專利名稱：基于fpga的醫(yī)學(xué)超聲成像系統(tǒng)用解調(diào)和對(duì)數(shù)壓縮子系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
基于FPGA的醫(yī)學(xué)超聲成像系統(tǒng)用解調(diào)和對(duì)數(shù)壓縮子系統(tǒng)屬于醫(yī)學(xué)超聲成像技術(shù)領(lǐng)域模擬系統(tǒng)采用模擬電路對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行解調(diào)和對(duì)數(shù)壓縮。
全數(shù)字化的醫(yī)學(xué)超聲成像系統(tǒng)中，陣元接收到的超聲回波經(jīng)過(guò)前級(jí)放大之后，立刻進(jìn)行ADC，得到數(shù)字回波。因此，需要對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行數(shù)字解調(diào)和對(duì)數(shù)壓縮處理。
公知的解調(diào)方法有簡(jiǎn)單檢波法、雙正交解調(diào)法和Hilbert變換法。
簡(jiǎn)單檢波法的解調(diào)效果不如雙正交解調(diào)法和Hilbert變換法，而雙正交解調(diào)法和Hilbert變換法的電路結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜。
公知的對(duì)數(shù)壓縮方法有查表法和分段擬合法。普通的查表方法的缺點(diǎn)是需要很大的查找表；分段擬合法的缺點(diǎn)是精度不如查表法。
本發(fā)明的特征在于，它含有輸入為回波信號(hào)r(n)的Hilbert變換電路；分別對(duì)Hilbert變換電路的輸出信號(hào)r(n)、 進(jìn)行平方運(yùn)算的兩個(gè)乘法器；對(duì)兩個(gè)乘法器的輸出r2(n)、 求和的加法器；對(duì)加法器的輸出A2(n)進(jìn)行抽取的寄存器；對(duì)寄存器的輸出A2(Mn)進(jìn)行平方根和對(duì)數(shù)壓縮運(yùn)算，且其輸出信號(hào)為k·log2(A(Mn))的平方根和對(duì)數(shù)壓縮電路，其中M＝fs/fd，fs為數(shù)字回波信號(hào)的采樣頻率，fd為成像時(shí)掃描線的采樣頻率，k是比例系數(shù)，k＝2q/p，p為A2(Mn)的位數(shù)，q為圖像數(shù)據(jù)點(diǎn)的位數(shù)，使得A2(Mn)＝2p時(shí)，k·log2(A(Mn))＝2q；所述的Hilbert變換電路、乘法器、加法器、寄存器、平方根和對(duì)數(shù)壓縮電路都做在一個(gè)FPGA芯片上；所述的平方根和對(duì)數(shù)壓縮電路是基于二叉樹(shù)比較法設(shè)計(jì)的，它含有8位移位寄存器，它設(shè)有復(fù)位控制輸入端、時(shí)鐘輸入端、復(fù)位輸入00000001端、左移信號(hào)輸入端，以及計(jì)算結(jié)果輸出端和地址輸出端；
RAM，它設(shè)有時(shí)鐘輸入端和數(shù)據(jù)輸出端，它又和8位移位寄存器的地址輸出端相連；比較器，它設(shè)有上述寄存器發(fā)出的數(shù)值信號(hào)的輸入端，它又和RAM的數(shù)據(jù)輸出端、8位移位寄存器的左移信號(hào)輸入端相連。
所述的Hilbert變換電路是取自Hilbert濾波器的沖擊響應(yīng)的-(2k+1)～2k+1部分的。
使用證明由于本發(fā)明中的平方根和對(duì)數(shù)壓縮電路是在Hilbert變換和解調(diào)的基礎(chǔ)上使用二叉樹(shù)比較法進(jìn)行對(duì)數(shù)壓縮，因而在簡(jiǎn)化系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)的同時(shí)，取得了最好的解調(diào)和壓縮效果。
圖2.本發(fā)明提出的系統(tǒng)的電路原理框圖。
圖3.Hilbert變換電路的原理框圖。
圖4.平方根和對(duì)數(shù)壓縮電路的原理框圖。
圖5.對(duì)數(shù)運(yùn)算y＝k·log2(x)的曲線。
圖6.二叉樹(shù)比較法的示意圖。
圖7.本發(fā)明的解調(diào)效果圖。


圖1中，抽取的間隔M取決于數(shù)字回波信號(hào)的采樣率fs和成像時(shí)掃描線的采樣率fdM=fsfd,]]>fs是fd的整數(shù)倍，M為整數(shù)。
k是比例系數(shù)。A2(Mn)的位數(shù)為p，圖像數(shù)據(jù)點(diǎn)的位數(shù)為q時(shí)，k為k=2qp,]]>使得A2(Mn)＝2p時(shí)，k·log2(A(Mn))＝2q。
平方根和對(duì)數(shù)運(yùn)算的合并處理，簡(jiǎn)化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。
利用Hilbert濾波器系數(shù)的反對(duì)稱性，以及其偶數(shù)系數(shù)為0的特點(diǎn)，采用圖3所示的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)數(shù)字回波信號(hào)的Hilbert變換。
Hilbert濾波器是無(wú)限沖擊響應(yīng)的濾波器，實(shí)際應(yīng)用中將其截短。圖3所示的濾波器取了理想Hilbert濾波器沖擊響應(yīng)的-(2k+1)～2k+1部分。
圖1所示的方法平方根和對(duì)數(shù)壓縮合并執(zhí)行，不用單獨(dú)設(shè)計(jì)平方根運(yùn)算電路，因?yàn)閥=log(r2(n)r^2(n))=12log(r2(n)+r^2(n)),]]>如果采用簡(jiǎn)單的查表法，當(dāng)回波信號(hào)的采樣精度為8bits時(shí)， 為一個(gè)16bits的數(shù)。因此查找表的大小為216×8≈512kbits。而采用我們發(fā)明的二叉樹(shù)比較法所需的查找表的大小僅為28×16≈4kbits，而且可以取得與簡(jiǎn)單的查表法完全一樣的計(jì)算精度。
圖5是對(duì)數(shù)運(yùn)算y＝klog2(x)的曲線，系數(shù)k的作用是使x＝216時(shí)，y＝28。
當(dāng)x＝x10000000時(shí)，y＝27，即x≥x10000000時(shí)，y的二進(jìn)制表示的最高位為“1”，x＜x10000000時(shí)，y的二進(jìn)制表示的最高位為“0”；當(dāng)x＝x01000000時(shí)，y＝26，即x10000000＞x≥x01000000時(shí)，y的二進(jìn)制表示的次高位為“1”，x＜x01000000時(shí)，y的二進(jìn)制表示的次高位為“0”；當(dāng)x＝x11000000時(shí)，y＝27+26，即x≥X11000000時(shí)，y的二進(jìn)制表示的次高位為“1”，x11000000＞x≥x01000000時(shí)，y的二進(jìn)制表示的次高位為“0”。
可以依此類推，一直到y(tǒng)的二進(jìn)制表示的最低位。
利用這一特點(diǎn)，可以采用圖6所示的二叉樹(shù)比較法來(lái)計(jì)算給定x的對(duì)數(shù)計(jì)算結(jié)果y。第一次比較輸出y的二進(jìn)制表示的第7位；第二次比較輸出第6位；依此類推，第八次比較輸出第0位。
如果直接采用圖6描述的方法，硬件實(shí)現(xiàn)需要28-1個(gè)比較器，x10000000～x11111111分布式存儲(chǔ)，電路結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜。圖4所示的電路，只需要一個(gè)比較器，一個(gè)8位移位寄存器和一個(gè)大小為28×16bits的RAM，就可以實(shí)現(xiàn)16bits輸入，8bits輸出的對(duì)數(shù)運(yùn)算。
電路的工作過(guò)程描述如下設(shè)原始數(shù)據(jù)x在第一個(gè)時(shí)鐘的上升沿鎖存在圖4所示的數(shù)值輸入數(shù)據(jù)線上。
第一個(gè)時(shí)鐘的上升沿使移位寄存器復(fù)位為“00000001”；下降沿使RAM輸出地址為“00000001”的x10000000。
第二個(gè)時(shí)鐘的上升沿使移位寄存器左移一位，比較器的輸出“×”(“×”為“0”或“1”，根據(jù)實(shí)際情況而定)被鎖存在移位寄存器的最低位，此時(shí)移位寄存器存儲(chǔ)的值為“0000001×”；下降沿使RAM輸出地址為“0000001×”的x01000000或x11000000。
第三個(gè)時(shí)鐘的上升沿使移位寄存器再左移一位，比較器的輸出“×”被鎖存在移位寄存器的最低位，此時(shí)移位寄存器存儲(chǔ)的值為“000001××”；下降沿使RAM輸出地址為“000001××”的數(shù)據(jù)。
如此直至第九個(gè)時(shí)鐘的上升沿，寄存器左移一位后存儲(chǔ)的值變成“××××××××”，即對(duì)數(shù)運(yùn)算的結(jié)果；在下降沿時(shí)，將此結(jié)果鎖存并輸出。
如此重復(fù)，每九個(gè)時(shí)鐘計(jì)算出一個(gè)采樣點(diǎn)數(shù)據(jù)的對(duì)數(shù)壓縮結(jié)果。
在圖4所示的電路中，RAM數(shù)據(jù)須按一定的格式存儲(chǔ)。只需要將x10000000～x11111111這28-1個(gè)數(shù)的下標(biāo)前后翻轉(zhuǎn)后，作為地址存入圖4所示電路的RAM即可。
因此，RAM地址為“××××××××”(××××××××≠00000000)的數(shù)據(jù)可以通過(guò)下面的方法求取①將“××××××××”前后翻轉(zhuǎn)，得到y(tǒng)；②依據(jù)下式計(jì)算，得到xx＝2y/k；③將y存入地址“××××××××”中。
圖7中的實(shí)線波形是一個(gè)來(lái)自于單一散射子的回波信號(hào)。其參數(shù)如下中心頻率f0＝5MHz，采樣率fs＝5f0＝25MHz，探頭帶寬為40％。圖7中的虛線波形為解調(diào)的效果。
權(quán)利要求
1.基于FPGA的醫(yī)學(xué)超聲成像系統(tǒng)用解調(diào)和對(duì)數(shù)壓縮子系統(tǒng)，含有現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(FPGA)，其特征在于，它含有輸入為回波信號(hào)r(n)的Hilbert變換電路；分別對(duì)Hilbert變換電路的輸出信號(hào)r(n)、 進(jìn)行平方運(yùn)算的兩個(gè)乘法器；對(duì)兩個(gè)乘法器的輸出r2(n)、 求和的加法器；對(duì)加法器的輸出A2(n)進(jìn)行抽取的寄存器；對(duì)寄存器的輸出A2(Mn)進(jìn)行平方根和對(duì)數(shù)壓縮運(yùn)算，且其輸出信號(hào)為k·log2(A(Mn))的平方根和對(duì)數(shù)壓縮電路，其中M＝fs/fd，fs為數(shù)字回波信號(hào)的采樣頻率，fd為成像時(shí)掃描線的采樣頻率，k是比例系數(shù)，k＝2q/p，p為A2(Mn)的位數(shù)，q為圖像數(shù)據(jù)點(diǎn)的位數(shù)，使得A2(Mn)＝2p時(shí)，k·log2(A(Mn))＝2q；所述的Hilbert變換電路、乘法器、加法器、寄存器、平方根和對(duì)數(shù)壓縮電路都做在一個(gè)FPGA芯片上；所述的平方根和對(duì)數(shù)壓縮電路是基于二叉樹(shù)比較法設(shè)計(jì)的，它含有8位移位寄存器，它設(shè)有復(fù)位控制輸入端、時(shí)鐘輸入端、復(fù)位輸入00000001端、左移信號(hào)輸入端，以及計(jì)算結(jié)果輸出端和地址輸出端；RAM，它設(shè)有時(shí)鐘輸入端和數(shù)據(jù)輸出端，它又和8位移位寄存器的地址輸出端相連；比較器，它設(shè)有上述寄存器發(fā)出的數(shù)值信號(hào)的輸入端，它又和RAM的數(shù)據(jù)輸出端、8位移位寄存器的左移信號(hào)輸入端相連。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于FPGA的醫(yī)學(xué)超聲成像系統(tǒng)用解調(diào)和對(duì)數(shù)壓縮子系統(tǒng)，其特征在于所述的Hilbert變換電路是取自Hilbert濾波器的沖擊響應(yīng)的-(2k+1)～2k+1部分的。
全文摘要
基于FPGA的醫(yī)學(xué)超聲成像系統(tǒng)用解調(diào)和對(duì)數(shù)壓縮子系統(tǒng)屬于醫(yī)學(xué)超聲技術(shù)領(lǐng)域，其特征在于，它含有輸入為數(shù)字回波信號(hào)的Hilbert變換電路，分別對(duì)該變換電路輸出求平方的兩個(gè)乘法器，求平方和的加法器，對(duì)平方和按取決于回波信號(hào)的和成像時(shí)掃描線的采樣率之比進(jìn)行間隔地抽取的寄存器，以及基于二叉樹(shù)比較法設(shè)計(jì)的把平方根和對(duì)數(shù)壓縮運(yùn)算進(jìn)行合并的平方根和對(duì)數(shù)壓縮電路。所述的平方根和對(duì)數(shù)壓縮電路只需一個(gè)比較器，一個(gè)8位移位寄存器和一個(gè)大小為文檔編號(hào)A61B8/00GK1431581SQ0310477
公開(kāi)日2003年7月23日 申請(qǐng)日期2003年2月28日 優(yōu)先權(quán)日2003年2月28日
發(fā)明者彭旗宇, 徐亮禹, 高上凱 申請(qǐng)人:清華大學(xué)