴頻碼多普勒頻移，由下式計算
公式(22)中
為載波環(huán)路濾波器輸出的載波多普勒頻率估計值；
為擴頻碼多普勒頻移估計值；
換算為頻率控制字后和碼跟蹤環(huán)環(huán)的頻率偏置控制字Pbias相加，一起反饋給偽碼延遲鎖定環(huán)的數(shù)控振蕩器NCO進行調(diào)整，有效降低動態(tài)應(yīng)力對偽碼延遲鎖定環(huán)的影響，從而提高碼跟蹤環(huán)的動態(tài)跟蹤性能和跟蹤精度。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種機群鏈路高動態(tài)信號的精密跟蹤與測量方法，屬于航空數(shù)據(jù)鏈、無線電導(dǎo)航技術(shù)領(lǐng)域。本發(fā)明的目的在于提供一種機群鏈路高動態(tài)信號的精密跟蹤與測量方法及其實現(xiàn)結(jié)構(gòu)，以解決現(xiàn)有技術(shù)中的問題。本發(fā)明提供了一種可以在電路板的數(shù)字信號處理器DSP和FPGA上實現(xiàn)機群鏈路高動態(tài)信號的精密跟蹤與測量方法的體系構(gòu)架，利用載波跟蹤的頻率跟蹤環(huán)+相位鎖定環(huán)雙環(huán)結(jié)構(gòu)和碼相位鎖定環(huán)實現(xiàn)高動態(tài)條件下的高精度跟蹤，解決了傳統(tǒng)高動態(tài)接收機精度不佳的缺陷。本發(fā)明公開的方法能夠廣泛應(yīng)用于基于抑制載波調(diào)制直接序列擴頻體制的衛(wèi)星導(dǎo)航接收機、測距系統(tǒng)和通信系統(tǒng)。
文檔編號G01S13/50GK101776752SQ20101010393
公開日2010年7月14日 申請日期2010年1月29日 優(yōu)先權(quán)日2010年1月29日
發(fā)明者楊宜康, 陳曉敏, 齊建中 申請人:中國科學(xué)院空間科學(xué)與應(yīng)用研究中心