專利名稱：具有減小噪聲的高頻信號傳輸線的制作方法
技術領域：
本發(fā)明通常涉及具有減小噪聲的高頻信號傳輸線。具體地，本發(fā)明涉及降低的輻射噪聲和反射噪聲的信號傳輸線，通過將放置在信號線之間的接地保護柵線分隔為多個彼此分隔的接地線塊來屏蔽噪聲。
背景技術：
通常，電子系統(tǒng)芯片的高頻信號傳輸和高速交換由于電磁干擾而引起不期望的噪聲。特別地，必須具有高密度電路設計的用于高頻組件的印刷電路板(PCB)，需要預設導線長度，而且具有設計為互相鄰近的傳輸高頻信號的導線和傳輸低頻信號的導線。因此，由于所述兩種導線生成的串擾噪聲，傳輸信號是困難的。
當信號通過PCB的微波傳輸帶傳輸時生成的噪聲包括，例如，串擾噪聲，反射噪聲和輻射噪聲。
串擾噪聲由在組成信號線的兩個傳輸線之間的電容性耦合和電感性耦合而生成，且其大小取決于設計傳輸線的方法、絕緣體和阻抗匹配程度。
同樣，串擾噪聲分為近端串擾噪聲和遠端串擾噪聲。
近端串擾噪聲當將信號從高頻線的信號施加部分傳輸到其遠端時，引起在鄰近高頻線的線上的噪聲，并且當信號從高頻線的遠端返回其信號施加部分時出現。
遠端串擾噪聲當信號發(fā)送到線的遠端時出現。雖然遠端串擾噪聲具有比近端串擾噪聲小很多的信號寬度，它具有大的量級，由此因錯誤交換操作。
進一步，反射噪聲在高頻信號傳輸線和鄰近于傳輸線之間的特征阻抗或終止電阻的不匹配時生成。在傳輸線的遠端生成的反射電阻影響近端串擾噪聲。因而，既減小反射噪聲也減小由反射噪聲引起的串擾噪聲是很重要的。
進一步，當沿著在信號傳輸線上形成的閉合回路傳輸信號時，由閉合環(huán)路生成輻射噪聲。
在減小串擾噪聲的傳統(tǒng)高密度導線設計中，使用了在高頻信號線和鄰近信號線的線之間放置接地保護柵線(GGFL)的方法，以及具有穿過GGFL形成的通孔的結構。
圖1是顯示傳統(tǒng)高密度導線設計的結構的透視圖，其由信號線11和在信號線11之間放置的GGFL 12組成以最小化噪聲。圖2是沿著圖1的A-A’線的剖面圖，顯示了GGFL 12、通孔13和接地電極14a和14b。
沿GGFL 12按規(guī)律間隔形成通孔13，且分別在GGFL 12的上和下表面形成的接地電極14a和14b通過通孔13互相連接。
如圖1所示，設計包括信號線11、在信號線11之間放置的GGFL12以及沿GGFL 12按規(guī)律間隔形成的通孔13的傳統(tǒng)結構，使得由GGFL 12屏蔽由信號線11輻射的發(fā)射能量。
然而，如圖1和2所示的所有傳統(tǒng)結構，以及其他傳統(tǒng)結構，只考慮串擾噪聲，而不考慮反射噪聲。
因此，雖然傳統(tǒng)結構有效減小串擾噪聲，它們在具有高導線密度的襯底上幾乎沒有減小反射噪聲的效果。這樣，傳統(tǒng)結構是不便的，因為它們對反射噪聲和串擾的同時減小是極小的。
在如圖2所示的傳統(tǒng)結構中，通過在GGFL 12的上和下表面安置的接地電極14a和14b生成返回信號。假設按如箭頭16所示，從左向右傳輸高頻信號，并且按如箭頭17所示，從右向左傳輸返回信號。
在這種情況下，沿著在GGFL 12的上和下表面安置的接地電極14a和14b形成如虛線箭頭18a和18b所示的閉合回路，并且連接上和下接地電極14a和14b的通孔，因此導致輻射噪聲。
至于反射噪聲，它出現的原因是由于在接地線和信號線之間的電容性耦合而引起的電容C，導致特征阻抗不匹配。為了減小反射噪聲，應將接地線設計為按預設間隔與信號線分隔開來。然而，由此設計的結構沒有展示出屏蔽串擾噪聲的接地線效果。即，當導線密度增加時，通過屏蔽串擾噪聲的接地線，反射噪聲再次增加。
至于在GGFL 12上形成的傳輸信號返回線，如果由GGFL 12、接地電極14a和14b以及通孔13而形成閉合回路，它導致輻射噪聲。然而，在傳統(tǒng)GGFL結構中，當放置信號線以互相鄰近，來屏蔽串擾噪聲時，在GGFL 12上進一步增強輻射噪聲，從而降低信號傳輸的可靠性。
隨著導線密度的增加，應同時考慮反射噪聲、串擾噪聲和輻射噪聲。在所述三種噪聲中，如果僅向其中一種噪聲給予優(yōu)先權，不可避免的生成其他種類噪聲。因此，設計適宜的導線模式是困難的。
在這點上，產生像在PCB上的微波傳輸帶線那樣在信號傳輸線之間放置GGFL以消除串擾噪聲的嘗試，并在“Effect of Ground GuardFence With Via And Ground Slot On Radiated Emission In Multi-LayerDigital Printed Circuit Board”，IEEE International Symposium OnElectromagnetic Compatibility，2001，pp.653-656中發(fā)表。雖然上述方法可減小串擾噪聲，反射噪聲和輻射噪聲依然存在或增加，因此惡化PCB的整體噪聲特性。使用上述方法解決PCB的噪聲問題是不可能的。

發(fā)明內容
因此，緊記出現在相關領域的上述問題而產生本發(fā)明，并且本發(fā)明的目標是通過改進傳統(tǒng)GGFL結構，向PCB提供具有減小噪聲的高頻信號傳輸。
本發(fā)明的另一目標是向PCB提供高頻信號傳輸，其能夠最小化反射噪聲和輻射噪聲，以及串擾噪聲。
本發(fā)明的進一步目標是提供考慮到在PCB上生成的不同種類噪聲間的關系，能夠最小化整體噪聲特性的PCB。
為了實現上述目標，本發(fā)明向PCB提供高頻信號傳輸，其包括在PCB中構圖的多個傳輸線以傳輸高頻信號；放置在傳輸線之間并按預設間隔在信號傳輸方向上彼此間隔的多個接地線塊，以屏蔽噪聲，每個接地線塊包括通孔；以及通過通孔連接到接地線塊的接地電極。


本發(fā)明的上述以及其他目標、特性和優(yōu)點將根據以下結合附圖的詳細說明而更加清楚，其中圖1是顯示用于最小化在信號線上的噪聲的傳統(tǒng)高密度導線設計的結構的透視圖；圖2是沿著圖1的A-A’線的剖面圖；圖3是顯示根據本發(fā)明的用于高頻信號傳輸的PCB的結構的透視圖；以及圖4是沿著圖3的B-B’線的剖面圖；具體實施方式
在下文中，將參照附圖，給出本發(fā)明的詳細描述。
圖3是顯示根據本發(fā)明的用于高頻信號傳輸的PCB的透視圖，以及圖4是沿著圖3的B-B’線的剖面圖，其中圖3顯示接地線塊32、通孔33和接地電極34a和34b。
如圖3所示，本發(fā)明用于高頻信號傳輸的PCB是多層PCB，其中一層包括多個信號傳輸線31以傳輸高頻信號，以及放置在信號傳輸線31之間的多個接地線塊32以屏蔽噪聲。接地線塊32每個都具有穿過其的通孔33。此外，接地線塊32可包括連接盤部分(land part)38來連接至通孔33。
在接地線塊32的上和下表面上，形成接地電極34a和34b。接地線塊32通過通孔33連接至接地電極34a和34b。接地電極34a和34b用來吸收噪聲以將所吸收的噪聲轉移至接地終端，由此消除噪聲。
在PCB的相同層上形成信號傳輸線31和接地線塊32，在緊鄰上述層的上和下層上形成接地電極34a和34b。
如圖3和4所示，以如下方式構造用于高頻信號傳輸的PCB將如圖1和2所示的傳統(tǒng)高頻信號傳輸線分隔為按預設間隔(SSGFL)彼此分離的多個接地線塊32。
在本發(fā)明的PCB中，優(yōu)選地用下面基于實驗結果的等式1來表示接地線塊32之間的間隔(SSGFL)等式1
SSGFL＝c/37·Fmax(mm)其中c為2.998×1011mm/sec，即為光速；Fmax當所傳輸的信號為數字信號時，5倍于工作頻率，且當所傳輸的信號為RF時，等于所傳輸的信號的工作頻率；以及37為絕緣層的相對介電常數。
優(yōu)選地用下面的等式2來表示信號傳輸線31和接地線塊32之間的距離LSGFL等式2LSGFL＝a×exp(-b*Fmax)其中用下面的等式3表示a和b等式3a=0.0125Fmax4-0.175Fmax3+0.8875Fmax2+2.025Fmax+3.7]]>b=0.0017Fmax4-0.0079Fmax3-0.0495Fmax2+0.856Fmax]]>當接地線塊的連接盤部分38的寬度是Ld，以及通孔33的直徑是Vd時，優(yōu)選地將連接盤部分38的寬度Ld形成為比通孔33的直徑Vd大0.2mm，以最小化噪聲，其用下面的等式4表示等式4Ld＝Vd+0.2(mm)這樣，用下面的等式5來表示Ld的范圍等式5Ld≤LSGFL<SSGFL2]]>在圖4中，假設按如箭頭36所示，從左向右傳輸高頻信號，并且按如箭頭7所示，從右向左傳輸返回信號。
在這種情況下，沿著在接地線塊32的上和下表面安置的接地電極34a和34b和通孔33形成如虛線箭頭39b所示的閉合回路，指示返回信號的傳輸。然而，由于只在接地線塊32的上和下表面的接地電極34a和34b上形成返回線，且不在接地線塊32上形成，與傳統(tǒng)傳輸線不同，減小了在返回線上形成的閉合回路數目。結果，與如圖1和2所示的傳統(tǒng)結構相比，由在本發(fā)明的傳輸線上形成的閉合回路所引起的輻射噪聲幾乎為零。
進一步，用作為PCB的層間絕緣層的預浸料坯(prepreg)35填充信號傳輸線31、接地線塊32以及接地電極34a和34b之間的間隔。由于用作為絕緣體的預浸料坯35填充作為導體的信號傳輸線31、接地線塊32以及接地電極34a和34b之間的間隔，PCB具有與在直線上排列多個電容相同的效果。
同樣地，用下面的等式6表示在信號傳輸線31和接地線塊32之間形成的電容C等式6C=ϵ·Ad]]>其中ε是絕緣層35的介電常數，A是接地電極34a和34b的面積，對應于接地線塊32之間的間隔，以及d是接地電極34a和34b之間的距離。
同樣，本發(fā)明的接地電極34a和34b之間的距離d為如圖1和2所示的傳統(tǒng)傳輸線的接地電極14a和14b與GGFL12之間的距離的兩倍。因此，在本發(fā)明中，由接地線塊32和絕緣體35導致的電容C為用下面的等式7表示傳輸線的特征阻抗Z0等式7Z0=R+jωLG+jωC]]>其中R是傳輸線的每單位長度的電阻，L是傳輸線的每單位長度的電感，G是傳輸線的每單位長度的電導，以及C是傳輸線的每單位長度的電容。
通常，最廣泛地使用終端電阻為50Ω的傳輸線。如圖1和2所示的傳統(tǒng)傳輸線的終端電阻不到50Ω，因此由于阻抗不匹配而生成反射噪聲。然而，本發(fā)明用于信號傳輸的PCB的電容C減小，借此增大特征阻抗至接近50Ω的程度。因此，在本發(fā)明中徹底地減小了由阻抗不匹配而導致的反射噪聲。
下面的表1顯示由仿真而測量的本發(fā)明的結構、如圖1和2所示的傳統(tǒng)結構以及沒有GGFL的傳輸線的噪聲生成和減小率。如表1所示，與傳統(tǒng)GGFL結構相比，在本發(fā)明中，確定進一步減小了反射噪聲和輻射噪聲，同時串擾噪聲幾乎沒有變化。
表1

如上所述，本發(fā)明提供具有減小噪聲的高頻信號傳輸線。在本發(fā)明的高頻信號傳輸線中，將GGFL分隔為按預設間隔彼此隔開的多個接地線塊，因此，在GGFL和信號傳輸線之間的電容減小。從而，可最小化反射噪聲，同時減小串擾噪聲。
在本發(fā)明的高頻傳輸線中，將GGFL分隔為按預設間隔彼此隔開的多個接地線塊，因此，在GGFL上形成的閉合回路的數目減小。從而，可最小化輻射噪聲，同時減小串擾噪聲。
盡管為示例的目的公開了本發(fā)明的優(yōu)選實施例，本領域普通技術人員將理解可有多種形變、增加和替換，而不偏離本發(fā)明如在權利要求書中所公開的范圍和精神。
權利要求
1.用于高頻信號傳輸的印刷電路板，包括在印刷電路板上構圖的多個傳輸線，以傳輸高頻信號；放置在所述傳輸線之間，按預設間隔在信號傳輸方向上彼此間隔的多個接地線塊，以降低噪聲，每個所述接地線塊包括通孔；以及通過所述通孔連接到所述接地線塊的接地電極。
2.如權利要求1所述的印刷電路板，其中所述接地電極形成在與所述多個傳輸線和所述多個接地線塊不同的層上。
3.如權利要求1所述的印刷電路板，其中在所述接地電極、所述傳輸線和所述接地線塊之間放置絕緣層。
4.如權利要求1所述的印刷電路板，其中按由下面的等式1表示的預設間隔(SSGFL)彼此分離所述接地線塊等式1SSGFL＝c/37·Fmax其中c為2.998×1011mm/sec，即為光速；Fmax為所傳輸的信號的工作頻率；以及37為絕緣層的相對介電常數。
全文摘要
在此公開的是具有減小噪聲的高頻信號傳輸線。具體地，本發(fā)明的信號傳輸線具有減小的輻射噪聲和反射噪聲，由于將在信號線之間放置的傳統(tǒng)接地保護柵線(ground guard fence line)分隔為多個彼此分隔的接地線塊來屏蔽噪聲。
文檔編號G12B17/02GK1798473SQ200510113590
公開日2006年7月5日 申請日期2005年10月12日 優(yōu)先權日2004年12月30日
發(fā)明者金永雨, 柳昌明, 金漢 , 蔡友林 申請人:三星電機株式會社