專利名稱：：新型拋負(fù)載電壓發(fā)生器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明屬于汽車電子領(lǐng)域，具體涉及一種新型拋負(fù)載電壓波形發(fā)生器，是為汽車的各種電子器件進行拋負(fù)載電壓沖擊而設(shè)計的一種裝置，能夠提供國際上IS07637協(xié)議中5a條款對電子器件所要求的拋負(fù)載電壓沖擊波形。同時本發(fā)明提供的電壓波形還有靈活可調(diào)的優(yōu)勢，不僅能提供IS07637協(xié)議嚴(yán)格要求的強電壓沖擊波形，還能提供更加嚴(yán)格的電壓波形沖擊試驗，以進一步檢驗車用電子器件的抗沖擊性。技術(shù)背景汽車電子產(chǎn)品是在環(huán)境相當(dāng)惡劣的條件下使用的，汽車電器產(chǎn)品要經(jīng)受高溫，高電壓，強烈震動和電沖擊，因此，其質(zhì)量的檢驗要求相當(dāng)嚴(yán)格。目前，除電沖擊外，其他檢驗項目已趨向于成熟。汽車上，很多地方的電器都要承受拋負(fù)載電壓的沖擊，如點火模塊、調(diào)節(jié)器等。為了汽車的安全性和使用壽命，這些關(guān)鍵件都必須進行拋負(fù)載電壓的沖擊實驗。IS07637中5a條款對拋負(fù)載電壓波形是做如下要求的，如附圖中的圖-l所示，圖l是測試脈沖5a波形圖，也就是發(fā)動機拋負(fù)載時在其兩端形成的電壓變化形狀圖。圖中[/,是脈沖波形最大電壓值，^是脈沖波形上升時從0.1(/,到達0.9C/,時所需的時間，^是上升時電壓從0.1t/,到達下降時0.11/,時所需的時間。此標(biāo)準(zhǔn)要求的試驗脈沖是模擬在斷開電池(虧電狀態(tài))的條件的同時，交流發(fā)電機正在產(chǎn)生充電電流，而發(fā)電機電路上仍有其他負(fù)載時產(chǎn)生的瞬態(tài)，拋負(fù)載的幅度取決于斷開電池連接時，發(fā)電機的轉(zhuǎn)速和發(fā)電機的勵磁場強的大小，拋負(fù)載脈沖寬度主要取決于勵磁電路的時間常數(shù)和脈沖幅度。產(chǎn)生拋負(fù)載的可能原因是因為電纜腐蝕、接觸不良或發(fā)動機正在運轉(zhuǎn)時，有意斷開與電池的連接。而拋負(fù)載后在車用電子器件兩端便會形成如圖l所示之瞬間脈沖，拋負(fù)載電壓發(fā)生器的作用便是要模擬實際情況對電子器件做檢測。在實際應(yīng)用中對圖-l波形的各項參數(shù)的要求如下面中的表-1，表-2所示:表-i額定峰值電壓為ioov系統(tǒng)時波形圖中的各項參數(shù)<table>tableseeoriginaldocumentpage4</column></row><table>拋負(fù)載電壓沖擊檢測，必須滿足上述要求。目前國內(nèi)用作汽車電子產(chǎn)品抗瞬間高壓沖擊的電壓發(fā)生器主要是根據(jù)RCL放電回路形成圖l所描述波形，基本放電回路如附圖中的圖2所示，圖2是傳統(tǒng)拋負(fù)載電壓發(fā)生器的結(jié)構(gòu)圖。電阻Rl和電阻R2構(gòu)成電壓發(fā)生器自身的電阻，C和D之間接待沖擊的負(fù)載，位于C和D之間的虛線框即為接受沖擊的汽車電子器件，其內(nèi)阻值為RL。沖擊能量由電容C提供。開始時，開關(guān)合向A端，通過交流電源，整流橋，給電容充電，提供能量。待能量提供完畢，開關(guān)合向B端。從而電容，電感，電阻形成RCL放電回路。電容釋放能量時電流分別流過Rl，R2兩條支路。于是就會在待測器件RL兩端形成如圖1所示之波形。傳統(tǒng)拋負(fù)載電壓發(fā)生器實現(xiàn)簡便，便于操作，但是它卻有兩個比較大的缺點由于電感L大小的參數(shù)由硬件決定，所以電路一旦確定則L大小即不可更改，就導(dǎo)致這種設(shè)定方案的適應(yīng)性比較差，對不同的系統(tǒng)需不同的回路。一旦對波形的要求變化，就需要更改硬件電路，這是很麻煩的。由于圖1波形脈沖要求上升至最高電壓時間極短，最長只有10ms如表-1，表-2所示，所以就要求實際電路中的電感感抗很小為10毫亨，而內(nèi)阻也為很小，達到可以忽略的程度(因為負(fù)載電阻的阻值只有2歐姆)。所以就要求電感形狀做得很大，這在實際情況中就導(dǎo)致制作的拋負(fù)載電壓發(fā)生器形狀很大，而且也不容易實現(xiàn)。以上兩個缺點對傳統(tǒng)拋負(fù)載電壓發(fā)生器比較難以克服的，給實際應(yīng)用帶來很多不便。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明提供一種軟件可控的拋負(fù)載電壓波形發(fā)生裝置，以解決目前設(shè)定方案的適應(yīng)性比較差、拋負(fù)載電壓發(fā)生器形狀很大的問題。本發(fā)明采取的技術(shù)方案是由交流電源AC、整流橋6、開關(guān)和儲能電容C構(gòu)成充電回路，電阻R1、R2、R3,霍爾傳感器一l、霍爾傳感器二2、霍爾傳感器三3，以及MOSFET管構(gòu)成放電回路，其中電阻R2與MOSFET管和霍爾傳感器三3串聯(lián)；電阻R1、R3、霍爾傳感器二串聯(lián)；霍爾傳感器一串聯(lián)在準(zhǔn)備接入待測電阻RL的電路中，該三個電路相互間并聯(lián)，AD采集信號放大電路分別與霍爾傳感器一1、霍爾傳感器二2連接，該AD采集信號放大電路與DSP控制電路連接，該DSP控制電路與數(shù)模轉(zhuǎn)換電路連接，該數(shù)模轉(zhuǎn)換電路與放大器連接，該放大器與MOSFET管連接，電阻R4兩端分別與霍爾傳感器三3和放大器連接。本發(fā)明具體采用一個MOSFET代替圖2放電主回路中的電感，通過控制MOSFET的導(dǎo)通程度用以模擬電感的性能。主回路中的電流大小由DSP根據(jù)IS07637對拋負(fù)載電壓的要求實時計算并控制MOSFET的導(dǎo)通程度以達到控制主回路電流和負(fù)載兩端電壓的目的。如圖3所示，我們將原來放置電感的位置換上了MOSFET，采用Microchip公司的piDSP30F6014A型號DSP對其進行控制；左側(cè)部分由交流電源AC，整流橋6、開關(guān)和儲能電容C構(gòu)成充電回路，負(fù)責(zé)為儲能電容C蓄積能量；中間部分由儲能電容C，開關(guān)，電阻R1，R2，R3，RL以及MOSFET管構(gòu)成放電回路，具體負(fù)責(zé)產(chǎn)生拋負(fù)載時所需要的脈沖電壓波形；右側(cè)部分由AD采集信號放大電路，DSP控制部分，數(shù)模轉(zhuǎn)換部分，放大器及電阻R4構(gòu)成控制回路，具體負(fù)責(zé)對MOSFET的控制。圖3中的Rl和R2為本電壓發(fā)生器的內(nèi)阻，C和D之間的虛線框內(nèi)接待測的電子器件，即要進行檢測時將待測器件分別接在C和D端。開始時圖3中的開關(guān)先合向A端，通過交流電網(wǎng)和整流橋給儲能電容C蓄積能量。待能量蓄積完畢，開關(guān)合向B端，開始放電形成沖擊波形。放電時，從B流出的電流分成三條支路，一路流經(jīng)R2，一路流經(jīng)霍爾電流傳感器1和待測電子器件RL，一路流經(jīng)電阻R3和霍爾傳感器2,最后在Q4點匯聚在一起通過MOSFET和霍爾電流傳感器3回到儲能電容C。其中各部分的功能分別是由于在拋負(fù)載沖擊的過程中，接受沖擊的電子器件的內(nèi)阻RL可能會時時發(fā)生改變，我們需要時刻知道其內(nèi)阻值以計算其每個時刻兩端應(yīng)具有的電壓值。我們通過兩個霍爾電流傳感器配合一個大小已知的電阻R3來獲得RL的值。具體原理為，由于霍爾電流傳感器l，RL和霍爾電流傳感器2，R3為并聯(lián)關(guān)系，所以加在兩條支路上的電壓是相等的，即點Q2，Q3間的電壓。設(shè)某時刻霍爾電流傳感器l給出的電流為Il，霍爾電流傳感器2給出的電流為12，所以此時刻待測器件的內(nèi)阻RL=I2*R3/I1,其中R3大小己知，所以此時的RL就可以求得。如圖3所示，通過霍爾電流傳感器l，2得到的電流值很小在毫安數(shù)量級，需要將這兩路信號通過AD采集信號放大電路再進入DSP控制模塊，DSP根據(jù)這兩個值進行計算求得此時RL的大小，并利用RL求得應(yīng)當(dāng)流經(jīng)MOSFET的電流值Idum，將此電流值轉(zhuǎn)化成電壓的形式輸給數(shù)模轉(zhuǎn)換模塊。經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換后得到就是一模擬電壓值輸出到運算放大器的同相端和電阻R4，霍爾傳感器3構(gòu)成射隨電路，最后從放大器的輸出端加到MOSFET的柵極。此射隨電路可以保證流經(jīng)MOSFET的電流Iact按照我們計算要求的值Idum變化，從而起到控制MOSFET導(dǎo)通程度的目的。下面來說明我們在DSP里的軟件程序里對整個系統(tǒng)采取的控制算法。前面已經(jīng)提到過，本發(fā)明中是通過用MOSFET代替電感L的方式來達到與電感存在放電時相一致的效果。所以本發(fā)明實質(zhì)上仍是利用的RLC放電回路產(chǎn)生瞬間電壓脈沖的原理。只不過是此處并沒有真實的電感，而是代之以一個由DSP控制的MOSFET。RLC放電回路的理論計算是根據(jù)基爾霍夫電壓定律，列出<formula>formulaseeoriginaldocumentpage6</formula><formula>formulaseeoriginaldocumentpage7</formula>(2)上兩式中的L并不是實際電感的大小，而是用戶在DSP軟件程序里給出的可選擇的參數(shù)。根據(jù)給定的參數(shù)值即可確定L的大小。如圖3所示，^是電容C兩端的瞬時電壓值，R是電阻R1，R2，R3和RL并聯(lián)后的總阻值，即從Ql到Q4間的電阻大小，其中R1，R2，R3大小均為已知，上文中已說明RL的大小可以根據(jù)兩路AD采集求得，也是已知量，所以在上兩式中R的大小也是已知的。電容C的大小是我們在設(shè)計硬件時就已經(jīng)確定的，也為己知量。實際上式(2)就是IS07637標(biāo)準(zhǔn)所要求的波形的數(shù)學(xué)解析式，解此方程即可求得電容C兩端的電壓瞬時值。于是也就得到電容兩端電壓變化率，根據(jù)此變化率就會求得流經(jīng)M0SFET的電流值，從而最終也就得到了加在待測電子器件兩端的電壓脈沖波形。式(2)是一個一階二次微分方程，這種方程在數(shù)字處理芯片上的求解是通過離散，迭代法實現(xiàn)的。設(shè)時間的步進為T，則式(2)離散后變?yōu)?L*c&(k)-2uc1)+uc(k-2)+r*c&w-^c("1)+uc^_d=0式(3)最后可得結(jié)果U"A:)=2丄C+iCr--^-Mr(/t—2)式(4)算法在DSP里實現(xiàn)時需根據(jù)上式進行迭代，上文中已經(jīng)確定了參數(shù)L，R，C的大小，然后即可求出電壓信號u隨時間變化的離散數(shù)據(jù)，將T時刻前的數(shù)據(jù)uJA:-l)和T時刻后的數(shù)據(jù)uj"相減可得電容兩端電壓隨時間的變化率^，其中時間步進是T。而電壓變化率乘電容值可得電量變化率，即電流值，將此電流值乘負(fù)載即可得負(fù)載兩端的電壓值，將此電壓輸出即是拋負(fù)載電壓發(fā)生器所要求的電壓波形了。即[71=^^*^:*;C^即為負(fù)載兩端的瞬時電壓值。通過以上計算，我們最終達到了用MOSFET取代電感的目的。本發(fā)明優(yōu)點在于可以避免因?qū)嶋H要達到較好的放電效果所需電感體積過大對電路設(shè)計帶來的困難。又可通過調(diào)整式參數(shù)L達到通過軟件來調(diào)控電感大小的目的，即不需改動硬件電路也能通過軟件改動放電波形。由理論分析可知，圖l中的電壓波形，電壓上升時間"其實是由電感的大小決定的，電感值越小時間越短。而IS07637標(biāo)準(zhǔn)對此時間的要求是越短越好，范圍控制在5ras——10ms之間。改用軟件控制的M0SFET取代此電感后就可靈活控制此時間已達到根據(jù)不同的器件調(diào)控不同的波形而在硬件上不需做出任何改動。而且也可達到實際電感所達不到的波形效果。實際上單純靠電感的傳統(tǒng)拋負(fù)載電壓發(fā)生器只能將此時間控制在10ms。圖1是IS07637標(biāo)準(zhǔn)中測試脈沖5a要求的波形圖；圖2是傳統(tǒng)拋負(fù)載電壓發(fā)生器的結(jié)構(gòu)框圖；圖3是本發(fā)明的結(jié)構(gòu)框圖4是新型拋負(fù)載電壓發(fā)生器的具體實現(xiàn)圖；圖中沒有畫piDSP30F6014A型號DSP引腳部分，其中需要接DSP引腳的部分，圖中采用的端口的方式連接到DSP，并有相應(yīng)的端口標(biāo)注。具體實施例方式由交流電源AC、整流橋6、開關(guān)和儲能電容C構(gòu)成充電回路，電阻R1、R2、R3，霍爾傳感器一l、霍爾傳感器二2、霍爾傳感器三3，以及MOSFET管構(gòu)成放電回路，其中電阻R2與MOSFET管和霍爾傳感器三3串聯(lián)；電阻R1、R3、霍爾傳感器二串聯(lián)；霍爾傳感器一串聯(lián)在準(zhǔn)備接入待測電阻RL的電路中，該三個電路相互間并聯(lián)，AD采集信號放大電路分別與霍爾傳感器一1、霍爾傳感器二2連接，該AD采集信號放大電路與DSP控制電路連接，該DSP控制電路與數(shù)模轉(zhuǎn)換電路連接，該數(shù)模轉(zhuǎn)換電路與放大器連接，該放大器與MOSFET管連接，電阻R4兩端分別與霍爾傳感器三3和放大器連接。本發(fā)明由主充放電回路和主控電路兩大部分組成。具體電路原理如圖4所示。l.主充放電回路是強電回路由充電電路，放電電路和卸流電路組成a.充電電路由變壓器Tl，整流橋D16，繼電器K1，50歐/200瓦電阻R26，5個雙向可控硅(Q1—Q5)，10個大容量儲能電容(C31—C39)組成。通過控制繼電器K1其開關(guān)合向儲能電容充電端，由交流電網(wǎng)經(jīng)變壓器變壓后向儲能電容蓄積電荷，以儲存用以形成放電波形之能量，用以進行拋負(fù)載對電子器件的沖擊。此時形成的回路即為充電電路。b.放電電路由儲能電容(C31—C39)，雙向可控硅(Q1—Q5)，繼電器K1，霍爾電流傳感器A(Ul)，霍爾電流傳感器B(U2)，霍爾電流傳感器C(U3)，MOSFET(Q6)，拋負(fù)載電壓發(fā)生器內(nèi)阻(根據(jù)IS07637協(xié)議要求由2歐姆的R27，4歐姆的R28構(gòu)成)和待測電子器件(R30)構(gòu)成放電回路，此回路形成拋負(fù)載沖擊脈沖。通過控制繼電器K1其開關(guān)合向儲能電容放電端，電流流經(jīng)上述器件最后流回儲能電容。此時形成的回路即為放電電路。c.卸流電路由儲能電容(C31—C39)，單向?qū)ǘO管(D17—D21)，繼電器Kl，大功率卸放電阻(R31，R32)，電阻R33，穩(wěn)壓管(D22)和LED燈(D23)組成。此電路是將拋負(fù)載放電沖擊過程中未釋放完畢的能量通過卸流電阻釋放掉。此時通過控制繼電器使其開關(guān)由充電電路端指向卸流端。此時流經(jīng)上述器件形成的回路即為卸流電路。2.主控電路為弱電回路由AD取樣電路，數(shù)模轉(zhuǎn)換控制電路，DSP外圍模塊電路組成a.AD取樣電路由霍爾傳感器A和B(Ul，U2)的副端和電流放大電路(以運算放大器IC1A，IC1B，IC2A配合外圍電阻構(gòu)成)及濾波電路(電容C23，C24組成的簡單RC濾波，濾掉進入DSP的模擬信號的電磁干擾)組成。設(shè)計此取樣電路的目的是用來計算接受沖擊的電子器件之內(nèi)阻，因為隨著大電流的沖擊，器件的內(nèi)阻有可能在沖擊的過程中發(fā)生變化為防止因為沖擊而導(dǎo)致對器件的損害，DSP程序需時刻知道其內(nèi)阻值，并根據(jù)其瞬時的電阻來調(diào)整加在兩端的電壓值，又因為在公式(2)中，電阻R是DSP用以計算放電脈沖波形的一個重要參數(shù)，所以程序內(nèi)部需時時掌握器件內(nèi)阻的大小，用以調(diào)整通過主回路的電流大小與實際中未用MOSFET取代電感時完全一樣。此AD取樣由兩路取樣，一路取流經(jīng)接受沖擊的器件(R30)的電流，一路取加在其兩端的電壓，兩路取樣后，根據(jù)取樣值經(jīng)由歐姆定律計算即可得到其瞬時電阻值。電路的主要器件是兩個霍爾電流傳感器(U1,U2)，分別放在電路的A和B處，之所以要用到此傳感器是為了將強9電電路和弱電電路進行隔離。在位置B處的霍爾電流傳感器可測得流經(jīng)電子器件R30的電流，另出一支路與電子器件并聯(lián)一電阻R29其阻值為1K，大小與電子器件內(nèi)阻有三個數(shù)量級之差，所以并不會對拋負(fù)載放電時的脈沖波形有很大影響。置于A處的霍爾電流傳感器測得流經(jīng)R29的電流值，由于R29是標(biāo)準(zhǔn)電阻值，電流與電阻相乘所以即可測得R30兩端的電壓，再與B處霍爾電流傳感器的電流值相結(jié)合即可求得R30的在各時刻的瞬時阻值。霍爾電流傳感器是利用霍爾效應(yīng)感應(yīng)磁場信號或電信號的一種傳感器。其原理是當(dāng)原邊導(dǎo)線經(jīng)過電流傳感器時，原邊電流ip會產(chǎn)生磁力線，原邊磁力線集中在磁芯氣隙周圍，內(nèi)置在磁芯氣隙中的霍爾電片可產(chǎn)生和原邊磁力線成正比的，大小僅為幾毫伏的感應(yīng)電壓，通過后續(xù)電子電路可把這個微小的信號轉(zhuǎn)變成副邊電流is，并存在以下關(guān)系式is承ns=ip水np其中，is_副邊電流；ip—原邊電流；np_原邊線圈匝數(shù)；ns—副邊線圈匝數(shù)；叩/ns—匣數(shù)比?；魻栯娏鱾鞲衅鞯妮敵鲂盘柺歉边呺娏鱥s，它與輸入信號(原邊電流ip)成正比，is很小，在毫安的數(shù)量級，DSP芯片的AD轉(zhuǎn)換不能直接采集，所以在應(yīng)用中還需對此電流信號進行放大，并進行電流電壓信號的轉(zhuǎn)換以使得處理芯片能對信號進行采集處理。電流電壓轉(zhuǎn)化環(huán)節(jié)及信號放大環(huán)節(jié)通過LM258運放(IC1A，IC1B，IC2A)配合周圍電阻實現(xiàn)電流信號對電壓信號的轉(zhuǎn)換并將其進行放大，然后通過電容C23，C24對放大完畢的模擬信號進行簡單的硬件電容濾波，并通過ADcollectionl和ADcollection2端口輸入DSP。b.數(shù)模轉(zhuǎn)換控制電路DSP經(jīng)計算后得到在每個離散時刻的主放電回路的瞬時電流值，需通過特定硬件電路將此值反映到主回路中，因為DSP中為數(shù)字量，所以需首先將其轉(zhuǎn)換為模擬信號，再利用此模擬信號來控制MOSFET的導(dǎo)通程度以達到控制主回路電流的目的。數(shù)模轉(zhuǎn)換選用的是MAX5541(U7)低成本，+5V，串行輸入，16位精度的數(shù)模轉(zhuǎn)換器，不管在數(shù)據(jù)傳輸時間和轉(zhuǎn)換精度均能滿足設(shè)計要求。本發(fā)明中的DSP算法的計算時間為40us，離散時間的信號輸出間隔設(shè)定為60us，有20us的時間用作DSP和數(shù)模轉(zhuǎn)換器的數(shù)據(jù)傳輸時間，通過高速SPI通訊方式足以滿足時間上的要求。U7通過端口CLK，端口DATA和端口EN接DSP，分別由DSP提供SPI通訊所需要的時鐘信號，數(shù)據(jù)信號以及使能控制信號。下面將闡述如何通過MAX5541形成的電壓信號來控制MOSFET的導(dǎo)通，首先說明的是本發(fā)明是通過控制加在MOSFET柵極上的電壓的大小來控制其導(dǎo)通程度的。先在MAX5541之后加電壓放大電路將電壓信號放大才獲得MOSFET柵極上的實際電壓，放大電路仍舊采用LM258(IC2B)構(gòu)成比例放大電路來實現(xiàn)。至于如何控制MOSFET的導(dǎo)通程度，本發(fā)明采用的是射隨的方式，如圖4所示，由運算放大器IC3B，電阻R37，霍爾電流傳感器C(U3),及MOSFET(Q6)構(gòu)成。設(shè)此時霍爾傳感器原邊電流為ip，副邊電流為is，因為運算放大器IC3B引腳5和引腳6的電壓值相等，所以此時MOSFET柵極控制端的電壓值為u=ip*R37*nS/np(ns/np為匝數(shù)比)，由于電壓u是DSP通過數(shù)模轉(zhuǎn)換給出的，所以主放電回路的電流ip就可根據(jù)控制電路給出的輸出電壓而確定了。DSP根據(jù)拋負(fù)載沖擊要求的波形計算得到并輸出的控制電壓u，也就起到了我們通過此MOSFET來替代電感的作用。c.DSP外圍模塊，是我們在實際使用中為保證系統(tǒng)能夠正常工作而提供的一些附屬電路。包括由由LM7815和LM7915構(gòu)成的為LM258運算放大器提供15V電壓的供電電路，有LM7805構(gòu)成的系統(tǒng)供電電路，以82C250為主構(gòu)成CAN總線通訊接口轉(zhuǎn)換電路，以MAX232為主構(gòu)成的串口通訊電路。這些都是基本常用的電路，在此不再加以標(biāo)注和說明。權(quán)利要求1.一種新型拋負(fù)載電壓發(fā)生器，其特征在于由交流電源AC、整流橋6、開關(guān)和儲能電容C構(gòu)成充電回路，電阻R1、R2、R3，霍爾傳感器一、霍爾傳感器二、霍爾傳感器三，以及MOSFET管構(gòu)成放電回路，其中電阻R2與MOSFET管和霍爾傳感器三串聯(lián)；電阻R1、R3、霍爾傳感器二串聯(lián)；霍爾傳感器一串聯(lián)在準(zhǔn)備接入待測電阻RL的電路中，該三個電路相互間并聯(lián)，AD采集信號放大電路分別與霍爾傳感器一、霍爾傳感器二連接，該D采集信號放大電路與DSP控制電路連接，該DSP控制電路與數(shù)模轉(zhuǎn)換電路連接，該數(shù)模轉(zhuǎn)換電路與放大器連接，該放大器與MOSFET管連接，電阻R4兩端分別與霍爾傳感器三和放大器連接。全文摘要本發(fā)明涉及一種新型拋負(fù)載電壓發(fā)生器，屬于汽車電子領(lǐng)域。包括充電回路和放電回路，AD采集信號放大電路分別與霍爾傳感器一、霍爾傳感器二連接，該D采集信號放大電路與DSP控制電路連接，該DSP控制電路與數(shù)模轉(zhuǎn)換電路連接，該數(shù)模轉(zhuǎn)換電路與放大器連接，該放大器與MOSFET管連接，電阻R4兩端分別與霍爾傳感器三和放大器連接。優(yōu)點在于可以避免因?qū)嶋H要達到較好的放電效果所需電感體積過大對電路設(shè)計帶來的困難。又可通過調(diào)整式參數(shù)L達到通過軟件來調(diào)控電感大小的目的。文檔編號G01R1/00GK101261288SQ20081005065公開日2008年9月10日申請日期2008年4月25日優(yōu)先權(quán)日2008年4月25日發(fā)明者展向前,澄朱,趙學(xué)枰,黃承偉,龔依民申請人:吉林大學(xué)