專利名稱：驅動ccfl的方法和系統(tǒng)的制作方法
背景技術：
發(fā)明領域本發(fā)明涉及使用高電壓正弦波驅動CCFL(冷陰極熒光燈)以產(chǎn)生效率高、成本效益好的光源。該光源可以用于，但不限于，筆記本計算機、平板顯示器和個人數(shù)字助理(PDA)等應用中的背后照明(backlighting)。
相關技術的討論熒光燈越來越多地被應用。這些應用包括用于許多消費品的背后照明，這些消費品包括，例如，筆記本計算機、平板顯示器和個人數(shù)字助理(PDA)。一種常規(guī)類型的熒光燈是冷陰極熒光燈(CCFL)。CCFL燈管包含氣體，它被電離以便產(chǎn)生應用所需的光。
在標準工作中，CCFL燈管通常需要600伏特的正弦波并以幾毫安的電流運行。但是，用來使其所含的氣體電離的CCFL燈管的起始(或點火)電壓可以高達2000伏特。在起始時，CCFL燈管看起來像斷路，即CCFL的阻抗阻止一切電流。但是，在氣體電離后，該阻抗降低，電流開始在CCFL燈管中流動。
在通常的實施例中，CCFL燈管由高Q電路驅動，其中，Q稱為電路的品質并由共振電路的感抗和容抗除以電阻測量。該高Q電路通常包括另外的電容器和電感器，它們不良地增加了系統(tǒng)中部件的數(shù)量。因此，對CCFL電路產(chǎn)生了一種需要，即在仍舊實現(xiàn)至少85％效率的情況下使額外的部件數(shù)量最少。
發(fā)明概述根據(jù)本發(fā)明的一個特點，CCFL電路可以包括PMOS晶體管、第一和第二NMOS晶體管和高匝數(shù)比變壓器。該變壓器可以包括具有中心抽頭(center tap)的初級線圈，由此形成第一和第二初級繞組，以及單個次級線圈。PMOS晶體管的漏極可以連接到電池。第一和第二NMOS晶體管的漏極可以分別連接到第一和第二初級繞組的一端。該第一和第二NMOS晶體管的源極可以連接到電壓源VSS。
重要的是，第一初級繞組緊緊地和第二初級繞組耦合。但是，第一和第二初級繞組松弛地和次級線圈耦合，由此產(chǎn)生有效漏電感。具體地，這種松弛的耦合產(chǎn)生有效漏電感，它可以表示為次級線圈中的串聯(lián)電感。在一個實施例中，初級和次級匝數(shù)比約為100且初級電感約為200微亨。
由于變壓器的漏電感，第一和第二NMOS晶體管的漏極處的電壓可能瞬變(ringto)到顯著超過理想值的值(例如，兩倍于電池電壓)。為了限制瞬變瞬變電壓(ringing voltage)的范圍，CCFL系統(tǒng)可以包括連接到NMOS晶體管的漏極、PMOS晶體管的源極和第一第二初級繞組的緩沖電路(snubbing circuit)。
該緩沖電路可以包括第一和第二二極管、電容器和電阻器。在一個實施例中，第一二極管的輸入端可以連接到第一初級繞組的一端，第二二極管的輸入端可以連接到第二初級繞組的一端，第一和第二二極管的輸出端可以連接到共同節(jié)點。電阻器和電容器可以并聯(lián)到共同節(jié)點和電池之間。
在緩沖電路中，電容器、電阻器和二極管被配置來在共同節(jié)點保持標稱電壓(nominal voltage)。在一個實施例中，該標稱電壓約是電池電壓的兩倍。但是，如果第一和第二NMOS晶體管的漏極中的一個具有超過該標稱電壓的電壓，則第一和第二二極管正向偏壓并允許瞬變能(ringing energy)來給電容器充電。該電阻器可以分泄(bleed off)額外的瞬變能，由此防止共同節(jié)點的電壓增加超過標稱電壓。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，在CCFL電路中提供了用于探測過電壓的探測電路。重要的是，探測電路的電阻和電容部件和CCFL燈管的高電壓端隔開。使電阻和電容部件受這樣的高電壓會降低通過這些部件的電流和能量，由此降低效率，實非所愿。
探測電路可以包括接收CCFL電路輸出信號的積分器。該積分器產(chǎn)生DC信號COMP，從而使來自CCFL電路的輸出信號的時間平均電壓基本和基準電壓相等。有利地，COMP信號不經(jīng)受高電壓，且通常在正常的電路操作期間不會明顯變化。例如，甚至在減弱周期(dimming cycle)期間，COMP信號的上升和下降也是平滑的且相對無噪聲。但是，如果產(chǎn)生電弧放電(arcing)，則在電路努力保持調節(jié)時COMP信號變得不穩(wěn)定。
探測器電路還可以包括具有連接到積分器輸出的第一接線端的第一電容器、具有連接到第一電容器的第二接線端的輸入端的第一二極管以及具有連接到第一電容器的第二接線端的輸出端的第二二極管。探測器電路還可以包括pnp晶體管，其基極連接到第一二極管的輸出端、發(fā)射極連接到第二二極管的輸入端以及集電極連接到電壓源VSS。第一電阻器可以連接在第一二極管的輸出端和電壓源VSS之間。第二電容器可以連接在第一二極管的輸出端和電壓源VSS之間。第二電阻器可以連接在NPN晶體管的源極和電壓源VDD之間。在該結構中，pnp晶體管的發(fā)射極可以提供表示在CCFL電路中是否產(chǎn)生過電壓的信號。在一個實施例中，第二電容器和第二電阻器為CCFL電路的輸出信號的觸發(fā)過渡周期(trigger transition period)建立時間常數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的另一個特點，提供了在CCFL電路中探測過電壓狀態(tài)的方法。該方法可以包括提供配置來產(chǎn)生表示過電壓狀態(tài)的探測信號的晶體管。該晶體管可以使用積分器和CCFL電路隔開?？梢蕴峁┑谝浑娐穪碓趐np晶體管的基極泵激(pumping up)電壓?？梢蕴峁┑诙娐穪碓趐np晶體管的基極漏電壓。如果積分器的輸出信號不規(guī)則地移動，則抽取可以克服泄漏，由此增加了晶體管驅動接線端的電壓以及探測信號。在一個實施例中，該方面還可以包括為CCFL電路的輸出信號的觸發(fā)過渡周期建立時間常數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的另一個特點，提供了在CCFL電路中探測過電壓狀態(tài)的另一個探測電路。該探測電路可以包括形成于CCFL電路的高電壓連接器的7至15密耳(千分之一英寸)之內(nèi)的PCB軌跡(trace)。該PCB軌跡提供表示過電壓狀態(tài)是否存在的探測信號。
根據(jù)本發(fā)明的另一個特點，提供了用于驅動第一和第二CCFL燈管的CCFL系統(tǒng)。該CCFL系統(tǒng)可以包括PMOS晶體管、第一和第二NMOS晶體管以及高匝數(shù)比變壓器。該變壓器包括初級線圈，它具有形成第一初級繞組和第二初級繞組的中心抽頭，以及次級線圈，它具有第一次級繞組和第二次級繞組。在一個實施例中，PMOS晶體管的漏極連接到中心抽頭而PMOS晶體管的源極連接到電池。第一NMOS晶體管的漏極連接到第一初級繞組，第二NMOS晶體管的漏極連接到第二初級繞組的一端，而第一和第二NMOS晶體管的源極連接到電壓源VSS。
重要的是，第一初級繞組緊緊地和第二初級繞組耦合，而第一和第二初級繞組松弛地和次級線圈耦合，由此產(chǎn)生有效漏電感。第一CCFL燈管可以耦合在第一次級繞組和電壓源VSS之間，而第二CCFL燈管可以耦合在第二次級繞組和電壓源VSS之間。
有利地，因為通過第一和第二CCFL燈管的電流基本相等(只要兩個燈管的寄生電容通路大致相同)，所以只需要一個連接到第一CCFL燈管的反饋回路即可確定通過每個CCFL燈管的電流。
在一個實施例中，CCFL系統(tǒng)還包括至少一個第一電阻器連接在第一CCFL燈管和電壓源VSS之間，以及第二電阻器連接在第二CCFL燈管和電壓源VSS之間。調整第一電阻器和第二電阻器的大小來提供基本相同的電阻，由此確保第一和第二CCFL燈管的阻抗基本相同。
在另一個實施例中，其中該應用利用一個變壓器驅動兩個CCFL，CCFL系統(tǒng)的次級線圈包括位于第一和第二次級繞組之間的連接。該連接約位于第一和第二次級繞組的中間。該連接提供大體同電壓源VSS處的電壓。相反的，第一和第二次級繞組的一端分別提供大的正電壓和大的負電壓。由于在正常操作期間保持接近VSS，該連接提供方便的方法來探測過電壓。如果一個CCFL處于斷開(或有些斷開)，則次級繞組中的電壓不再平衡且兩個次級繞組的中點將和接地不同。用電阻電壓分配器(divider)和比較器很容易探測該條件。由于兩個次級繞組的中點通常接近VSS，所以消耗很少的能量。
提供了用于驅動第一、第二、第三和第四CCFL燈管的CCFL系統(tǒng)。該CCFL系統(tǒng)包括PMOS晶體管以及第一和第二NMOS晶體管。該CCFL系統(tǒng)還包括第一高匝數(shù)比變壓器，它可以包括具有中心抽頭的第一初級線圈，形成第一初級繞組和第二初級繞組。該第一高匝數(shù)變壓器還可以具有第一次級線圈，它包括第一次級繞組和第二次級繞組。CCFL系統(tǒng)還可以包括第二高匝數(shù)比變壓器，它可以包括具有第二中心抽頭的第二初級線圈，形成第三初級繞組和第四初級繞組。第二高匝數(shù)比變壓器可以具有第二次級線圈，它包括第三次級繞組和第四次級繞組。
PMOS晶體管的漏極連接到第一和第二中心抽頭，而PMOS晶體管的源極連接到電池。第一NMOS晶體管的漏極連接到第一初級繞組的一端和第三初級繞組的一端。第二NMOS晶體管的漏極連接到第二初級繞組的一端和第四初級繞組的一端。第一和第二NMOS晶體管的源極連接到電壓源VSS。
第一初級繞組緊緊地和第二初級繞組耦合。第三初級繞組緊緊地和第四初級繞組耦合。第一和第二初級繞組松弛地和第一次級線圈耦合。第三和第四初級繞組松弛地和第二次級線圈耦合。第一CCFL燈管耦合在第一次級繞組和電壓源VSS之間。第二CCFL燈管耦合在第二次級繞組和電壓源VSS之間。第三CCFL燈管耦合在第三次級繞組和電壓源VSS之間。第四CCFL燈管耦合在第四次級繞組和電壓源VSS之間。第一和第四次級繞組連接。第二和第三次級繞組連接。
在一個實施例中，CCFL系統(tǒng)還可以包括和第一、第二、第三及第四CCFL燈管中的一個耦合的電流傳感網(wǎng)絡。在另一個實施例中，CCFL系統(tǒng)還可以包括和第二次級繞組和第三次級繞組耦合的故障電路。該故障電路可以包括第一電阻分配器、第二電阻分配器、和第一電阻分配器耦合的第一二極管以及和第二電阻分配器耦合的第二二極管。可以連接第一和第二二極管向故障探測電路提供邏輯“或”功能。
提供了探測系統(tǒng)的故障狀態(tài)的方法。該系統(tǒng)可以包括具有初級線圈和次級線圈的變壓器、第一CCFL燈管和第二CCFL燈管。該方法可以包括在次級線圈中創(chuàng)建抽頭，從而形成第一次級繞組和第二次級繞組。第一CCFL燈管可以連接到第一次級繞組的一端。第二CCFL燈管可以連接到第二次級繞組的一端。故障狀態(tài)可以通過傳感抽頭處的電壓來確定。
在一個實施例中，在抽頭處確定電壓包括分配和調整電壓。分配電壓可以包括調整電阻分配器的尺寸，從而在正常的操作條件下，調整的電壓小于第一預定閾值電壓，而在故障條件期間，調整的電壓高于第二預定閾值電壓。
提供了用于驅動第一、第二、第三和第四CCFL燈管的另一個CCFL系統(tǒng)。該CCFL系統(tǒng)還包括PMOS晶體管以及第一和第二NMOS晶體管。該CCFL系統(tǒng)還包括單個高匝數(shù)比變壓器。該變壓器包括具有形成第一初級繞組和第二初級繞組的中心抽頭的初級線圈。該變壓器還包括次級線圈，它具有第一次級繞組、第二次級繞組、第三次級繞組和第四次級繞組。
PMOS晶體管的漏極連接到中心抽頭，而PMOS晶體管的源極連接到電池。第一NMOS晶體管的漏極連接到第一初級繞組的一端，第二NMOS晶體管的漏極連接到第二初級繞組的一端，并且第一和第二NMOS晶體管的源極連接到電壓源VSS。第一初級繞組緊緊地和第二初級繞組耦合，而第一和第二初級繞組松弛地和第一、第二、第三及第四次級線圈耦合。
第一CCFL燈管耦合在第一次級繞組的一端和電壓源VSS之間。第二CCFL燈管耦合在第二次級繞組的一端和電壓源VSS之間。第三CCFL燈管耦合在第三次級繞組的一端和電壓源VSS之間。第四CCFL燈管耦合在第四次級繞組的一端和電壓源VSS之間。注意，第一和第二次級繞組的另一端連接。同樣地，第三和第四次級繞組的另一端連接。如同具有兩個單獨的變壓器的情況，次級繞組的彼此連接提供了方便的方法來探測過電壓故障。在一個實施例中，電路傳感網(wǎng)絡可以和第一、第二、第三和第四CCFL燈管中的一個耦合。
還提供了用于驅動第一、第二、第三和第四CCFL燈管的另一種CCFL系統(tǒng)。該CCFL系統(tǒng)還包括PMOS晶體管以及第一和第二NMOS晶體管。該CCFL還包括單個高匝數(shù)比變壓器。該變壓器包括具有第一中心抽頭的初級線圈，形成第一初級繞組和第二初級繞組。該變壓器還包括第二中心抽頭，形成第三初級繞組和第四初級繞組。該變壓器還包括次級線圈，它具有第一次級繞組、第二次級繞組、第三次級繞組和第四次級繞組。
PMOS晶體管的漏極連接到第一和第二中心抽頭，而PMOS晶體管的源極連接到電池。第一NMOS晶體管的漏極連接到第一初級繞組的一端和第三初級繞組的一端。第二NMOS晶體管的漏極連接到第二初級繞組的一端和第四初級繞組的一端。第一和第二NMOS晶體管的源極連接到電壓源VSS。第一初級繞組緊緊地和第二初級繞組耦合，第三初級繞組緊緊地和第四初級繞組耦合，第一和第二初級繞組松弛地和第一和第二次級線圈耦合，而第三和第四初級繞組松弛地和第三和第四次級繞組耦合。
在該CCFL系統(tǒng)中，第一CCFL燈管耦合在第一次級繞組的一端和電壓源VSS之間，第二CCFL燈管耦合在第二次級繞組的一端和電壓源VSS之間，第三CCFL燈管耦合在第三次級繞組的一端和電壓源VSS之間，以及第四CCFL燈管耦合在第四次級繞組的一端和電壓源VSS之間。第一和第二次級繞組的另一端連接。同樣地，第三和第四次級繞組的另一端連接。如同之前的情況，連接在一起的次級繞組的一端提供方便的方法來探測過電壓故障。在單個變壓器的情況(4個燈管)中確定過電壓故障的方法基本類似于2個變壓器的情況(也是4個燈管)的故障探測方法。在一個實施例中，電流傳感網(wǎng)絡可以和第一、第二、第三及第四CCFL燈管中的一個耦合。
還提供了實現(xiàn)變壓器的方法。變壓器具有中間區(qū)域、第一端和第二端。方法包括在中間區(qū)域提供低AC電壓，在第一端提供具有第一相位的第一高AC電壓，以及在第二端提供具有第二相位的第二高AC電壓。在一個實施例中，低AC電壓是VSS。在另一個實施例中，第一相位是正的而第二相位是負的。第一端可以包括提供第一同相輸出的第一繞組和第二繞組，而第二端可以包括提供第二同相輸出的第三繞組和第四繞組。重要的是，第一同相輸出的相位和第二同相輸出的相位是異相的。
附圖概述

圖1示出CCFL電路，它包括外部PMOS晶體管、兩個外部NMOS晶體管和具有中心抽頭的初級線圈以及單個次級線圈的高匝數(shù)比變壓器。
圖2示出圖1變壓器的小信號模型。
圖3示出圖1CCFL電路的理想化的柵極驅動波形。
圖4、5和6示出由圖1的CCFL電路工作中產(chǎn)生的各種示波器波形。
圖7A示出用于CCFL電路工作的第一區(qū)域的同等變壓器和負載電路模型。
圖7B示出用于CCFL電路工作的第二區(qū)域的同等變壓器和負載電路模型。
圖7C示出用于CCFL電路工作的第三區(qū)域的同等變壓器和負載電路模型。
圖7D示出用于CCFL電路工作的第四區(qū)域的同等變壓器和負載電路模型。
圖8A示出根據(jù)本發(fā)明包括CCFL電路的系統(tǒng)。
圖8B示出用于產(chǎn)生CE信號的額外電路的一個實例。
圖8C示出用于圖8A的系統(tǒng)的一個線路圖。
圖9示出包括緩沖電路的部分CCFL系統(tǒng)的另一個實施例。
圖10示出電壓控制振蕩器(VCO)的詳圖。
圖11示出故障和控制邏輯的簡化示意圖。
圖12示出可以用來探測提供給CCFL電路的過電壓的典型無損(non-invasive)電路。
圖13示出可以用于在電弧放電時探測和關閉CCFL電路的優(yōu)選電弧放電通路。
圖14示出可以驅動兩個串聯(lián)CCFL燈管的電路。
圖15示出圖14的修改了的變壓器的幾何結構。
圖16A示出用于驅動4個CCFL燈管的技術。
圖16B示出用于和圖16A的CCFL結構耦合的傳感電路。該傳感電路包括兩個二極管，它們耦合來進行“或”功能，從而形成合成的OVP信號。
圖16C示出另一個實施例，其中可以在一個變壓器芯上形成兩個初級線圈以及4個次級線圈。
圖16D示出圖16C所示的示意圖的實例性物理實現(xiàn)。
圖16E示出又一個實施例，其中可以在一個變壓器芯上形成兩個拼合(split)的初級線圈以及多個次級線圈。
圖16F示出圖16E所示的示意圖的實例性物理實現(xiàn)。
圖16G示出用于探測在具有4個次級繞組的變壓器上的過電壓故障的方法。
圖17示出圖14中的CCFL燈管的寄生電容通路。
具體實施例方式
根據(jù)本發(fā)明的一個特點，可以使用由幾個小功率金屬氧化物半導體場效應晶體管驅動的變壓器-LC儲能電路組合來產(chǎn)生CCFL工作所需的高電壓。例如，圖1示出CCFL電路100，它包括外部PMOS晶體管101、兩個外部NMOS晶體管102和103、以及具有中心抽頭的初級線圈和單個次級線圈的高匝數(shù)比變壓器104。每個初級繞組緊緊地和另一個初級繞組耦合，但松弛地和次級線圈耦合。該松弛耦合產(chǎn)生有效漏電感，它可以表示為次級線圈中的串聯(lián)電感。初級和次級匝數(shù)比約為100。初級電感的通常值約為200微亨。
圖2示出變壓器104的小信號模型200，其中模型200包括初級電感Lp、匝數(shù)比1∶N以及漏電感Lleak和跨過次級線圈的寄生并聯(lián)電容Cparallel。根據(jù)本發(fā)明的一個特點，可以有利地增強漏電感來和小電容(例如，寄生電容，Cparallel)共振，由此消除了對連接到變壓器的初級繞組的額外現(xiàn)有技術部件(諸如電感和/或電容)的需求。
圖3示出CCFL電路100的理想柵極驅動波形。參考圖1-3，如波形302和303所示的，用50％的工作循環(huán)信號(duty cycle signal)分別異相地驅動NMOS晶體管102和103。NMOS驅動信號的頻率將是驅動CCFL燈管105的頻率。用兩倍于NMOS102/103驅動信號頻率的脈寬調制信號(PWM)驅動PMOS晶體管101。在這種情況中，如果NMOS晶體管102和PMOS晶體管101為開，則NMOS晶體管103為關，連接到NMOS晶體管102的初級線圈的107側被驅動成地，而中點109被驅動到電池電壓(如由電池106提供的)。相反的，連接到NMOS晶體管103的初級線圈的108側被驅動到兩倍的電池電壓。電流在107側升高，由此將能量傳遞到變壓器104的次級線圈。該能量存儲在漏電感Lleak中。注意到，漏電感Lleak在變壓器104和CCFL負載(未示出)中和寄生電容(未示出)共振。
當PMOS晶體管101關閉時，中點109的電壓回到接地，如同原來處于兩倍于電池電壓的NMOS晶體管103漏極。通過半個周期，NMOS晶體管102(開啟)關閉而NMOS晶體管103(關閉)開啟。在這一點，PMOS晶體管101再次開啟，由此允許電流在初級繞組的108側升高。初級繞組中的能量被傳遞到次級繞組并再次存儲在漏電感Lleak中，但這次具有相反的極性。
因此，PMOS晶體管101的工作循環(huán)控制在變壓器104中從初級線圈傳遞到次級線圈的能量。注意，CCFL電路100可以不斷和PMOS晶體管101一起工作(即100％的工作循環(huán))，雖然在這種情況中能量將不規(guī)則。
CCFL電路100的效率仍舊很高，即使在電路通路內(nèi)具有另外的第二MOS晶體管(即，NMOS晶體管102或NMOS晶體管103)。額外的MOS晶體管的I平方(I-squared)損耗是可以忽略的。例如，考慮到在10伏電池電壓處運作的6瓦應用負荷。對具有50毫歐姆電阻(R)和600毫安漏極電流(I)的晶體管的功率(P)損耗為P＝I×I×R＝600×600×0.05＝18毫瓦也必須考慮NMOS晶體管102和103的開關損耗來確定CCFL電路100的效率。但是，這些開關損耗幾乎不比I平方損耗更明顯。例如，針對具有10伏漏極電壓(V)變化、50納秒柵極驅動信號上升時間(tau)以及10微秒周期(T)的晶體管的功率損耗為P＝1/3×I×V×(tau/T)＝1/3×600×10×(50/10)＝10毫瓦應注意，因為沒有初級側電容器，所以不產(chǎn)生電容器ESR損耗。因此，當同時考慮NMOS晶體管內(nèi)的I平方和開關損耗時，CCFL電路100很容易達到約85％的效率。但是，和變壓器104相關的損耗可以明顯超過I平方和開關損耗。因此，更詳細地參考圖4-6討論的變壓器有助于多數(shù)明顯的效率降低。不幸的是，變壓器損耗對于多數(shù)電流電路拓撲是相同的。
圖4、5和6示出由CCFL電路100在工作中產(chǎn)生的各種示波器波形。具體地，圖4、5和6示出假定電路工作在輸入(電池)電壓分別為9伏、13伏和21伏的情況下所產(chǎn)生的波形。這些圖示出CCFL電路的工作循環(huán)隨著電池電壓從9伏增加到21伏而穩(wěn)定地下降。
每個圖中的軌跡401、402和403分別示出針對晶體管101、102和103的柵極驅動波形。在一個實施例中，晶體管101的柵極驅動波形驅動上升高達電池電壓但僅下降到電池電壓下約7.5伏。應注意，在較佳實施例中軌跡401將驅動PMOS晶體管，從而當軌跡404為低時PMOS裝置為“開”而當軌跡404為高時為“關”。NMOS的情況正好和PMOS的情況相反，從而當軌跡402為高時則其NMOS晶體管為“開”，而當軌跡402為低時，其晶體管為“關”。軌跡404(圖4-6中)示出初級繞組的中點109(以及PMOS晶體管101的漏極)處的電壓。該波形可以表征為變化的工作循環(huán)從接地到電池電壓的脈沖。當中點109驅動到高時，如軌跡406所表示的，電流通過PMOS晶體管101增加(注意到，電流也通過107/108側中的一個增加(即，具有導通的NMOS晶體管的一側)。當PMOS晶體管101關閉，則通過該晶體管的電流在初始急劇下降后回降到0。
軌跡405示出NMOS晶體管102的漏極處的電壓(即，連接到變壓器104的初級繞組的線上的電壓)(注意，對NMOS晶體管103的軌跡是同樣的，但時間上遷移了)。軌跡407示出通過NMOS晶體管的電流，對于PMOS晶體管101導通的時間部分(例如，參見區(qū)域I)它等于PMOS晶體管101內(nèi)的電流。當電流流向初級繞組內(nèi)時，能量被傳遞到次級繞組并存儲在漏電感Lleak中(以及次級繞組上的任何寄生電容)。注意到，當NMOS晶體管關閉時NMOS晶體管中的電容接近于0，從而表示CCFL電路100被驅動接近其共振頻率。雖然該實施例不直接檢測0電流點，但是可以修改開關頻率以便滿足0電流條件。
一旦PMOS晶體管101完成一次開/關循環(huán)，則隨著可供選擇的晶體管導通，它再次重復。如軌跡408所示，該互補操作在負載(例如，CCFL燈管105)的輸入處產(chǎn)生對稱的、近似地正弦波形。
CCFL電路100的操作可以分成如圖4-6所示的4個區(qū)域(I，II，III和IV)。圖7A示出用于區(qū)域I的相當?shù)淖儔浩骱拓撦d電路模型700(I)。在區(qū)域I中，初級繞組的部分701B連接通過電池705，由此增加部分701B內(nèi)的電流并將能量傳遞到次級繞組702。初級繞組的另一部分701A保持在兩倍于電池電壓，即NMOS晶體管的襯底二極管(substrate diode)708反向偏壓并因此沒有電流流過部分701A。
圖7B示出用于區(qū)域II的同等的變壓器和負載電路模型700(II)。在區(qū)域II中，電池705和初級繞組701斷開。在這種結構中，電流流過初級繞組701的部分701A和701B。但是，開始電流下降得非?？?，隨后以升高電流慢的速率回降到0。初始下降是根據(jù)當電流從初級繞組的一個部分轉移到兩個部分時的漏電感的有效變化，從而有效地改變芯上的匝數(shù)。
圖7C示出用于區(qū)域III的同等的變壓器和負載電流模型700(III)。在區(qū)域III中，初級繞組的部分701A連接通過電池705，由此增加部分701A內(nèi)的電流(但沿與區(qū)域I的方向相反的方向)并將能量傳遞到次級繞組702。初級繞組的另一部分701B保持在兩倍電池電壓，即NMOS晶體管的襯底二極管708反向偏壓并因此在部分701B中沒有電流流過。因此，區(qū)域III是區(qū)域I的顛倒。
圖7D示出用于區(qū)域IV的同等的變壓器和負載電流模型700(IV)。在區(qū)域IV中，電池705和初級繞組701斷開。在這種結構中，電流流過初級繞組701的部分701A和701B。但是，開始電流下降的非?？欤S后以比升高電流慢的速率回降到0。初始下降也是由于當電流從初級繞組的一個部分到兩個部分時的漏電感的有效變化，由此有效地改變芯上的匝數(shù)。區(qū)域IV是區(qū)域II的顛倒。
當工作循環(huán)隨電池電壓改變時，整個共振頻率也可以改變。例如，參考圖4和6的軌跡407，圖6中區(qū)域I內(nèi)的斜度(即21伏操作)比圖4中的(即9伏操作)更陡。該結果是可以預期的，因為初級繞組的電壓更高。相反地，區(qū)域II和IV內(nèi)的軌跡407的斜度在9伏和21伏操作之間基本相同。該結果也是可以預期的，因為對于這些相位變壓器接線端的電壓相同，而與電池電壓無關。注意，如果軌跡是完全線性的，則用于9伏操作的理想驅動頻率和用于21伏的相同。但是，如在區(qū)域I內(nèi)所示，9伏操作期間軌跡是非線性的，而是向0電流彎轉。在21伏操作期間區(qū)域I內(nèi)的軌跡是嚴格線性的。因此，用于9伏操作的理想驅動頻率比用于21伏操作的理想驅動頻率更慢。因此，為了保持晶體管在接近0電流時進行開關，開關頻率必須隨電池電壓的增加而增加。只要在RDELTA針腳和Vbatt之間連接一個電阻器，則在Vbatt增加時將增加振蕩器頻率。電阻器的電阻值和最大Vbatt電壓確定偏振器頻率的范圍。
系統(tǒng)概觀圖8A示出根據(jù)本發(fā)明的系統(tǒng)800。系統(tǒng)800包括CCFL電路801，它包括關于CCFL電路101(圖1)的部件?，F(xiàn)在將進一步詳細描述CCFL電路801和包括CCFL電路801的系統(tǒng)800的操作。CCFL電路801包括PMOS晶體管803，它連接在電池電壓802和變壓器814的初級繞組的中點之間。PMOS晶體管803的源極還連接到作為電池的AC旁路的電容器815。PMOS晶體管803的漏極還連接到二極管818，它反過來和電壓VSS(例如，接地)耦合。二極管818對于電路的工作來說不是嚴格必要的，但有時增加來使瞬變最小化。變壓器814的初級繞組連接到NMOS晶體管804和816的漏極(其中，NMOS晶體管804和816的源極連接到地)。變壓器814的次級繞組耦合在接地和CCFL燈管805的輸入端之間。CCFL電路801還包括連接在CCFL805的輸出端和電阻器807之間的二極管806以及連接在CCFL燈管805的輸出端和接地之間的二極管809。
根據(jù)本發(fā)明，通過CCFL801的電流由驅動波形(即驅動晶體管803的波形)的工作循環(huán)和驅動波形的頻率的組合來控制。在一個實施例中，系統(tǒng)800包括連接到節(jié)點N3的第一控制塊，它提供DC信號COMP到比較器853的正極接線端。第一控制塊控制驅動波形的工作循環(huán)。特別地，第一控制塊感應CCFL電流，將它相對內(nèi)基準(internal reference)積分并調整該工作循環(huán)來得到理想的功率。
系統(tǒng)800還包括第二控制塊，它提供信號RAMP(鋸齒波形)到比較器853的負極接線端。比較器853的輸出信號，即PWM信號(脈寬調整波形)，被提供給輸出驅動器880，它反過來分別提供時鐘信號OUTA、OUTAB和OUTC給晶體管803、804和816。(即到CCFL電路801的驅動波形)。第二控制塊可以用來將驅動波形的頻率改變?yōu)殡姵仉妷旱暮瘮?shù)。當電池802的電壓增加時，振蕩器頻率也增加。當電池電壓改變時，這會使電路工作于接近其共振頻率。
系統(tǒng)800還包括第三控制塊，它通過在變化的工作循環(huán)使燈開/關來調整CCFL燈管805的亮度。在該實施例中，用戶提供的BRIGHT電壓可以和平緩的升高)信號比較以產(chǎn)生CHOP信號。該CHOP信號被提供給故障和控制邏輯870，它們反過來產(chǎn)生輸入到輸出驅動器880的NORM信號。
第一控制塊如上所述，通過CCFL805的電流可以在線路813上感應，線路813和節(jié)點N3耦合。根據(jù)本發(fā)明的一個特點，線路813上的電壓可以驅動積分器820的輸入。特別地，積分器820通過電阻器821接收線路813上的電壓，其中電阻器821和誤差放大器823的負極端耦合。在一個實施例中，電阻器821提供10千歐姆的電阻。誤差放大器823將該電壓和在其非反相接線端所接收的基準電壓VR1相比較。
在一個實施例中，基準電壓VR1是通過電阻分配器從對溫度和電源穩(wěn)定的基準(諸如，帶隙標準)產(chǎn)生的。也可以使用用于提供基準電壓VR1的其他已知技術。在一個實施例中，基準電壓VR1可以在0.5伏和3.0伏之間。注意，基準電壓VR1越大，電阻器821的平均電壓越大。相反地，如果基準電壓VR1太小，則誤差放大器偏移(offset)而其他非理想因素將變得明顯。因此，在一個實施例中，基準電壓VR1可以是2.5V。
在一個實施例中電容器82提供1微法的電容，耦合到誤差放大器823的負極端和輸出端，由此形成積分器820。積分器820的目的在于產(chǎn)生DC信號COMP，從而使在節(jié)點N4的時間平均電壓基本等于基準電壓VR1。
箝位電路(clamping circuit)840可以限制COMP信號的增加。在一個實施例中，箝位電路840包括誤差放大器842，它將輸出信號提供到晶體管841的柵極。晶體管841(一種n型晶體管)使其源極和VSS耦合而其漏極和誤差放大器842的正極輸入端以及積分器820的輸出耦合。誤差放大器842還包括負極輸入端，它和電流源843以及電容器844的一個接線端(另一個接線端和VSS耦合)耦合。在這種結構中，箝位電路840允許COMP信號以不比電流源843向電容器844充電快的速率增加。因此，箝位電路840防止COMP信號(并因此PWM信號)立即到達其全功率模式，由此允許CFL805緩慢地啟動。使功率逐漸增加到CCFL805可以有利地延長其壽命以及CCFL電路801的其他部件的壽命。
第二控制塊VCO 850的振蕩器的頻率確定在PMOS晶體管803的柵極的驅動信號頻率。在該實施例中，用戶可以用電阻器852設定最小振蕩器頻率，其中振蕩器頻率(赫茲)＝2.8E9/電阻852(歐姆)圖10中示出詳細的VCO 850。在該實施例中，VCO 850包括用戶調整的電流源，它包括誤差放大器1001、電阻器852和NMOS晶體管1002。誤差放大器1001被配置來接收基準電壓VR3和在NMOS晶體管1002的源極處的信號。誤差放大器1001將其輸出信號提供給NMOS晶體管1002的柵極。在這種結構中，電流等于基準電壓VR3除以電阻器852的電阻。在一個實施例中，基準電壓VR3約為1.5伏。
隨后，該電流用PMOS晶體管1003和1004鏡射(mirrored)到電容器1005上。該電流給電容器1005充電，由此增加節(jié)點N11處的電壓。特別地，電壓升高到由誤差放大器1007確定的預定電壓，該誤差放大器1007接收節(jié)點N11上的升高電壓和基準電壓VR4。在一個實施例中，基準電壓VR4可以約為3.0伏，由此還將節(jié)點N11上的預定升高電壓設定為3.0伏。當節(jié)點N4上的電壓達到預定電壓時，誤差放大器1007將信號輸出來關閉開關1006，由此使電容器1005放電到VSS(例如，地)。因此，在這種結構中，電容器1005、誤差放大器1007和開關1006形成標準弛張振蕩器。注意，使用反相器1009和1010緩沖誤差放大器1007的輸出來提供時鐘信號CLK。進一步注意到，在節(jié)點N11產(chǎn)生的升高信號，即信號RAMP，可以用來創(chuàng)建PWM信號(參見圖8A中的比較器853)。
在一個實施例中，電流分配器1008、PMOS晶體管1011和誤差放大器873可以用來將一些電流增加到節(jié)點N11，由此增加RAMP信號的頻率。在該實施例中，誤差放大器873以統(tǒng)一增益(unity gain)連接，將輸出基本等于基準電壓VR2的恒定電壓。在一個實施例中，基準電壓VR2約為1.25伏。
當電壓Vbatt增加時，更多的電流流過電阻器851而進入電流分配器1008。和電池802耦合的電阻器851控制振蕩器頻率的增加，作為電池電壓(Vbatt)的函數(shù)。在一個實施例中，電阻器851具有200千歐的電阻。關系為Δ頻率(赫茲)＝3.44E8*(Vbatt-VR2)/電阻851在一個實施例中，電流分配器1008將電流除以因子50，由此確保增加到已經(jīng)存在于節(jié)點N11上的電流量相當小。因為當電池電壓增加時振蕩器頻率可以向上調整，較佳地可以使輸出波形的諧波畸變最小。
第三控制塊第三控制塊通過使燈在變化的工作循環(huán)處開和關來調整亮度。在該描述中，“減弱周期”是指包括“開”和“關”兩種狀態(tài)的完整周期。在每個減弱周期的最后，COMP針腳被拉低。在新的減弱周期的開始，COMP信號試圖快速增加，但被箝在(clamp)SSV(軟啟動電壓)針腳的電壓上。在每個減弱周期最后放電的電容器844設定SSV針腳處的電壓的轉換速率，以及COMP針腳的最大正極轉換速率。
在一個實施例中，斜波發(fā)生器860可以產(chǎn)生由小電容器861限制的慢升高電壓(即鋸齒波形)。在一個實施例中，電容器861具有約0.015微法的電容。比較器862可以將該升高電壓與BRIGHT信號相比較，例如由用戶提供的DC電壓，它是和所需亮度成比例的。根據(jù)比較結果，比較器862輸出可變的工作循環(huán)因子信號CHOP。重要的是，CHOP信號可以使輸出驅動器880停止開關，由此通過將OUTA信號拉高并使之停止。為了使LC儲能電容內(nèi)的能量緩慢耗散而不產(chǎn)生高電壓，信號OUTAPB和OUTC繼續(xù)開關。當BRIGHT針腳處的電壓增加時，減弱周期的工作循環(huán)(以及CCFL燈管805的亮度)增加。
減弱周期的頻率由電容器861的值設定，并和由電阻器852(它設定VCO 850的最小工作頻率)設定的電流成比例。將電容器861設定為0.01微法，電阻器852設定為47.5千歐，以及將VSS設定為接地產(chǎn)生了約100赫茲的減弱周期頻率。該頻率應該和電容器861的值相反地改變。
亮度還可以通過用可變電阻器代替電阻器807(以及808)來控制。在這種情況中，BRIGHT針腳應該拉到VDD從而使CCFL811以100％工作循環(huán)運行。注意，該結構可以導致低強度的閃爍，但是其他功能和使用電阻器807的實施例相當。
啟動操作在一個實施例中，SSC信號可以通過可供選擇的電流源產(chǎn)生。具體地，兩個電流源，一個為1微安，另一個為150微安，可以選擇性地連接到故障和控制邏輯870的SSC端以及電容器871的一個接線端。電容器871另一個接線端連接到VSS。在一個實施例中，電容器871具有0.022微法的低電容。
在CCFL805的“冷”啟動操作期間，即緊隨CCFL805處于關的預定時間段后的啟動，故障和控制邏輯870產(chǎn)生活動信號(active signal)FIRST，由此選擇較低值的電流源(即，1微安，在該實施例中)。相反地，在隨后的“熱”啟動期間，即在小于預定時間段的時間內(nèi)的啟動，故障和控制邏輯870產(chǎn)生非活動信號FIRST，由此選擇較高值的電流源(即150微安)。在這種方式中，電容器871在冷啟動期間充電所耗費的時間比熱啟動長。當故障探測電路無法使用時，由SSC針腳產(chǎn)生的斜升(ramp)用來確定時間段。如果沒有該“消隱”間隔，由于誤感(misperceived)故障，在每個減弱循環(huán)期間電容將持久地關閉。該操作在故障電容描述中有更完整的說明。
典型電路設計圖8C示出用于圖8A的系統(tǒng)800的一個電路設計。應注意，類似標號表示類似部件。如圖8C中所示，另外的部件可以包括在系統(tǒng)800中。具體地，另外的部件可以包括，例如電阻器826、pnp晶體管827，以及電容器824、828和829。在一個實施例中，具有1微法電容的電容器824用來調節(jié)芯片內(nèi)的基準電壓(在一個實施例中，3.3伏)。電容器828、負載(pull-up)電阻826和pnp晶體管827形成線性調節(jié)器，它可以從電池802提供VDD電源電壓(在一個實施例中為5伏)。在一個實施例中，電阻器826可以提供2千歐的電阻，電容器828可以提供4.7微法的電容，而pnp晶體管827可以提供0.6伏的基極-發(fā)射極電壓。
電容器828，在該實施例中可以用作旁路電容器，它有效地向驅動器部分880提供用于開關外部金屬氧化物半導體場效應晶體管(mosfet)803、804和816的高峰值的AC電流。在一個實施例中，電容器829可以提供4.7微法的電容。虛線框825表示其中的部件可以制作在一個芯片上。
CCFL電路操作參考圖8A，PMOS晶體管803驅動變壓器814的初級繞組的中點。提供給PMOS晶體管803的柵極的信號是脈寬調制(PWM)信號，它控制進入初級繞組的電流，并進一步控制進入CCFL燈管805內(nèi)的電流。PMOS晶體管803的驅動信號可一路上升到由電池802提供的電壓，并下降到預定電壓(在一個實施例中，預定電壓可以箝于電池電壓之下約7.5伏)。NMOS晶體管804和816可供選擇地將初級繞組的外節(jié)點連接到電壓VSS。這些晶體管由50％工作循環(huán)的方波以提供給PMOS晶體管803的驅動信號的頻率的一半驅動。
可供選擇的實施例圖9示出CCFL系統(tǒng)一部分的另一個實施例。圖8A、8C和9中的相同元件標號相同。圖9B的實施例包括“緩沖”電路，它包括電容器902、電阻器903、二極管904和二極管905。其操作在標題為“用于使瞬變最小化的電路”的部分中描述。圖9的實施例還包括和CE針腳相關的電路，即許多用戶發(fā)現(xiàn)通過打開和關閉開關911可以方便地開關CCFL的電阻器910、開關911和電容器912。應注意，圖9的實施例不包括電容器822，由此明顯地增加了SSV針腳處的升高電壓。
在圖8A的實施例中，電阻器810和811可以用來檢測在CCFL的高電位側的過電壓。圖9的實施例用包括電阻器921、922和923的另一種電壓分配器代替電阻器810和811。這些電阻器通過將OVP針腳處的電位保持在比OVP閾值(3伏)低并且比欠電壓閾值(250毫伏)高的狀態(tài)而可以基本禁止OVP功能。
圖9的實施例還包括包含電阻器925和926以及電容器927的可調電阻分配器。這些部件可以通過在比變壓器的驅動頻率慢得多但卻比人的眼睛所能探測的頻率快的頻率下使CCFL燈管811脈沖開和關來調整CCFL燈管811的亮度(參見圖8A)。例如，如果CCFL805的驅動頻率為50千赫茲，則減弱頻率可以是150-200赫茲。
電源電壓根據(jù)一個實施例，電池802可以提供7-24伏之間的電壓源(通常的筆記本計算機中提供的3個鋰離子電池)。系統(tǒng)800內(nèi)的多數(shù)電路可以以常規(guī)電壓，例如5伏，工作。為此，PNP晶體管827可以用來從電池802提供穩(wěn)定的VDD電壓。特別地，PNP針腳(參見圖8C)驅動PNP晶體管827的基極，而VDD針腳是進入芯片的VDD電源。在一個實施例中，4.7微法的電容器可以繞過VDD電源到達接地。這種結構中，如果外部VDD電源可得，則PNP晶體管827可以是不必要的且PNP針腳可以浮動(float)。
當芯片使能信號(CE)很低(例如，小于0.4伏)，則芯片進入0電流狀態(tài)。在一個實施例中，PNP針腳可以置于高阻抗狀態(tài)，由此將VDD電壓降到0伏?？梢栽趦?nèi)部感應VDD電壓，從而使開關電路不打開，除非VDD電壓比第一預定閾值電壓(例如，4.5伏)大，并且內(nèi)部基準(例如，3.3伏)是準確有效的?；鶞蕢K內(nèi)的電路用來確定基準是否調整(close to regulation)。一旦確定了基準不可調整，則基準電壓可以用來確定VDD是否超過特定的閾值電壓，例如4.5伏。在一個實施例中，一旦達到了預定閾值，開關電路將運行直到VDD電壓小于第二預定閾值電壓(例如，3.5伏)。
輸出驅動器在一個實施例中，OUTAPB和OUTC針腳是標準CMOS驅動器輸出。相反地，在較佳實施例中，OUTA驅動器拉高到電池電壓，例如最大24伏，但內(nèi)部箝于電池電壓的8伏內(nèi)。對于PMOS晶體管803的每個信號過渡，OUTA衰減器(pad)將在短時間內(nèi)(例如，約100納秒)減少/獲得(sink/source)電流(例如約500毫安)。在電流的初始突發(fā)(burst)后，電流按比例回到(scaled back)(例如，減少(sinking)時為1毫安和獲得(sourcing)時為12毫安)。這項技術使邊界過渡快，而整個功率耗散最小。
故障保護根據(jù)本發(fā)明的另一個特點，故障狀態(tài)檢測可以識別所提供的與CCFL燈管805相關的不理想電壓。當遭遇任何一個故障狀態(tài)時，CCFL電路被鎖住。在這一點，給復位或循環(huán)CE針腳通電可以將CCFL電路801恢復到正常操作。
第一故障狀態(tài)檢測識別提供給CCFL燈管805的過電壓。在本實施例的系統(tǒng)800中，電阻器811和810耦合在節(jié)點N6和VSS之間，由此形成電壓驅動器。在該結構中，電阻器811和810之間的節(jié)點N5提供和CCFL805的電壓成比例的OVP信號。節(jié)點N5通過線812連接到故障和控制邏輯870。如果OVP信號(進而CCFL電壓)太高，則由故障和控制邏輯870產(chǎn)生的長活動信號實際上可以關閉CCFL電路801來防止產(chǎn)生潛在的危險狀態(tài)。換句話說，如果節(jié)點N6處的電壓太高(例如，3伏)，則故障和控制邏輯870將關閉芯片，不論當前處于何種工作模式。
第二故障狀態(tài)檢測識別提供給CCFL燈管805的欠電壓。特別地，故障和控制邏輯870還可以檢測在節(jié)點N6有沒有欠電壓。第二故障狀態(tài)檢測可以用來確保到CCFL燈管805的輸入電壓在逐周基礎(cycle-by-cycle basis)上超過預定電壓電平。在一個實施例中，對于冷或熱啟動后的預定時間段，故障和控制邏輯870是半禁止的。可供選擇地，當SSC升高低于3伏時(它通常在啟動或在每個減弱周期的開始處產(chǎn)生)，該保護是禁止的。(注意，在復位通電(或CE使能)后的第一SSC升高可以比隨后的啟動升高慢150倍。)在啟動后，如果在特定數(shù)量的(例如4次)連續(xù)時鐘周期內(nèi)OVP針腳沒有一次通過預定(例如，250毫伏)閾值，則可以識別該故障。在這種方式中，故障和控制邏輯870能夠防止由于單次亂真(spurious)欠電壓造成不必要的關閉。在半禁止時間后，故障和控制邏輯870可以再次完全啟動。
第三故障狀態(tài)檢測可以用來監(jiān)控通過CCFL燈管805的電流。特別地，為了監(jiān)控電流，可以檢測在節(jié)點N4處的電壓。在一個實施例中，節(jié)點N4的觸發(fā)電壓是250毫伏。故障和控制邏輯870從節(jié)點N4接收CSDET信號。因此，故障和控制邏輯870可以在節(jié)點N4查找欠電壓狀態(tài)(燈管欠電流)。同樣，對于每個減弱周期后的特定時間段，該故障檢測可以被禁止(類似于節(jié)點N6的欠電壓檢測)。在一個實施例中，在故障和控制邏輯870產(chǎn)生故障并關閉芯片之前，故障和控制邏輯870必須在節(jié)點N4接收4個連續(xù)的欠電壓操作周期。可供選擇地，在SSC升高低于3伏時，該保護可以被禁止。
注意，在一個實施例中，包含電阻器810和811的電阻分配器(再次參見圖9中的電阻器922和923)可以將OVP針腳驅動到超過250毫伏但低于3伏的電壓，由此有效地禁止和提供到CCFL燈管805的電壓相關的兩個故障狀態(tài)檢測(即，在節(jié)點N6的過和欠電壓狀態(tài))。(注意，在另一個實施例中，電容分配器(未示出)可以用來實施和電壓分配器相同的功能)。重要的是，和通過CCFL燈管805的電流相關的第三故障狀態(tài)通常能探測開電路故障，它能用于某些應用。
圖11示出故障和控制邏輯870的一個簡單的示意圖。如果VDD電源可以調整(within regulation)，電路產(chǎn)生信號VDDOK。如果VDD電源不可調整，則VDDOK是邏輯0信號，由此將邏輯1信號提供給S-R觸發(fā)器和反相器1101的復位接線端R。該邏輯1信號使Qbar輸出端到邏輯1而使反相器1101的輸出到邏輯0。該邏輯0信號作為NORM信號傳播通過隨后的邏輯門。邏輯0的NORM信號使輸出驅動器880(圖8A)無效，由此如果VDD電源是不可調整的，則防止CCFL電路801工作。在突發(fā)模式減弱周期的“關”部分期間，且當芯片被禁止時，如果故障狀態(tài)產(chǎn)生，則NORM為低。如前所述，對于突發(fā)模式亮度控制，CHOP信號(由比較器862產(chǎn)生)停止CCFL電路801的工作。
CLK信號是來自VCO 850的時鐘輸出。CLK信號提供用于外部FET(類似PMOS晶體管803)的門驅動的時間基礎。在CCFL電路801的節(jié)點N5處產(chǎn)生的OVP信號(參見圖8A)被提供給兩個比較器，即用于確定過電壓的比較器1102和用于確定欠電壓的比較器1103。節(jié)點N4處產(chǎn)生的CSDET信號被提供給用于監(jiān)控CCFL電流的比較器1104。如前所述，如果這些狀態(tài)出現(xiàn)預定的次數(shù)，則欠電壓和欠電流狀態(tài)可以觸發(fā)故障。因此，2位計數(shù)器可以耦合到比較器1103和1104的輸出，由此便于連續(xù)欠電壓和欠電流狀態(tài)的計數(shù)。
SSC信號，即在系統(tǒng)800內(nèi)可得的由電容器控制的電壓升高和基準電壓(在這種情況下是3.3伏)被提供給比較器1105。在該結構中，當SSC信號低于3.3伏時，由比較器1105輸出的BLANK信號很低，由此有效地禁止了和2位計數(shù)器相關的兩個故障檢測。因此，SSC信號可以用來在禁止兩個故障探測檢測期間提供時間延遲。注意，在打開電源后的第一減弱周期期間故障和控制邏輯870的輸出信號FIRST很高，由此使SSC針腳獲得(source)比隨后的突發(fā)周期上更少的電流。在每個減弱周期的開始，SSC在0伏起始并線性地升高到VDD電源，但是，通電后的第一升高比隨后的升高慢150倍。
故障和控制邏輯870還接收芯片使能CE信號(在圖8A的線872上)，它產(chǎn)生供電復位條件以及CCFL的打開和關閉。圖8B示出用于產(chǎn)生CE信號的電路的實例。特別地，電池802和電阻器891(例如，具有1兆歐姆的電阻)被用開關893選擇性地耦合到線892。開關893可以通過微處理器或用戶控制的開關(都未示出)開啟。具有齊納二極管特性(例如3伏的名義擊穿電壓)裝置894連接在線892和VSS之間，由此在開關893打開后限制線892上的電壓。使CE信號從低過渡到高，具有和供電復位對故障電路相同的效果。注意，圖11中，CE信號和VDDOK信號分別驅動用來在故障電路中使RS觸發(fā)器復位的兩個輸入NAND門中的一個輸入。當CE為低時，其效果如同VDDOK為低。它使“第一”觸發(fā)器的Qbar復位到“1”，這表示當前減弱周期是在斷開電源后又啟動電源之后的第一減弱周期。它還將“NORM”觸發(fā)器的Qbar復位到“1”，這表示所有的故障都已經(jīng)清除且正常工作可以繼續(xù)。
電弧探測電路通常，當負載的阻抗超過預定水平時，過電壓狀態(tài)產(chǎn)生。特別地，如果阻抗過高，則在CSDET針腳處傳感的電流將下降到其閾值之下，而電路801將關閉。但是，當CCFL燈管805和余下的電路不良接觸時，即當CCFL燈管805的連接器沒有完全插入時，產(chǎn)生了另一個問題。
在這種情況中，由變壓器814產(chǎn)生的電壓如此高以至于它很容易跳過空氣中1毫米的間隙。不幸的是，這種狀態(tài)下CCFL燈管805將仍舊工作，在開的連接器間產(chǎn)生電弧。如果連接器和CCFL燈管805斷開足夠距離(1厘米)，則電弧將不是問題。如果連接器正確連接，則同樣沒有問題。但是，連接器內(nèi)(或在高電壓通路內(nèi)的任何地方)有很小的間隙，則可以產(chǎn)生電弧，由此在CCFL電路801內(nèi)產(chǎn)生有害的高溫。因此，由電弧產(chǎn)生的過電壓狀態(tài)應該盡可能迅速地探測到，且當探測到時，電路應該關閉。
如上所述，可以使用電壓(或電容)分配器探測過電壓狀態(tài)，它連接到變壓器814的次級繞組以及CCFL燈管805。不幸的是，該分配器可以改變CCFL燈管805的AC特性，并因此改變其共振頻率。此外，通過增加部件，分配器使PC板電路設計復雜。
因此，根據(jù)圖12所示的本發(fā)明的一個實施例，可以提供無創(chuàng)傷性電路1200來探測過電壓。在該實施例中，如參考圖8A所描述的，電阻器821、電容器822和誤差放大器823提供用于CCFL805的正常積分和反饋控制(其中，圖8A和12中的相同部件標號相同)。誤差放大器823的輸出是COMP信號。
有利地，電路1200可以產(chǎn)生OVP信號，由此消除了對電阻器810和811(圖8A)的需要。重要的是，電路1200的電阻和電容部件和CCFL燈管805的高電壓端(即節(jié)點N6)隔開。使電阻和電容部件暴露給這么高的電壓會不理想地降低通過該部件的電流和能量，由此降低效率。此外，節(jié)點N6處的高電壓可以影響阻抗，由此使得電壓探測變得困難。
和節(jié)點N6相反，在正常電路工作期間，COMP信號不經(jīng)受高電壓并通常不明顯改變。例如，即使在減弱周期期間，COMP信號的上升和下降是平滑的且沒有相對噪聲。但是，如果產(chǎn)生了電弧，則在電路努力保持規(guī)則時，COMP信號變得不穩(wěn)定。
因此，COMP信號的該不穩(wěn)定表現(xiàn)的探測可以用來關閉電路。在圖12中，COMP信號可以通過電容器1202耦合到二極管1206和1207。二極管1206和1207在pnp晶體管1205的基極抽取電壓，而電阻器1203趨向更低的晶體管1205的基極電壓。如果COMP信號不規(guī)律地移動，則二極管1206和1207的抽取行動可以克服電阻器1203的泄漏效應，且晶體管1205的基極和發(fā)射極的電壓將增加。節(jié)點N15處的電壓可以被提供給CCFL系統(tǒng)中的OVP針腳，由此表示在CCFL電路中是否存在過電壓狀態(tài)。
電路1200的部件以以下的方式工作。通過電容器1202接收COMP信號的快速過渡(例如，類似毫秒)。正極過渡通過晶體管1207到達pnp晶體管1205的基極。當pnp晶體管1205的的基極處的電壓增加時，其發(fā)射極處的電壓也增加(它通過電阻器1208和電壓VDD耦合)。二極管1207阻礙負極過渡，但在該過渡期間，二極管1206從VDD將通過電阻器1208傳導入電容器1202。在下一個正極過渡上，電容器1202充電并準備將電流供應入pnp晶體管1205的基極。在該實施例中，電阻器1203和電容器1204建立用于“快速”過渡時間段的時間常數(shù)。在快速過渡期間，pnp晶體管1205的發(fā)射極處的電壓將最終增加到一點，在該點，它將斷開(trip)芯片的OVP閾值，由此關閉CCFL電路801(圖8A)。
在電弧活動期間探測和關閉電路的另一個方法是使用優(yōu)選的電弧通路。例如，在圖13所示的一個實施例中，PCB軌跡1310可以非常接近(例如，在7-15mils內(nèi))于CCFL燈管805的高電壓連接器1301。這種結構中，如果CCFL燈管805沒有使用連接器1301和1302(1302是到CCFL燈管805的低電壓連接器)適當?shù)胤胖?，則施加在連接器1301上的高電壓將選擇跳過間隙1320到達PCB軌跡1310，由此增加OVP針腳上的電壓。當該電壓增加超過預定的極限(例如，3伏)，則CCFL電路801關閉。
可以通過改變PC板上的間隙1320并通過斷開優(yōu)選電弧節(jié)點1310和連接器1301之間的區(qū)域上的焊接掩膜來實現(xiàn)不同的工作特性。當使節(jié)點1310和連接器1301之間的優(yōu)選電弧間隙1320更小時，產(chǎn)生電弧的電壓也更小，因為當兩個電極之間的距離減少時，電弧通路的這兩個電極之間的電場增加(假定兩個電極之間的電位差恒定)。注意到，因為到連接器1301的間隙1320把空氣作為其電介質，所以將空氣也用作用于優(yōu)選電弧通路的電介質是有利的。
用于使瞬變最小的電路由于變壓器814的漏電感(圖8A)，在NMOS晶體管804和816的漏極處的電壓可以潛在地瞬變瞬變到比理想值(例如，兩倍電池電壓)更高的值。為了限制瞬變瞬變電壓的延伸，CCFL系統(tǒng)可以包括緩沖電路913，如圖9所示。在緩沖電路913中，電容器902、電阻器903和二極管904及905被配置來在其共用的節(jié)點N10保持標稱電壓。在一個實施例中，該標稱電壓約是兩倍電池電壓。但是，如果NMOS晶體管804/816的漏極中的一個瞬變瞬變超過該電壓，則二極管904和905正向偏壓并允許瞬變能給電容器902充電。電阻器903放出額外的瞬變能，由此防止在共用節(jié)點N10的電壓增加超過標稱電壓。該額外的功率耗散是P(dissipated)＝Vbatt2/Resistance(903)例如，假定電阻器903具有3.9千歐的電阻且電池電壓為15伏，則緩沖電路913的功率耗散將是58毫瓦或約總的輸入功率的1％。因此，電阻器903的值可以對特定應用進行優(yōu)化來使耗散功率最小。
注意，瞬變的量是工作頻率的強函數(shù)。因此，用于可以有利地為電阻器852選擇合適的電阻，從而使振蕩器頻率接近變壓器LC網(wǎng)絡的共振頻率。
多個燈管驅動電路當前的LCD監(jiān)視器需要多個CCFL燈管來提供其應用所需的高強度光。不幸地，用單個更大的變壓器簡單地并聯(lián)燈管是不提倡的，因為燈管的負載特性的不同可以造成燈管電流的很大的不匹配，并隨后加快燈管故障?？晒┻x擇地，應用中，單個控制器、單個變壓器可以用于每個CCFL燈管；但是，這種類型的應用的成本將很快變得高得驚人。
圖14示出電路1400，它可以驅動兩個串聯(lián)的CCFL燈管(即CCFL燈管805和1401)，但避免了以上的缺陷。因為CCFL燈管805和1401是串聯(lián)的，它們的電流基本相同。注意到，在實際應用中，寄生電容可以造成燈管電流不相同，由此下沖(underscoring)使寄生通路盡可能接近的需要。
在電路1400中，拓撲基本和用于CCFL系統(tǒng)800(參見圖8A)的相同。例如，PMOS晶體管803和NMOS晶體管804和816的結構和操作和CCFL系統(tǒng)800中的一致。此外，用于確定通過CCFL燈管805的電流的反饋回路和CCFL系統(tǒng)800中的一致。注意到，反饋回路僅需要耦合到CCFL燈管805，因為，如前所述，只要寄生電容通路對兩個燈管大致相等，則CCFL燈管1401中的電流應該和規(guī)則燈管，即CCFL燈管805中的電流一致。電阻器1402可以調整尺寸來基本等于電阻器807和808的電阻之和，由此確保CCFL燈管805和1401的阻抗相等。
圖15中更詳細地示出修改的變壓器1410的幾何結構。在該幾何結構中，位于兩個次級繞組1501和1503之間的連接1504保持在低電壓，例如，地。相反的，從次級繞組1501和1502輸出的電壓可供選擇地是大的正極電壓和大的負極電壓(例如，+600伏和-600伏)。
在一個實施例中，連接1504位于約次級繞組1501和1503之間的中點。只要次級繞組1501和1503的輸出上的負載基本相等，則該結構消除了在初級繞組1502和次級繞組1501及1503之間產(chǎn)生電弧的可能性。此外，次級繞組上的最高電壓產(chǎn)生得彼此盡可能遠，由此還降低了在變壓器內(nèi)的電弧危險。
節(jié)點1504是探測潛在故障狀態(tài)的理想位置，該故障狀態(tài)通過在產(chǎn)生電弧的高電壓通路內(nèi)缺少的燈管或邊緣的連接(marginal connection)產(chǎn)生。對于CCFL負載大致電相等的正常操作，節(jié)點1504處的電壓保持接近地。當在一個次級通路內(nèi)產(chǎn)生故障(諸如CCFL缺少或破壞)，節(jié)點1504處的電壓將大大地偏離接地。通過由合適的電阻分配器1410和調整二極管1411(都在圖14內(nèi)示出)探測節(jié)點1504處的電壓，在對部件的損害產(chǎn)生之前可以探測到潛在的危險故障。調整的電阻分配器電壓可以直接連接到控制IC825的OVP針腳(圖8C)。電阻分配器1410必須調整尺寸以便在正常工作條件下使二極管1411的輸出處的調整電壓小于在控制IC825的OVP節(jié)點處的比較器的預定閾值。此外，電阻分配器1410還必須調整尺寸，從而在故障狀態(tài)期間，二極管1411的輸出處的電壓比控制IC825的OVP針腳處的比較器的預定閾值電壓高。在一個實施例中，預定閾值是3伏。當在OVP針腳處的電壓上升造預定閾值之上時，如前面在故障電路中的討論所述，芯片關閉。
圖16A示出用于驅動從2個燈管延伸到4個CCFL燈管1601、1602、1603和805的相同技術。在該實施例中，一個控制IC用來驅動兩個變壓器1604和1605，其中變壓器1604驅動CCFL燈管1601和1602，而變壓器1605驅動CCFL燈管1603和805。注意到，變壓器1604和1605的次級連接是交叉耦合來使通過串聯(lián)的4個燈管對的電流相等。因為互補的燈管對分享同一變壓器芯，傳遞到一個串聯(lián)燈管對的能量大部分和傳遞到另一個串聯(lián)燈管對的能量相同。如果CCFL彼此相似且兩個變壓器也彼此相似，則通過每個燈管的燈管電流可以基本一致。重要的是，控制電流僅僅通過一個CCFL探測，并因此只有一個控制芯片是必要的。
圖16B示出用于耦合到圖16A的CCFL結構的傳感電路1610。傳感電路1610包括兩個電阻分配器和耦合來形成“或”功能的兩個二極管，由此形成復雜的OVP信號。
圖16C示出另一個實施例，其中兩個初級線圈1629和1630以及4個次級線圈1625、1626、1627和1628可以形成于一個變壓器芯1631上。在該結構中，變壓器具有中間區(qū)域、第一端和第二端。有利地，可以在中間區(qū)域內(nèi)提供低AC電壓(例如，VSS)，可以在第一端提供具有第一相位的第一高AC電壓，在第二端可以提供具有第二相位的第二高AC電壓。注意到，第二繞組的中點位于中間區(qū)域內(nèi)。中點的AC電壓和變壓器的一端處的AC電壓相比自然的低。在一個實施例中，第一相位是正的，而第二相位是負的。第一端可以包括提供第一同相輸出的第一次級繞組和第二次級繞組，但是第二端可以包括提供第二同相輸出的第三次級繞組和第四次級繞組。重要的是，第一同相輸出的相位和第二同相輸出的相位異相。
圖16D示出圖16C所示的示意圖的實例性物理實現(xiàn)。該結構提供了更低的成本和更低的元件數(shù)。注意到，傳感電路，諸如傳感電路1610，可以位于兩個次級繞組的共用點(如同有兩個變壓器的情況)。
圖16E示出另一個實施例，其中兩個拼合的初級線圈1641/1642和1643/1644以及次級線圈1625、1626、1627和1628可以形成于變壓器芯1631上。注意到拼合的初級線圈1641/1642和1643/1644可以提供比單獨的初級線圈更高的初級耦合。圖16F示出圖16E中所示的示意圖的實例性物理實現(xiàn)。該初級上的緊密耦合有利地使瞬變最小化。圖16G示出用于耦合到圖16E的CCFL結構的傳感電路1660。傳感電路1660包括兩個電阻分配器和耦合來形成“或”功能的兩個二極管，由此形成復雜的OVP信號。
圖17分別示出CCFL燈管805和1401的寄生電容通路1701和1702。通常，由于和地平面耦合(通過寄生電容通路1701和1702)，通過CCFL燈管805和1401的電流會損耗。因此，對于在傳感電阻807處的到達6毫安的電流(實例性值)，在CCFL燈管805的另一端的電流(即連接到變壓器1410的端)必須超過6毫安。重要的是，如果寄生電容通路1601和1702不同，則CCFL燈管805和1401內(nèi)的整個燈管電流都將不同。超時(over time)并在這種條件下，CCFL燈管805和1401將變得不同。特別地，由于過電流，其光輸出可以明顯不同或一個燈管甚至驅動到過早破壞。有利地，根據(jù)本發(fā)明的一個實施例，寄生電容電流可以通過以同樣的方式在相同的地平面上放置兩個CCFL燈管805和1401來匹配。
注意，以各種數(shù)字表示的某些部件已經(jīng)表述成具有實例性電阻或電容。但是，本技術領域內(nèi)的熟練的技術人員可以理解，在其他的實施例中，這些部件可以具有其他值來改變性能輸出。因此，本發(fā)明不限于所揭示的實施例的值。
權利要求
1.一種CCFL電路，其特征在于，包括PMOS晶體管；第一和第二NMOS晶體管；以及高匝數(shù)比變壓器，其中所述變壓器包括具有中心抽頭的初級線圈，形成第一和第二初級繞組，以及單個次級線圈，其中PMOS晶體管的漏極連接到所述中心抽頭，而所述PMOS晶體管的源極連接到電池，其中第一NMOS晶體管的漏極連接到第一初級繞組的一端，第二NMOS晶體管的漏極連接到第二初級繞組的一端，且所述第一和第二NMOS晶體管的源極連接到電壓源VSS，其中所述第一初級繞組緊密地和所述第二初級繞組耦合，且其中所述第一和第二初級繞組松弛地和所述次級線圈耦合，由此產(chǎn)生有效漏電感；以及CCFL燈管，其中次級線圈連接在電壓源VSS和CCFL燈管之間。
2.如權利要求1所述的CCFL電路，其特征在于，還包括二極管，它具有連接到電壓源VSS的輸入端和連接到初級線圈的中心抽頭的輸出端。
3.如權利要求1所述的CCFL電路，其特征在于，初級和次級匝數(shù)比約為100。
4.如權利要求1所述的CCFL電路，其特征在于，初級電感在約150微亨到250微亨之間。
5.如權利要求1所述的CCFL電路，其特征在于，還包括緩沖電路，它連接到NMOS晶體管的漏極、PMOS晶體管的元件和第一及第二初級繞組。
6.如權利要求5所述的CCFL電路，其特征在于，所述緩沖電路包括第一和第二二極管、電容器和電阻器，第一二極管的輸入端連接到第一初級繞組的一端，第二二極管的輸入端連接到第二初級繞組的一端，而第一和第二二極管的輸出端連接到節(jié)點，所述電阻器和所述電容器并聯(lián)在所述節(jié)點和所述電池之間。
7.一種用于在CCFL電路中探測過電壓的探測電路，其特征在于，所述探測電路包括接收CCFL電路輸出信號的積分器，所述積分器用于產(chǎn)生DC信號COMP，從而使輸出信號的時間平均電壓基本和基準電壓相等；第一電容器，它具有連接到積分器輸出的第一接線端；第一二極管，它具有連接到第一電容器的第二接線端的輸入端；第二二極管，它具有連接到第一電容器的第二接線端的輸出端；pnp晶體管，它具有連接到第一二極管的輸出端的基極、連接到第二二極管的輸入端的發(fā)射極以及連接到電壓源VSS的集電極；第一電阻器，它連接在第一二極管的輸出端和電壓源VSS之間；第二電容器，它連接在第一二極管的輸出端和電壓源VSS之間；以及第二電阻器，它連接在pnp晶體管的發(fā)射極和電壓源VDD之間；其中pnp晶體管的發(fā)射極提供表示在CCFL電路中是否產(chǎn)生過電壓狀態(tài)的信號。
8.如權利要求7所述的探測電路，其特征在于，所述第二電容器和所述第二電阻器為CCFL電路的輸出信號的觸發(fā)過渡周期建立時間常數(shù)。
9.一種在CCFL電路中探測過電壓狀態(tài)的方法，其特征在于，所述方法包括提供配置來產(chǎn)生表示過電壓狀態(tài)的探測信號的晶體管；使用積分器將所述晶體管和CCFL電路隔開；提供用于在pnp晶體管的基極抽取電壓的第一電路；提供用于在pnp晶體管的基極漏電壓的第二電路，其中如果積分器的輸出信號不規(guī)則地移動，則抽取可以克服泄漏，由此增加了晶體管驅動接線端的電壓以及探測信號。
10.如權利要求9所述的方法，其特征在于還包括為CCFL電路的輸出信號的觸發(fā)過渡周期建立時間常數(shù)。
11.用于在CCFL電路中探測過電壓狀態(tài)的探測電路，其特征在于，所述探測電路包括PCB軌跡，它形成于CCFL電路的高電壓連接器的7-15mils(千分之一英寸)之內(nèi)，所述PCB軌跡提供可供選擇的電弧通路，它可以產(chǎn)生表示是否存在過電壓狀態(tài)的探測信號。
12.用于驅動第一和第二CCFL燈管的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，所述CCFL系統(tǒng)包括PMOS晶體管；第一和第二NMOS晶體管；以及高匝數(shù)比變壓器，其中所述變壓器包括初級線圈，它具有形成第一初級繞組和第二初級繞組的中心抽頭，以及次級線圈，它具有形成第一次級繞組和第二次級繞組的第二中心抽頭，其中PMOS晶體管的漏極連接到所述第一中心抽頭而PMOS晶體管的源極連接到電池，其中第一NMOS晶體管的漏極連接到第一初級繞組的一端，第二NMOS晶體管的漏極連接到第二初級繞組的一端，而第一和第二NMOS晶體管的源極連接到電壓源VSS，其中第一初級繞組緊密地和第二初級繞組耦合，且其中第一和第二初級繞組松弛地和次級線圈耦合，由此產(chǎn)生有效漏電感，以及其中正常工作期間，第二中心抽頭保持在接近電壓源VSS的電壓；第一CCFL燈管可以耦合在第一次級繞組和電壓源VSS之間；以及第二CCFL燈管可以耦合在第二次級繞組和電壓源VSS之間。
13.如權利要求12所述的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，還包括反饋環(huán)路，它用于確定僅通過第一CCFL燈管的電流。
14.如權利要求12所述的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，還包括至少第一電阻器，它連接在第一CCFL燈管和電壓源VSS之間；以及第二電阻器，它連接在第二CCFL燈管和電壓源VSS之間，其中至少第一電阻器和第二電阻器提供基本相同的電阻，由此確保第一和第二CCFL燈管的阻抗基本相同。
15.如權利要求12所述的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，第一和第二次級繞組的一端分別提供大的正極電壓和大的負極電壓。
16.如權利要求15所述的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，第二中心抽頭置于第一和第二次級繞組之間的約一半處。
17.如權利要求15所述的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，如果產(chǎn)生故障，則第二中心抽頭提供和電壓源VSS不同的電壓。
18.如權利要求17所述的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，還包括電阻分配器，它連接到第二中心抽頭；以及二極管，它連接到電阻分配器。
19.用于驅動第一、第二、第三和第四CCFL燈管的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，所述CCFL系統(tǒng)包括PMOS晶體管；第一和第二NMOS晶體管；第一高匝數(shù)比變壓器，其中第一高匝數(shù)比變壓器包括具有中心抽頭的第一初級線圈，形成第一初級繞組和第二初級繞組，和第一次級線圈，它具有第一次級繞組和第二次級繞組；第二高匝數(shù)比變壓器，其中所述第二高匝數(shù)比變壓器包括具有第二中心抽頭的第二初級線圈，形成第三初級繞組和第四初級繞組，和第二次級線圈，它具有第三次級繞組和第四次級繞組，其中PMOS晶體管的漏極連接到第一和第二中心抽頭，而PMOS晶體管的源極連接到電池，其中第一NMOS晶體管的漏極連接到第一初級繞組的一端和第三初級繞組的一端，第二NMOS晶體管的漏極連接到第二初級繞組的一端和第四初級繞組的一端，而第一和第二NMOS晶體管的源極連接到電壓源VSS，其中第一初級繞組緊緊地和第二初級繞組耦合，而第三初級繞組緊緊地和第四初級繞組耦合，并且其中第一和第二初級繞組松弛地和第一次級線圈耦合，而第三和第四初級繞組松弛地和第二次級線圈耦合，由此產(chǎn)生有效漏電感；第一CCFL燈管耦合在第一次級繞組和電壓源VSS之間；第二CCFL燈管耦合在第二次級繞組和電壓源VSS之間；第三CCFL燈管耦合在第三次級繞組和電壓源VSS之間；以及第四CCFL燈管耦合在第四次級繞組和電壓源VSS之間，其中第一和第四次級繞組連接并彼此異相地纏繞，以及第二和第三次級繞組連接并彼此異相地纏繞。
20.如權利要求19所述的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，還包括電流傳感網(wǎng)絡，它和第一、第二、第三和第四CCFL燈管中的一個耦合。
21.如權利要求20所述的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，還包括故障電路，他和第二次級繞組及第三次級繞組耦合。
22.如權利要求21所述的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，所述故障電路包括第一電阻分配器；第二電阻分配器；第一二極管，它和第一電阻分配器耦合；以及第二二極管，它和第二電阻分配器耦合，其中連接第一和第二二極管為故障探測電路提供邏輯“或”功能。
23.一種探測系統(tǒng)的故障狀態(tài)的方法，所述系統(tǒng)包括具有初級線圈和次級線圈的變壓器、第一CCFL燈管和第二CCFL燈管，其特征在于，所述方法包括在次級線圈中建立抽頭，從而形成第一次級繞組和第二次級繞組；將第一CCFL燈管連接到第一次級繞組的一端；將第二CCFL燈管連接到第二次級繞組的一端；以及確定抽頭處的電壓。
24.如權利要求23所述的方法，其特征在于，在抽頭處確定電壓的步驟包括分配和調整電壓。
25.如權利要求24所述的方法，其特征在于，所述分配電壓包括調整電阻分配器的大小，從而使在正常的操作條件下，調整電壓小于第一預定閾值電壓；而在故障狀態(tài)期間，調整電壓高于第二預定閾值電壓。
26.用于驅動第一、第二、第三和第四CCFL燈管的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，所述CCFL系統(tǒng)包括PMOS晶體管；第一和第二NMOS晶體管；高匝數(shù)比變壓器，其中所述高匝數(shù)比變壓器包括具有中心抽頭的初級線圈，它形成第一初級繞組和第二初級繞組；次級線圈，它具有第一次級繞組、第二次級繞組、第三次級繞組和第四次級繞組；其中PMOS晶體管的漏極連接到中心抽頭，而PMOS晶體管的源極連接到電池，其中第一NMOS晶體管的漏極連接到第一初級繞組的一端，第二NMOS晶體管的漏極連接到第二初級繞組的一端，并且第一和第二NMOS晶體管的源極連接到電壓源VSS，其中第一初級繞組緊緊地和第二初級繞組耦合，而其中第一和第二初級繞組松弛地和第一、第二、第三及第四次級線圈耦合，由此產(chǎn)生有效漏電感；第一CCFL燈管耦合在第一次級繞組的一端和電壓源VSS之間；第二CCFL燈管耦合在第二次級繞組的一端和電壓源VSS之間；第三CCFL燈管耦合在第三次級繞組的一端和電壓源VSS之間；以及第四CCFL燈管耦合在第四次級繞組的一端和電壓源VSS之間，其中第一和第二次級繞組的另一端連接并彼此異相地纏繞，而其中第三和第四次級繞組的另一端連接并彼此異相地纏繞。
27.如權利要求26所述的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，還包括電流傳感網(wǎng)絡，它和第一、第二、第三和第四CCFL燈管中的一個耦合。
28.用于驅動第一、第二、第三和第四CCFL燈管的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，所述CCFL系統(tǒng)包括PMOS晶體管；第一和第二NMOS晶體管；高匝數(shù)比變壓器，其中所述高匝數(shù)比變壓器包括初級線圈，它具有形成第一初級繞組和第二初級繞組的第一中心抽頭和形成第三初級繞組和第四初級繞組的第二中心抽頭；次級線圈，它具有第一次級繞組、第二次級繞組、第三次級繞組和第四次級繞組；其中PMOS晶體管的漏極連接到第一和第二中心抽頭，而PMOS晶體管的源極連接到電池，其中第一NMOS晶體管的漏極連接到第一初級繞組的一端和第三初級繞組的一端，第二NMOS晶體管的漏極連接到第二初級繞組的一端和第四初級繞組的一端，而第一和第二NMOS晶體管的源極連接到電壓源VSS，其中第一初級繞組緊緊地和第二初級繞組耦合，第三初級繞組緊緊地和第四初級繞組耦合，第一和第二初級繞組松弛地和第一和第二次級線圈耦合，而第三和第四初級繞組松弛地和第三和第四次級繞組耦合，由此產(chǎn)生有效漏電感；第一CCFL燈管耦合在第一次級繞組的一端和電壓源VSS之間；第二CCFL燈管耦合在第二次級繞組的一端和電壓源VSS之間；第三CCFL燈管耦合在第三次級繞組的一端和電壓源VSS之間；以及第四CCFL燈管耦合在第四次級繞組的一端和電壓源VSS之間，其中第一和第二次級繞組的另一端連接并彼此異相地纏繞，而其中第三和第四次級繞組的另一端連接并彼此異相地纏繞。
29.如權利要求28所述的CCFL系統(tǒng)，其特征在于，還包括電流傳感網(wǎng)絡，它和第一、第二、第三及第四CCFL燈管中的一個耦合。
30.一種實現(xiàn)變壓器的方法，所述變壓器具有中間區(qū)域、第一端和第二端，所述方法，其特征在于，包括在中間區(qū)域提供低AC電壓；在第一端提供具有第一相位的第一高AC電壓；在第二端提供具有第二相位的第二高AC電壓；以及將次級繞組的中點置于近中間區(qū)域處，其中在中點的AC電壓和第一和第二高AC電壓相比必然偏低。
31.如權利要求30所述的方法，其特征在于，所述低AC電壓是VSS。
32.如權利要求30所述的方法，其特征在于，所述第一相位是正的而第二相位是負的。
33.如權利要求30所述的方法，其特征在于，所述第一端包括提供第一同相輸出的第一繞組和第二繞組，所述第二端包括提供第二同相輸出的第三繞組和第四繞組，所述第一同相輸出的相位和第二同相輸出的相位是異相的。
全文摘要
為了有效和成本高效地生產(chǎn)光源，CCFL電路可以包括PMOS晶體管、第一和第二NMOS晶體管和高匝數(shù)比變壓器。該變壓器可以包括具有中心抽頭的初級線圈，由此形成第一和第二初級繞組，以及次級線圈。PMOS晶體管可以連接到用于驅動變壓器的中心抽頭。第一和第二NMOS晶體管可以分別連接到第一和第二初級繞組。重要的是，第一初級繞組緊緊地和第二初級繞組耦合，而第一和第二初級繞組松弛地和次級線圈耦合。
文檔編號H05B41/288GK1498052SQ20031010281
公開日2004年5月19日 申請日期2003年10月8日 優(yōu)先權日2003年10月8日
發(fā)明者R·L·格雷, R L 格雷 申請人:模擬微電子學股份有限公司