專利名稱：無電解電容的高亮度led驅(qū)動(dòng)電源的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源，屬電能變換裝置的交流-直流變換器。

背景技術(shù)：
高亮度發(fā)光二極管(Light Emitting Diode，LED)以其節(jié)能、環(huán)保、高效、長(zhǎng)壽命等諸多優(yōu)點(diǎn)，成為新一代的綠色照明光源。隨著高亮度LED照明技術(shù)的日益成熟，它將被廣泛應(yīng)用于各個(gè)領(lǐng)域，并成為照明光源的首選。制造高效率、低成本、高功率因數(shù)、長(zhǎng)壽命的驅(qū)動(dòng)電源是保證LED發(fā)光品質(zhì)及整體性能的關(guān)鍵。在市電輸入的日常照明場(chǎng)合，常采用附圖1所示的驅(qū)動(dòng)電源架構(gòu)，分為適配器和驅(qū)動(dòng)器兩部分。適配器的功能是實(shí)現(xiàn)輸入功率因數(shù)校正(Power Factor Correction，PFC)和交流直流轉(zhuǎn)換(AC/DC)，為后級(jí)提供24V或12V的穩(wěn)定電壓。驅(qū)動(dòng)器由LED專門驅(qū)動(dòng)芯片組成，為高亮度LED的穩(wěn)定工作提供恒定電流。兩級(jí)式LED驅(qū)動(dòng)電源可以較好的保證LED的發(fā)光品質(zhì)，但是存在器件多、體積大、壽命短等缺點(diǎn)。假設(shè)PFC變換器輸入功率因數(shù)為1，則輸入電流iin是與輸入電壓vin同相位的正弦波，如附圖2所示。此時(shí)輸入功率pin是正弦平方形式，要實(shí)現(xiàn)恒壓輸出，即Po恒定，需要采用容值較大的電解電容實(shí)現(xiàn)輸入、輸出功率的平衡。但因?yàn)殡娊怆娙莸膲勖cLED的工作壽命相差甚遠(yuǎn)，因此電解電容成為影響LED驅(qū)動(dòng)電源整體壽命的主要因素。而且，電解電容體積較大，影響了驅(qū)動(dòng)電源功率密度的進(jìn)一步提高。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是為了克服上述兩級(jí)式LED驅(qū)動(dòng)電源因使用電解電容而不能與LED的長(zhǎng)壽命相配的的嚴(yán)重缺陷，設(shè)計(jì)一種不使用電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是能使輸出電流接近理想的正弦平方波，即輸出電流峰均比降低到2的不使用電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源。
本發(fā)明的再一個(gè)目的是通過改變占空比在工頻周期內(nèi)的變化規(guī)律，將輸出電流峰均比降低到1.38的體積小、壽命長(zhǎng)的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源。
本發(fā)明的普通的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源，在不考慮功率因數(shù)和輸出電流峰均比的情況下，其主功率電路(1)包括與輸入電壓源vin連接的二極管整流電路、Flyback電感L、開關(guān)管Q和二極管D，所述二極管整流電路輸出端的正極經(jīng)Flyback電感L的原邊線圈與開關(guān)管Q的漏極連接，開關(guān)管Q的源極與二極管整流電路輸出端的負(fù)極連接，開關(guān)管Q的門極與脈寬調(diào)制芯片(6)的輸出端連接，F(xiàn)lyback電感L的副邊線圈經(jīng)二極管D與負(fù)載LED連接。
為了提高輸入功率因數(shù)并降低本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源的輸出電流峰均比，可在上述的主功率電路(1)的基礎(chǔ)上，增設(shè)輸入濾波電感Lin、輸入濾波電容Cin、輸出濾波電容Co、輸出濾波電感Lo和開路保護(hù)電容Cprot，所述輸入濾波電感Lin串接在二極管整流電路輸出端的正極與Flyback電感L的原邊線圈之間，輸入濾波電容Cin連接在輸入濾波電感Lin的輸出端與二極管整流電路輸出端的負(fù)極之間，輸出濾波電感Lo串接在二極管D與負(fù)載LED之間，輸出濾波電容Co和開路保護(hù)電容Cprot分別連接在輸出濾波電感Lo的兩端與負(fù)載LED的另一端之間，可使輸出電流峰均比降低到2。
為了進(jìn)一步降低本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源輸出電流峰均比，可在上述電路的基礎(chǔ)上，再增設(shè)輸出電流檢測(cè)濾波電路(2)、輸入電壓前饋電路(3)、輸出電流反饋控制電路(4)、乘法器(5)，所述輸入電壓前饋電路(3)的取樣電阻連接在輸入濾波電容Cin兩端，輸入電壓前饋電路(3)中的減法器輸出端E點(diǎn)與乘法器(5)的一分子輸入端連接，輸入電壓前饋電路(3)中的峰值采樣點(diǎn)B點(diǎn)與乘法器(5)的分母輸入端相連；輸出電流檢測(cè)電路(2)中的電流互感器T初級(jí)線圈串接在Flyback電感L的副邊線圈與負(fù)載LED之間，輸出電流檢測(cè)電路(2)中的電流互感器T次級(jí)線圈經(jīng)整流濾波后與輸出電流反饋控制電路(4)中的誤差調(diào)節(jié)器IC3的反相輸入端連接；誤差調(diào)節(jié)器IC3的輸出端F點(diǎn)與乘法器(5)的另一分子輸入端連接；乘法器(5)的輸出端與脈寬調(diào)制芯片(6)的輸入端連接，與脈寬調(diào)制芯片(6)中的鋸齒波交接后輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)與開關(guān)管Q的門極連接，脈寬調(diào)制芯片(6)用變化規(guī)律為a(1-k|sinωt|)的占空比信號(hào)驅(qū)動(dòng)開關(guān)管Q，其中k由電源要求的功率因數(shù)決定，k值確定后，a值由電源功率決定。
所述輸入電壓前饋電路(3)包括取樣電阻R1和R2、射極跟隨器IC1和減法器IC2，所述取樣電阻R1和R2之間的取樣點(diǎn)A點(diǎn)與射極跟隨器IC1的同相輸入端連接，射極跟隨器IC1輸出的一路經(jīng)峰值采樣后在B點(diǎn)得到某一信號(hào)與乘法器(5)的分母輸入端和減法器IC2的同相端相連，另一路經(jīng)分壓后在C點(diǎn)得到某一信號(hào)與減法器IC2的反相輸入端連接，減法器IC2的輸出端E點(diǎn)與乘法器(5)的一分子輸入端連接。
輸入電壓前饋電路(3)用來調(diào)制脈寬調(diào)制芯片(6)的輸出占空比信號(hào)，使得輸入電流有適當(dāng)?shù)娜魏臀宕沃C波注入，且注入量可以調(diào)節(jié)；在輸入功率因數(shù)不小于0.9的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.34；在輸入功率因數(shù)不小于0.95的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.45。
本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源，采用反激變換器拓?fù)?，工作在電流斷續(xù)模式，自動(dòng)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正，并采用加入串聯(lián)電感和濾波電容的方法，使輸出電流接近理想的正弦平方波；還進(jìn)一步提出在輸入電流中注入適量的低次諧波以進(jìn)一步降低輸出電流峰均比，用輸入電壓前饋法加以實(shí)現(xiàn)，通過改變占空比在工作頻率周期內(nèi)的變化規(guī)律，將輸出電流峰均比進(jìn)一步降低到1.38。實(shí)現(xiàn)了在無電解電容的情況下，也能為高亮度LED燈提供功率因數(shù)高和輸出電流峰均比低的驅(qū)動(dòng)電源，由于取消了體積大壽命短的大容量電解電容，具有體積小、壽命長(zhǎng)等明顯優(yōu)點(diǎn)。



附圖1是傳統(tǒng)LED驅(qū)動(dòng)電源結(jié)構(gòu)框圖； 附圖2是PFC變換器中輸入電壓、輸入電流、輸入功率和輸出功率波形圖； 附圖3是本發(fā)明的無電解電容的單級(jí)式高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源示意圖； 附圖4是PF＝1時(shí)的輸入輸出功率及輸出電流波形； 附圖5是本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源的一種電路結(jié)構(gòu)示意圖； 附圖6是反激變換器的一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)原邊電流波形； 附圖7是反激變換器的原副邊電流波形； 附圖8是本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源的另一種電路結(jié)構(gòu)示意圖； 附圖9是附圖8副邊電流與輸出電流波形圖； 附圖10是輸出電流為直流時(shí)，輸入電壓和輸入電流波形； 附圖11是輸出電流為直流時(shí)，輸入電流中前21次諧波分布圖； 附圖12是輸入電流注入三次諧波，io1+3*(t)隨I3*變化曲線； 附圖13是輸入電流注入三次諧波，輸出電流峰均比和輸入功率因數(shù)隨I3*變化曲線； 附圖14是改變占空比變化規(guī)律以實(shí)現(xiàn)輸出電流三次諧波注入的示意圖； 附圖15是理想占空比函數(shù)

與擬合占空比函數(shù)1.72·(1-0.5sinωt)曲線對(duì)比圖； 附圖16是輸入電流注入低次諧波，輸出電流波形示意圖； 附圖17是輸入電流注入三次和五次諧波時(shí)，io1+3+5*(t)波形圖； 附圖18是三種情況下I3*和I5*的取值范圍； 附圖19是情況I時(shí)輸出電流峰均比隨I3*和I5*變化曲面； 附圖20是情況II時(shí)輸出電流峰均比隨I3*和I5*變化曲面圖； 附圖21是情況III時(shí)輸出電流最小峰均比求解示意圖； 附圖22是理想占空比函數(shù)

與擬合占空比函數(shù)(2.02-1.22·|sinωt|)曲線對(duì)比圖； 附圖23是本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源的再一種電路結(jié)構(gòu)示意圖； 附圖24是一種采用分立器件組成的乘法器(5)的電路結(jié)構(gòu)示意圖。
上述附圖中的主要符號(hào)名稱vin電源電壓。Lin、輸入濾波電感。Cin、輸入濾波電容。in、Flyback電感原邊電流。Q、開關(guān)管。D、二極管。Co、輸出濾波電容。Lo、輸出濾波電感。Cprot、開路保護(hù)電容。Vo、輸出電壓。L、Flyback電感。T、電流互感器。

具體實(shí)施例方式 為了分析方便，先作如下假設(shè) 1.所有器件均為理想元件，無損耗； 2.開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于輸入電壓頻率。
1.無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源基本思想及電路拓?fù)? 參考附圖3，假設(shè)變換器的輸入功率因數(shù)為1，則輸入電流iin是與輸入電壓vin同頻率同相位的正弦波，如附圖4(a)所示。輸入功率pin為正弦平方波形，如附圖4(b)所示。LED具有半導(dǎo)體特性，當(dāng)它導(dǎo)通時(shí)，其兩端電壓等于它的導(dǎo)通壓降，近似為一個(gè)恒壓源，如果輸出電流io是正弦平方波，如附圖4(c)所示，則輸出功率也為正弦平方波，且與輸入功率瞬時(shí)相等，如附圖4(d)所示。這樣就可以在保證高功率因數(shù)的同時(shí)，去除電路中的電解電容，大大延長(zhǎng)驅(qū)動(dòng)電源的使用壽命。
結(jié)合上述控制思想，考慮到LED驅(qū)動(dòng)電源應(yīng)該具有功率因數(shù)高，功率密度高，體積小等特點(diǎn)，同時(shí)還需要電氣隔離保證用戶的用電安全，本發(fā)明選用工作于電流斷續(xù)模式(Discontinuous Current Mode，DCM)的反激變換器作為L(zhǎng)ED驅(qū)動(dòng)電源的電路拓?fù)?，在不考慮功率因素和輸出電流峰均比的情況下，其主功率電路(1)包括與輸入電壓源vin連接的二極管整流電路、Flyback電感L、開關(guān)管Q和二極管D，所述二極管整流電路輸出端的正極經(jīng)Flyback電感L的原邊線圈與開關(guān)管Q的漏極連接，開關(guān)管Q的源極與二極管整流電路輸出端的負(fù)極連接，開關(guān)管Q的門極與脈寬調(diào)制芯片(6)的輸出端連接，F(xiàn)lyback電感L的副邊線圈的經(jīng)二極管D與負(fù)載LED連接。其結(jié)構(gòu)如附圖5所示。附圖6給出了反激變換器在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)原副邊電流波形。
令輸入交流電壓為 vin＝Vmsinωt(1) 其中Vm為輸入交流電壓幅值，ω為輸入交流電壓角頻率。
開關(guān)管Q導(dǎo)通時(shí)，在輸入電壓vin作用下，原邊電流ip從零開始線性上升，當(dāng)Q關(guān)斷時(shí)，ip達(dá)到其峰值ip_pk，即 其中Lp為變壓器原邊電感值，Dy為開關(guān)管占空比，fs為開關(guān)頻率。
在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，原邊電流平均值ip_av為 為了使工作在DCM模式的反激變換器自動(dòng)實(shí)現(xiàn)PFC，應(yīng)控制占空比Dy在一個(gè)工頻周期內(nèi)保持不變，從式(3)可以看出，ip_av正比于輸入電壓的絕對(duì)值，相應(yīng)的，輸入電流正比于輸入電壓。
開關(guān)管Q關(guān)斷時(shí)，副邊二極管D導(dǎo)通，儲(chǔ)存在變壓器原邊的能量傳遞到副邊，由于LED導(dǎo)通時(shí)其電壓基本恒定，因此副邊電流is從其峰值is_pk線性下降到零。根據(jù)能量守恒原理，副邊電流峰值is_pk為 式中n為變壓器原副邊匝比。
副邊電流is從其峰值下降到零的時(shí)間tr為 式中Vo為輸出電壓，其值為Vo＝m·VLED，即m個(gè)LED的導(dǎo)通壓降。
則副邊電流下降到零對(duì)應(yīng)的占空比DR為 那么在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，副邊電流的平均值is_av為 由上式可以推出半個(gè)工頻周期內(nèi)輸出電流的平均值Io為 在半個(gè)工頻周期內(nèi)，變換器輸入電流峰值、平均值以及副邊電流峰值的包絡(luò)線均為|sinωt|形式，而副邊平均電流為sin2ωt形式，如附圖7示。
2.加入串聯(lián)電感和濾波電容以減小輸出電流峰均比 上述方案中，LED承受的脈動(dòng)電流峰均比很大，易造成LED的損壞。為解決這一問題，可在上述圖5的主功率電路(1)的基礎(chǔ)上，增設(shè)輸入濾波電感Lin、輸入濾波電容Cin、輸出濾波電容Co、輸出濾波電感Lo和開路保護(hù)電容Cprot，如圖8所示，所述輸入濾波電感Lin串接在二極管整流電路輸出端的正極與Flyback電感L的原邊線圈之間，輸入濾波電容Cin連接在輸入濾波電感Lin的輸出端與二極管整流電路輸出端的負(fù)極之間，輸出濾波電感Lo串接在二極管D與負(fù)載LED之間，輸出濾波電容Co和開路保護(hù)電容Cprot分別連接在輸出濾波電感Lo的兩端與負(fù)載LED的另一端之間，在電路中串入電感，構(gòu)成低通濾波器，以濾去電流中高頻諧波分量；同時(shí)加入濾波電容，為高頻諧波電流提供通路，可使輸出電流峰均比降低到2。
3.降低輸出電流峰均比的控制思想 為了進(jìn)一步降低輸出電流峰均比，需要明確輸出電流的波形及峰均比與其它變量的關(guān)系。由以上分析可知，驅(qū)動(dòng)電源的輸入電流和輸出電流的表達(dá)式分別為 I1是輸入電流的基波幅值，由式(9)和式(10)可以推出輸出電流和輸入電流的關(guān)系為 由于輸出電壓Vo是直流，由上式可知，輸出電流io(t)的波形與輸入功率pin(t)波形一致，即輸入電流與一正弦函數(shù)之積。最理想的輸出電流峰均比是1，此時(shí)輸出電流為直流，那么輸入電流的波形應(yīng)為正弦的倒數(shù)，如附圖10所示。由該圖可以看出，在輸入電壓過零處，輸入電流無窮大。為了分析此時(shí)輸入電流的諧波分布情況，將輸入電流的最大值限制在基波幅值的100倍，然后對(duì)其進(jìn)行傅立葉分解，所得到的前21次諧波分布圖如附圖11所示，其中In*為各次諧波電流幅值的標(biāo)幺值，其基準(zhǔn)為基波電流幅值。可以看出，輸入電流中包含了大量奇次諧波，通過計(jì)算得，輸入功率因數(shù)近似等于零。
由上述分析，在保證輸入功率因數(shù)滿足商用照明要求的條件下，可以在輸入電流中注入適量的奇次諧波，使輸出電流獲得較低的峰均比。
4.輸入電流注入三次諧波與輸出電流峰均比及輸入功率因數(shù)的關(guān)系 在輸入電流中注入三次諧波，通過改變輸出電流的波形，可以實(shí)現(xiàn)輸出電流峰均比的降低。以下將對(duì)輸入電流三次諧波注入法進(jìn)行分析，注入三次諧波后的輸入電流為 其中I3*是注入的三次諧波幅值關(guān)于基波幅值I1的標(biāo)幺值。
將式(12)代入式(11)，可以推出輸出電流為 對(duì)上式進(jìn)行積分，得到在半個(gè)工頻半周期內(nèi)輸出電流的平均值為 由式(14)知，輸出電流平均值的大小與三次諧波注入量I3*無關(guān)。為了研究輸出電流峰均比與I3*的關(guān)系，定義輸出電流的標(biāo)幺值(即峰均比)為 附圖12給出了上式在不同I3*取值下，半個(gè)工頻周期內(nèi)的變化曲線，顯然該組曲線關(guān)于ωt＝π/2對(duì)稱。在ωt＝π/2處，由于三次諧波和基波相位相反，隨著三次諧波注入量的增大，ωt＝π/2處的瞬時(shí)值不斷減小，相應(yīng)的，兩邊電流值增大，使輸出電流呈馬鞍形。下面分析不同I3*時(shí)輸出電流峰值出現(xiàn)的時(shí)刻及大小。
將式(15)對(duì)ωt求導(dǎo)，令其等于0，即 由上式可以求得輸出電流，在ωt∈
內(nèi)出現(xiàn)極值的時(shí)刻有3個(gè)，即 參考附圖12可知，輸出電流是關(guān)于ωt＝π/2對(duì)稱的，在ωt∈(π/2，π]內(nèi)，還存在與之對(duì)應(yīng)的極值點(diǎn) 顯然ωt＝0和π時(shí)，輸出電流為0，是最小值點(diǎn)，因此下面只需討論ωt在(0，π/2]區(qū)間中等于

和π/2的情況。根據(jù)三角函數(shù)的特點(diǎn)可以知道，對(duì)于來說，該式成立的前提條件是 由上式可求得I3*≥0.2。也就是說，當(dāng)I3*＜0.2時(shí)，極值點(diǎn)是不存在的。此時(shí)io1+3*(t)只有一個(gè)極大值點(diǎn)ωt＝π/2，將其代入式(15)，可得輸出電流峰均比為 (I3*＜0.2)(20(a)) 當(dāng)I3*≥0.2時(shí)，參考附圖12可知，必為極大值點(diǎn)，而ωt＝π/2必為極小值點(diǎn)，將代入式(15)，可得輸出電流峰均比為 (I3*≥0.2)(20(b)) 由式(20)可以得到輸出電流峰均比隨I3*的變化曲線，如附圖13所示。將式(20(b))對(duì)I3*進(jìn)行求導(dǎo)，可得當(dāng)I3*＝0.33時(shí)，輸出電流峰均比最小，為1.51。
在輸入電流中注入三次諧波會(huì)導(dǎo)致輸入功率因數(shù)降低。根據(jù)輸入功率因數(shù)PF計(jì)算公式 由上式可以得到PF關(guān)于I3*的曲線，如附圖13所示，從圖中可以看出，當(dāng)I3*＝0.33時(shí)，PF＝0.95，可以滿足商用照明對(duì)PF≥0.9的要求。
5.輸入電流三次諧波注入的實(shí)現(xiàn)方法 從式(9)可以看出，輸入電流三次諧波的注入可以通過改變占空比Dy在半個(gè)工頻周期內(nèi)的變化規(guī)律實(shí)現(xiàn)，如附圖14所示。
由式(9)和式(12)可得 由上式可以推出占空比變化函數(shù)為 將式I3*＝0.33代入上式，得到輸出電流最小峰均比對(duì)應(yīng)的占空比變化函數(shù)為 式(24)所示的占空比變化函數(shù)用模擬電路實(shí)現(xiàn)比較困難，下面尋求相對(duì)簡(jiǎn)單且電路容易實(shí)現(xiàn)的函數(shù)來擬合它。
基于泰勒級(jí)數(shù) 僅保留一次導(dǎo)數(shù)項(xiàng)，式(24)可寫為 簡(jiǎn)單起見，式(26)可寫為 Dy_fit(t)＝Dy·a·(1+k·|sinωLt|)(27) 將式(27)代入式(9)和式(10)，可得 考慮到PF值應(yīng)不小于0.95，即 解之得k＝-0.5。
根據(jù)式(29)，半個(gè)工頻周期內(nèi)輸出電流的平均值為 采用擬合占空比時(shí)，必須保證輸出電流平均值不變，由式(31)和式(8)可得 將k＝-0.5代入式(32)，可得a＝1.72.故式(27)可寫為 Dy_fit(t)＝Dy·1.72·(1-0.5·|sinωLt|)(33) 附圖(15)為擬合占空比與理想占空比的對(duì)比圖。

表1理想和擬合的輸入電流三次諧波控制策略的效果對(duì)比 6.輸入電流注入三次和五次諧波與輸出電流峰均比及輸入功率因數(shù)的關(guān)系 在輸入電流中注入三次諧波后，輸出電流在ωt＝π/2處是降低的，此時(shí)其峰位于ωt＝π/2的兩邊，如附圖16(a)所示。如果在輸入電流中注入五次諧波，在ωt＝π/2處，五次諧波與基波幅值疊加，會(huì)造成峰均比的升高，但在ωt＝π/2的兩邊，五次諧波使輸出電流減小，如附圖16(b)所示。因此可以考慮在輸入電流中同時(shí)注入三次和五次諧波，前者主要是降低輸出電流在ωt＝π/2處的大小，而后者則是減小輸出電流在ωt＝π/2兩邊的大小，如附圖16(c)所示。兩個(gè)諧波相互配合，對(duì)輸出電流起到削峰填谷的作用，使其更加接近于矩形波，從而降低其峰均比。下面討論三次和五次諧波的注入量，在保證輸入功率因數(shù)滿足相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)要求的同時(shí)，最大限度地降低輸出電流的峰均比。
注入三次和五次諧波后，輸入電流的表達(dá)式為 其中I3*和I5*分別是注入的三次和五次諧波幅值對(duì)基波幅值I1的標(biāo)幺值。
將式(34入式(11)，可以推出輸出電流為 由上式可以求得半個(gè)工頻半周期內(nèi)輸出電流平均值為 式(36)表明，輸出電流平均值的大小與三次和五次諧波的注入量無關(guān)。為了研究輸出電流峰均比與I3*和I5*的關(guān)系，定義輸出電流的標(biāo)幺值為 將式(35)和式(36)代入式(37)，可得 根據(jù)式(38)可以畫出io1+3+5*在半個(gè)工頻周期內(nèi)的波形，如附圖17所示，從圖中可以看出，輸出電流的周期為半個(gè)工頻周期，且關(guān)于ωt＝π/2對(duì)稱。
為了求出輸出電流的峰值，需要計(jì)算輸出電流的極值點(diǎn)，將式(38)對(duì)ωt求導(dǎo)，并令其等于0，則有 上式成立的條件是 sin2ωt＝0(40(a)) 或 由式(40(a))可以得到在
區(qū)間內(nèi)的三個(gè)極值點(diǎn)ωt＝0，π/2和π。將它們分別代入式(38)，可知ωt＝0和π為極小值點(diǎn)，對(duì)應(yīng)的 為方便計(jì)算，令sinωt＝x，將它代入式(39)，可以解得 在
區(qū)間內(nèi)，sinωt≥0，顯然x3和x4是增根，要舍去。參考附圖17(a)，可知x1對(duì)應(yīng)于α1和α5，x2對(duì)應(yīng)于α2和α4，α1和α2分別與α5和α4關(guān)于ωt＝π/2對(duì)稱。
io1+3+5*關(guān)于ωt＝π/2對(duì)稱，因此求極值時(shí)，只需考慮
區(qū)間內(nèi)的極值點(diǎn)即可。在
區(qū)間內(nèi)，io1+3+5*有4個(gè)極值點(diǎn)，即0、α1、α2和π/2(α3)。下面討論α1、α2是否存在。
由式(41)可以看出，x1和x2存在的必要條件是 當(dāng)滿足式(42)時(shí)，必能滿足下面的條件式 由于sinωt＝x，因此ωt在
區(qū)間應(yīng)滿足0＜x＜1，即式(43(a))和式(43(b))需滿足 條件式(44(b))成立時(shí)，顯然式(44(a))也成立，此時(shí)x1和x2都存在。在滿足式(42)和式(44(b))，但不滿足式(44(a))時(shí)，則x1不存在，而x2存在。
式(42)成立的條件是(推導(dǎo)過程見附錄) 且或 或 式(44(a))成立的條件是(推導(dǎo)過程見附錄) 或且 式(44(b))成立的條件是(推導(dǎo)過程見附錄) 且 此外，如果要求輸入功率因數(shù)PF≥0.9，那么I3*和I5*還需滿足 綜上所述，根據(jù)I3*和I5*的取值不同，輸出電流將出現(xiàn)3種情況 情況I當(dāng)I3*和I5*滿足式(45)、式(47)和式(48)時(shí)，根x1和x2都存在，此時(shí)在半個(gè)工頻周期內(nèi)，輸出電流有7個(gè)極值點(diǎn)，其中0和π為極小值點(diǎn)。根據(jù)極大值點(diǎn)和極小值點(diǎn)交替出現(xiàn)的規(guī)律，可知α1和π/2為極大值點(diǎn)，如附圖17(a)所示。此時(shí)I3*和I5*的取值范圍如圖18(a)中的陰影部分所示，其中式(45)對(duì)應(yīng)橢圓外部，式(47)對(duì)應(yīng)兩條直線上方，式(48)對(duì)應(yīng)半圓內(nèi)部； 情況II當(dāng)I3*和I5*滿足式(45)、式(46)和式(48)，而不滿足式(47)時(shí)，根x1存在，而根x2不存在，此時(shí)在半個(gè)工頻周期內(nèi)，輸出電流有5個(gè)極值點(diǎn)。此時(shí)α1為極大值點(diǎn)，如附圖17(b)所示。此時(shí)I3*和I5*的取值范圍如附圖18(b)中的陰影部分所示，其中式(45)對(duì)應(yīng)橢圓外部，式(48)對(duì)應(yīng)半圓內(nèi)部，由于滿足式(46)而不滿足式(47)，則I3*和I5*的取值范圍對(duì)應(yīng)于兩直線下方和直線的上方且直線的下方； 情況III當(dāng)I3*和I5*不滿足式(45)時(shí)，根x1和x2都不存在，此時(shí)在半個(gè)工頻周期內(nèi)，輸出電流只有3個(gè)極值點(diǎn)。由于α1和α2都不存在，那么π/2成為極大值點(diǎn)，如圖17(c)所示。此時(shí)I3*和I5*的取值范圍在橢圓內(nèi)部，如圖18(c)中的陰影部分所示。
輸出電流波形為情況I時(shí)，其峰值出現(xiàn)在α1或α3對(duì)應(yīng)的時(shí)刻，當(dāng)峰值出現(xiàn)在α3處，將α3＝π/2代入式(38)，此時(shí)輸出電流峰均比函數(shù)為 當(dāng)峰值出現(xiàn)在α1處，將式(41)代入式(38)，此時(shí)輸出電流的峰均比函數(shù)為 根據(jù)式(49)和式(50)，利用Maple軟件繪制出在I3*和I5*變化范圍內(nèi)(附圖18(a))輸出電流峰均比隨I3*和I5*變化的曲面，如附圖19(a)所示，其中上曲面和下曲面分別對(duì)應(yīng)于峰值點(diǎn)出現(xiàn)在α3和α1時(shí)的變化曲面。兩曲面交線的最低點(diǎn)，即為輸出電流峰均比的最小值。由圖可以讀出輸出電流峰均比最小為1.34，對(duì)應(yīng)的I3*＝0.465(附圖19(b))，I5*＝0.135(附圖19(c))。此時(shí)，PF＝0.90，滿足商用照明的對(duì)功率因數(shù)的要求。
輸出電流波形為情況II時(shí)，其峰值出現(xiàn)在α1對(duì)應(yīng)的時(shí)刻，將式(41(b))代入式(38)，此時(shí)輸出電流的峰均比函數(shù)如式(50)所示。
根據(jù)式(38)，利用Maple軟件繪制情況II時(shí)，在I3*和I5*變化范圍內(nèi)(附圖18(b))輸出電流峰均比隨I3*和I5*變化的曲面，如附圖20(a)所示。由圖讀取輸出電流峰均比最小為1.382，對(duì)應(yīng)的I3*＝0.44(附圖20(b))，I5*＝0.092(附圖20(c))。此時(shí)，PF＝0.91，滿足商用照明對(duì)功率因數(shù)的要求。
在輸出電流波形為情況III時(shí)，其峰值出現(xiàn)在α3＝π/2處，將其代入式(38)，得到此時(shí)輸出電流的峰均比函數(shù)，如式(49)所示。為求在I3*和I5*變化范圍內(nèi)的輸出電流最小峰均比，定義函數(shù) 將上式代入式(49)，可得 從上式可以看出，當(dāng)ΔI取最小值時(shí)，對(duì)應(yīng)的峰均比最小。在情況III時(shí)，I3*和I5*的取值需滿足附圖18(c)所示的范圍，因此按照式(51)，作直線當(dāng)該直線與橢圓構(gòu)成的陰影部分相切時(shí)，ΔI取得最小值，此時(shí)輸出電流峰均比最小，如附圖21所示。聯(lián)立式(45)和式(51)，利用橢圓和直線相切時(shí)方程判別式等于0，求得ΔI＝0.301，將其代入式(52)，得到輸出電流最小峰均比為1.398。計(jì)算得切點(diǎn)對(duì)應(yīng)的I3*＝0.382，I5*＝0.081，此時(shí)，PF＝0.93，滿足商用照明對(duì)功率因數(shù)的要求。
表2給出了三種情況下最小峰均比及其對(duì)應(yīng)的I3*和I5*的取值，從中可以看出，情況I時(shí)的輸出電流峰均比最小，為1.34，對(duì)應(yīng)的I3*＝0.465，I5*＝0.135。

表2三種情況下最小峰均比及其所對(duì)應(yīng)的I3*和I5*的取值 7.輸入電流三次和五次諧波注入的實(shí)現(xiàn)方法 輸入電流三次和五次諧波的注入可以通過改變占空比Dy在半個(gè)工頻周期內(nèi)的變化規(guī)律以實(shí)現(xiàn)。由式(9)和式(12)可得 由上式可以推出占空比變化函數(shù)為 將I3*＝0.465，I5*＝0.135，代入上式并化簡(jiǎn)得 式(55)所示的占空比變化函數(shù)可以用數(shù)字控制來實(shí)現(xiàn)。
用模擬電路也可實(shí)現(xiàn)式(55)所示占空比，但較為復(fù)雜，下面尋求相對(duì)簡(jiǎn)單且電路容易實(shí)現(xiàn)的函數(shù)來擬合它。
基于式(25)泰勒級(jí)數(shù) 僅保留一次導(dǎo)數(shù)項(xiàng)，式(55)可寫為 簡(jiǎn)單起見，式(56)可寫為 Dy_fit(t)＝Dy·a·(1+k·|sinωLt|)(57) 將式(57)代入式(9)和式(10)，可得 考慮到PF值應(yīng)不小于0.9，即 解之得k＝-0.61。
根據(jù)式(59)，半個(gè)工頻周期內(nèi)輸出電流的平均值為 采用擬合占空比時(shí)，必須保證輸出電流平均值不變，由式(61)和式子(8)可得 將k＝-0.61代入式(62)，可得a＝2.02.故式(57)可寫為 Dy_fit(t)＝Dy·2.02·(1-0.61·|sinωLt|)(63) 附圖22為擬合占空比與理想占空比的對(duì)比圖。
表3給出了理想和擬合的輸入電流三次和五次諧波法的對(duì)比分析，可以發(fā)現(xiàn)，擬合方式的輸出電流峰均比略高，但其實(shí)現(xiàn)方式十分簡(jiǎn)單。

表3 理想和擬合的輸入電流三次和五次諧波注入法的對(duì)比 附圖23為本發(fā)明的再一種電路結(jié)構(gòu)示意圖；該電路主要是在上述電路的基礎(chǔ)上，再增設(shè)輸出電流檢測(cè)濾波電路(2)、輸入電壓前饋電路(3)、輸出電流反饋控制電路(4)、乘法器(5)，所述輸入電壓前饋電路(3)的取樣電阻連接在輸入濾波電容Cin兩端，輸入電壓前饋電路(3)中的減法器輸出端E點(diǎn)與乘法器(5)的一分子輸入端連接，輸入電壓前饋電路(3)中的峰值采樣點(diǎn)B點(diǎn)與乘法器(5)的分母輸入端相連；輸出電流檢測(cè)電路(2)中的電流互感器T初級(jí)線圈串接在Flyback電感L的副邊線圈與負(fù)載LED之間，輸出電流檢測(cè)電路(2)中的電流互感器T次級(jí)線圈經(jīng)整流濾波后與輸出電流反饋控制電路(4)中的誤差調(diào)節(jié)器IG3的反相輸入端連接；誤差調(diào)節(jié)器IG3的輸出端F點(diǎn)與乘法器(5)的另一分子輸入端連接；乘法器(5)的輸出端與脈寬調(diào)制芯片(6)的輸入端連接，與脈寬調(diào)制芯片(6)中的鋸齒波交接后輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)與開關(guān)管Q的門極連接，開關(guān)管Q漏極和源極串接在主功率電路(1)中的Flyback電感L的原邊線圈與二極管整流電路輸出端的負(fù)極之間，脈寬調(diào)制芯片(6)用變化規(guī)律為a(1-k|sinωt|)的占空比信號(hào)驅(qū)動(dòng)開關(guān)管Q，其中k由電源要求的功率因數(shù)決定，k值確定后，a值由電源功率決定。
所述輸入電壓前饋電路(3)包括取樣電阻R1和R2、射極跟隨器IC1和減法器IC2，所述取樣電阻R1和R2之間的取樣點(diǎn)A點(diǎn)與射極跟隨器IC1的同相輸入端連接，射極跟隨器IC1輸出的一路經(jīng)峰值采樣后在B點(diǎn)得到某一信號(hào)與乘法器(5)的分母輸入端和減法器IC2的同相端相連，另一路經(jīng)分壓后在C點(diǎn)得到某一信號(hào)與減法器IC2的反相輸入端連接，減法器IC2的輸出端E點(diǎn)與乘法器(5)的一分子輸入端連接。
如在輸入電壓前饋電路(3)中用適量的三次和五次諧波注入乘法器(5)，即可調(diào)整脈寬調(diào)制芯片(6)的占空比信號(hào)，可在輸入功率因數(shù)不小于0.9的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.34。在輸入功率因數(shù)不小于0.95的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.45。
該電路的輸出電流檢測(cè)電路(2)的輸出電流經(jīng)檢測(cè)連入輸出電流反饋控制電路(4)中的誤差調(diào)節(jié)器IC3的反相輸入端，誤差調(diào)節(jié)器的輸出F點(diǎn)電位為vEA，與乘法器(5)的一分子輸入端vy連接；輸入電壓前饋電路(3)中，整流后的輸入電壓通過取樣電阻R1和R2分壓后，在A點(diǎn)電位是vA＝kv·Vm·|sinωt(其中kv是分壓系數(shù))，與射極跟隨器IC1的同相輸入端連接，射極跟隨器IC1的輸出信號(hào)的一路經(jīng)R3、D1、C1和R4峰值采樣后在B點(diǎn)電壓為vB＝kv·Vm，與乘法器(5)的分母輸入端vz和減法器IC2的同相輸入端相連，另一路經(jīng)R5、R6分壓后在C點(diǎn)電壓為vC＝0.61·vA＝0.61·kv·Vm·|sinωt|，與減法器IC2的反相輸入端連接，減法器IC2的輸出端E點(diǎn)與乘法器(5)的一分子輸入端vx連接，B點(diǎn)電位和C點(diǎn)電位經(jīng)減法器IC2后在輸出點(diǎn)E的電位是vx＝vB-vc＝kv·Vm(1-0.61·|sinωLt|)，乘法器(5)的輸出端P的電位是vP＝vx·vy/vz＝vEA(1-0.61·|sinωLt|)，與脈寬調(diào)制芯片(6)的輸入端相連，該信號(hào)與脈寬調(diào)制芯片(6)中的鋸齒波交接后輸出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)與開關(guān)管Q的門極連接，用變化規(guī)律為a(1-k|sinωt|)的占空比信號(hào)驅(qū)動(dòng)開關(guān)管Q，即可在輸入電流中注入適量的三次和五次諧波，在輸入功率因數(shù)不小于0.9的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.34。在輸入功率因數(shù)不小于0.95的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.45。
上述脈寬調(diào)制芯片可選用UC3843、UC3844、UC3525等型號(hào)，射極跟隨器IC1、減法器IC2和誤差調(diào)節(jié)器IC3選用TL074、TL072、LM358等運(yùn)算放大器，乘法器(5)可采用集成IC，也可以采用如附圖24所示的分立器件組成。
權(quán)利要求
1、一種無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源，其特征在于主功率電路(1)包括與輸入電壓源vin連接的二極管整流電路、Flyback電感L、開關(guān)管Q和二極管D，所述二極管整流電路輸出端的正極經(jīng)Flyback電感L的原邊線圈與開關(guān)管Q的漏極連接，開關(guān)管Q的源極與二極管整流電路輸出端的負(fù)極連接，開關(guān)管Q的門極與脈寬調(diào)制芯片(6)的輸出端連接，F(xiàn)lyback電感L的副邊線圈的經(jīng)二極管D與負(fù)載LED連接。
2、如權(quán)利要求1所述的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源，其特征在于所述主功率電路(1)還包括輸入濾波電感Lin、輸入濾波電容Cin、輸出濾波電容Co、輸出濾波電感Lo和開路保護(hù)電容Cprot，所述輸入濾波電感Lin串接在二極管整流電路輸出端的正極與Flyback電感L的原邊線圈之間，輸入濾波電容Cin連接在輸入濾波電感Lin的輸出端與二極管整流電路輸出端的負(fù)極之間，輸出濾波電感Lo串接在二極管D與負(fù)載LED之間，輸出濾波電容Co和開路保護(hù)電容Cprot分別連接在輸出濾波電感Lo的兩端與負(fù)載LED的另一端之間，輸出電流峰均比降低到2。
3、如權(quán)利要求2所述的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源，其特征在于還包括輸出電流檢測(cè)濾波電路(2)、輸入電壓前饋電路(3)、輸出電流反饋控制電路(4)、乘法器(5)，所述輸入電壓前饋電路(3)的取樣電阻連接在輸入濾波電容Cin兩端，輸入電壓前饋電路(3)中的減法器輸出端E點(diǎn)與乘法器(5)的一分子輸入端連接，輸入電壓前饋電路(3)中的峰值采樣點(diǎn)B點(diǎn)與乘法器(5)的分母輸入端相連；輸出電流檢測(cè)電路(2)中的電流互感器T初級(jí)線圈串接在Flyback電感L的副邊線圈與負(fù)載LED之間，輸出電流檢測(cè)電路(2)中的電流互感器T次級(jí)線圈經(jīng)整流濾波后與輸出電流反饋控制電路(4)中的誤差調(diào)節(jié)器IC3的反相輸入端連接；誤差調(diào)節(jié)器IC3的輸出端F點(diǎn)與乘法器(5)的另一分子輸入端連接；乘法器(5)的輸出端與脈寬調(diào)制芯片(6)的輸入端連接，脈寬調(diào)制芯片(6)用變化規(guī)律為a(1-k|sinωt|)的占空比信號(hào)驅(qū)動(dòng)開關(guān)管Q，其中k由電源要求的功率因數(shù)決定，k值確定后，a值由電源功率決定。
4、如權(quán)利要求3所述的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源，其特征在于所述輸入電壓前饋電路(3)包括取樣電阻R1和R2、射極跟隨器IC1和減法器IC2，所述取樣電阻R1和R2之間的取樣點(diǎn)A點(diǎn)與射極跟隨器IC1的同相輸入端連接，射極跟隨器IC1輸出的一路經(jīng)峰值采樣后在B點(diǎn)得到某一信號(hào)與乘法器(5)的分母輸入端和減法器IC2的同相端相連，另一路經(jīng)分壓后在C點(diǎn)得到某一信號(hào)與減法器IC2的反相輸入端連接，減法器IC2的輸出端E點(diǎn)與乘法器(5)的一分子輸入端連接。
5、如權(quán)利要求1-4所述的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源，其本質(zhì)在于用脈動(dòng)電流驅(qū)動(dòng)LED，并在輸入電流中注入適量的低次諧波以進(jìn)一步降低輸出電流峰均比，可用數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)，也可用輸入電壓前饋法加以實(shí)現(xiàn)；比如，在輸入功率因數(shù)不小于0.9的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.34；在輸入功率因數(shù)不小于0.95的情況下，輸出電流峰均比可從2降低到1.45。
6、如權(quán)利要求1-5中之一所述的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源，其特征在于所述脈寬調(diào)制芯片可選用UC3843、UC3844、UC3525等型號(hào)，射極跟隨器IC1、減法器IC2和誤差調(diào)節(jié)器IC3選用TL074、TL072、LM358等運(yùn)算放大器，乘法器(5)可采用集成IC，也可以采用分立器件組成。
全文摘要
本發(fā)明的無電解電容的高亮度LED驅(qū)動(dòng)電源，主要由主功率電路、輸出電流檢測(cè)濾波電路、輸入電壓前饋電路、輸出電流反饋控制電路、乘法器和脈寬調(diào)制芯片組成，采用反激變換器拓?fù)?，工作在電流斷續(xù)模式，自動(dòng)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正，并采用加入串聯(lián)電感和濾波電容的方法，使輸出電流接近理想的正弦平方波；還進(jìn)一步提出在輸入電流中注入適量的低次諧波以進(jìn)一步降低輸出電流峰均比，用輸入電壓前饋法加以實(shí)現(xiàn)，通過改變占空比在工作頻率周期內(nèi)的變化規(guī)律，將輸出電流峰均比進(jìn)一步降低到1.38。實(shí)現(xiàn)了在無電解電容的情況下，也能為高亮度LED燈提供功率因數(shù)高和輸出電流峰均比低的驅(qū)動(dòng)電源，由于取消了體積大壽命短的大容量電解電容，具有體積小、壽命長(zhǎng)等明顯優(yōu)點(diǎn)。
文檔編號(hào)F21V23/00GK101562922SQ200910027360
公開日2009年10月21日 申請(qǐng)日期2009年5月31日 優(yōu)先權(quán)日2009年5月31日
發(fā)明者凱 姚, 阮新波, 王蓓蓓 申請(qǐng)人:南京航空航天大學(xué)