專利名稱：電子鎮(zhèn)流器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及到用于高頻操作諸如螢光燈等放電燈的電子鎮(zhèn)流器，特別涉及到那種具有最少數(shù)量有源部件的鎮(zhèn)流器。
大多數(shù)燈鎮(zhèn)流器的逆變器是為了在高度競爭的市場上銷售而大量制造的，因此主要是考慮可靠性和成本。之所以廣泛采用半橋逆變器是因為它具有價格相對低廉并且高效的零件。一種特別有效的電子鎮(zhèn)流器或變換器具有一個負(fù)載電路，它采用一個具有線性線圈往往還有MOSFET開關(guān)(金屬氧化硅場效應(yīng)晶體管)的諧振電感或變壓器。在本文中，線性線圈是指這樣一種線圈，它在所有正常工作條件下都能夠伴隨著磁通等級的明顯增加而明顯地增大磁化電流。然而，因為二極管和逆變器晶體管的開關(guān)動作，電路在不同級的高頻和線電壓周期當(dāng)中的操作僅僅是分段線性的。
為了即要改善線電流功率因數(shù)又將燈電流波頂因素保持在可以接受的限度之內(nèi)，已經(jīng)對電路提出了許多修改建議。例如，已知在低頻輸入功率的各個周期中可以改變逆變器頻率。為改進(jìn)動作鎮(zhèn)流器的性能而提出的大多數(shù)早期建議都包括實質(zhì)的附加電路，但是近年來已經(jīng)出現(xiàn)了許多比較簡單的高頻功率反饋電路，令為逆變器供電的DC母線的整流器二極管在整個低頻周期內(nèi)全都導(dǎo)通。一般來說，這些反饋電路可以將部分或全部負(fù)載電流連接到一個逆變器端子上，或者是通過一個反饋電容將來自逆變器或負(fù)載電路的高頻電壓連接到這些端子當(dāng)中的一個。
然而，按照公知的功率反饋電路，燈鎮(zhèn)流器的設(shè)計者不得不在燈的波頂因素，線電流功率因數(shù)，以及電路成本和復(fù)雜性之間采取不得以的折衷。另一個復(fù)雜因素是，在需要降低燈的亮度時總是希望使燈變暗而節(jié)省功率。
美國專利US5,608,295提供了功率反饋的例子，等于諧振電容C8上的電壓加上加在一個匹配變壓器上的一部分燈電壓的一個電壓通過一個電容2A被送到倍壓電源的一個輸入端。抽頭1T在繞組上的位置使得該電壓的幅值大于輸入線電壓，因此，在每個高頻周期的一部分時間內(nèi)，有一個或另一個整流器二極管會導(dǎo)通。

圖1表示一種全橋整流器的實施例，串聯(lián)跨接在線輸入到電橋上的兩個電容C2A和C2B之間的節(jié)點上有類似的反饋。
這種反饋的缺點在于，如果為了使燈變暗而提高逆變器頻率，或者是因為拆掉了燈(或者是在多個燈的裝置中拆掉一個燈)而造成頻率上升，反饋就會增大，并且使DC母線電壓趨向上升。這樣會增大所有部件上的應(yīng)力，并且會因為要求各部件的額定值比實際需要高而降低了可靠性或增加成本。
本發(fā)明的目的是提供一種用于驅(qū)動可變負(fù)載的低頻到高頻轉(zhuǎn)換器，能避免DC母線在輕負(fù)載時過度升壓。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種供螢光燈鎮(zhèn)流器使用的轉(zhuǎn)換器。
本發(fā)明的再一個目的是提供一種螢光燈鎮(zhèn)流器，在為了暗淡而升高頻率時能夠避免過度升壓。
按照本發(fā)明的高頻功率轉(zhuǎn)換器包括一個DC電源電路，它通過一個輸入網(wǎng)絡(luò)從一個低頻電壓源接收低頻功率。一個大容量存儲電容電路在低頻線電壓的一周期內(nèi)維持來自電源電路的電壓基本上恒定。連接一個從DC電壓接收功率的高頻電壓源。在高頻電壓源和DC電源電路低頻功率一側(cè)的節(jié)點之間連接一個反饋網(wǎng)絡(luò)。該網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成一個反饋路徑的一部分，反饋電路在高頻電源的工作頻率范圍內(nèi)的一或多個頻率上具有感性阻抗。
按照上文所述的功率轉(zhuǎn)換器具有這樣的優(yōu)點，在電壓源的工作范圍內(nèi)比正常工作頻率高的頻率上，反饋路徑中的總阻抗會上升。這一特性在無負(fù)載或輕負(fù)載工作期間能夠降低過高的DC母線電壓。另外，對于電壓源的高頻諧波來說，感性反饋能使反饋電流比容性反饋更接近正弦波。這樣就能減小跨接在低頻電源和整流器上的輸入電容。
按照第一實施例，高頻電壓源被連接到由一個半橋逆變器的輸出提供的負(fù)載電路。負(fù)載電路最好是包括一個諧振電感，并且負(fù)載電路的連接點即反饋網(wǎng)絡(luò)被連接成接收一個與負(fù)載電壓成比例的電壓。
在按照本發(fā)明第一實施例的瑩光燈鎮(zhèn)流器，瑩光燈直接或是通過一個匹配變壓器被連接到負(fù)載連接點上。匹配變壓器可以是具有高輸出電壓的增壓變壓器。有一個諧振電容與燈并聯(lián)連接，并且/或是可以有一個小電容與燈串聯(lián)。使用增壓變壓器能夠操作一個以上的燈，只要每個燈具有自己的串聯(lián)電容，就不需要特別選擇的起動電路。
在本發(fā)明的燈鎮(zhèn)流器中，線電流波形比純粹電容性的反饋較少受到為改善波頂因素的頻率調(diào)制的影響。在燈鎮(zhèn)流器的另一個最佳實施例中，反饋網(wǎng)絡(luò)包括與一個電感和一個電容的并聯(lián)組合相串聯(lián)的一個電容。在這一實施例中，反饋路徑中的感性阻抗位于反饋網(wǎng)絡(luò)中。輸入網(wǎng)絡(luò)最好是一個低通濾波器，它具有連接到DC電源電路的一個AC輸入端上的至少一個電容。DC電源電路是一個橋式整流器，而這一網(wǎng)絡(luò)被連接在一個負(fù)載連接點和兩個二極管中間的AC輸入節(jié)點之間。這一實施例所具有的特別優(yōu)點是可以平衡通過二極管的電流。
按照這一實施例的一種變形，一個類似的反饋網(wǎng)絡(luò)被連接在將低頻輸入串聯(lián)跨接到整流器電路上的兩個電容之間的一個節(jié)點上。
在第二最佳實施例中，輸入網(wǎng)絡(luò)包括串聯(lián)磁耦合的兩個感性元件，一個感性元件的一端被連接到整流器的一個輸入端。反饋網(wǎng)絡(luò)是由連接在負(fù)載電路和感性元件中間的連接點或節(jié)點之間的一個電容構(gòu)成的。在這一實施例中，反饋路徑中的感性阻抗位于輸入網(wǎng)絡(luò)中。按照本實施例的上述具有諧振負(fù)載電路的燈鎮(zhèn)流器還有一個優(yōu)點，那就是能夠降低通過整流器二極管的峰值電流，有更多的能量能夠通過反饋電感直接傳送給負(fù)載，從而改進(jìn)了鎮(zhèn)流器的效率。
在第三實施例中，反饋網(wǎng)絡(luò)被連接在半橋逆變器的輸出和DC電源電路的低頻功率一側(cè)的節(jié)點之間。反饋網(wǎng)絡(luò)可以只包括串聯(lián)的一個電感和一個電容。
在每一個實施例中，反饋網(wǎng)絡(luò)中的電感比EMI網(wǎng)絡(luò)中慣常使用的諧振電感要小得多，但是又足夠大到能使反饋路徑中的等效阻抗在至少一種工作模式下隨著逆變器頻率范圍內(nèi)的至少一部分頻率而上升，所述的工作模式有增壓，燈暗淡，或者是在拆掉燈泡或不工作時操作鎮(zhèn)流器。當(dāng)然，電感的實際值有一部分是按照設(shè)計的負(fù)載功率，逆變器的正常工作頻率，以及低頻電源的電壓來確定的。
以下要參照附圖進(jìn)一步解釋本發(fā)明的電路結(jié)構(gòu)的實施例。在附圖中，圖1是按照本發(fā)明的一種變換器的總體框圖，圖2a-2d是圖1的變換器中使用的輸入網(wǎng)絡(luò)的示意圖，圖3是本發(fā)明的燈鎮(zhèn)流器的第一實施例的一個示意圖，在一個整流器輸入節(jié)點上的反饋連接中具有一個合成阻抗，圖4是本發(fā)明的燈鎮(zhèn)流器的第二實施例的一個示意圖，在包括低頻輸入和整流器輸入節(jié)點之間的一個電感的反饋路徑中具有合成阻抗，圖5是圖3所示鎮(zhèn)流器的一種變形的示意圖，圖6是本發(fā)明的燈鎮(zhèn)流器的第三實施例的一個示意圖，在包括逆變器輸出和整流器輸入節(jié)點之間的一個電感的反饋路徑中具有合成阻抗，圖7是例舉的功率反饋路徑阻抗的一個Bode圖，圖8是圖3所示電路當(dāng)輸入電壓處在低頻正半波中時的一個等效電路，圖9是圖8所示電路的電流和電壓波形圖，圖10a-10f是在一個高頻周期的連續(xù)間隔中對應(yīng)著圖8的簡化電路，以及圖11是圖4所示實施例的電流波形圖，用來表示通過輸入/反饋電感的電流。
按照本發(fā)明，圖1的總體電路包括用于低頻電源的連接點2，它們通過一個輸入網(wǎng)絡(luò)4連接到一個整流器5上。輸入網(wǎng)絡(luò)4最好能布置成一個低通濾波器，還可以包括設(shè)在低通濾波器輸入端的一個電磁干擾(EMI)濾波器。整流器的DC輸出被連接到一個DC存儲電容Cd，還用來向一個高頻電壓源6供電。功率反饋網(wǎng)絡(luò)8被連接在高頻電壓源和輸入網(wǎng)絡(luò)4之間，反饋網(wǎng)絡(luò)8和輸入網(wǎng)絡(luò)4共同構(gòu)成一個功率反饋路徑，它在電壓源6工作頻率內(nèi)的至少一個頻率上是感性的。
在美國專利US5,764,496的圖15中表示了在瑩光燈鎮(zhèn)流器中從串聯(lián)LC電路到整流器的AC一側(cè)的功率反饋，但是該專利中提供的電路在功能上與本文所述的完全不同，并且性能比較差。一個重要區(qū)別在于這一專利強(qiáng)調(diào)僅僅使用很小的DC母線電容，因此輸入線電流更接近正弦波，配合著一個復(fù)雜的谷底填補電路將最小DC母線電壓維持在一個中間值。其結(jié)果使整流器輸出在線電壓尖峰之間急劇下沉，因此，燈的波頂因素就會很高。兩個電路的工作原理截然不同。在’496專利中，谷底填補方案主要提供功率因數(shù)校正功能，而功率反饋主要提供DC增壓。按照本文所述的感性反饋，由功率反饋提供功率因數(shù)校正的功能。
按照本發(fā)明，輸入網(wǎng)絡(luò)可以有許多種不同形式，例如圖2a-2d中任何一款所示，并且通常也包含連接到點2上的一個EMI(電磁干擾)濾波器網(wǎng)絡(luò)(未示出)。EMI濾波器具有低并聯(lián)阻抗，用來轉(zhuǎn)換除了會造成點2之間短路之外通常不會影響功率反饋路徑的高頻。如果采用圖2d的輸入網(wǎng)絡(luò)，濾波器電感就會使EMI濾波器電容與點2隔離。這些輸入網(wǎng)絡(luò)共同的一個重要特征在于輸入(并聯(lián))電容C4，C4b，C4c和C4d比EMI濾波器慣常使用的電容要小，這樣，在電容上就會出現(xiàn)逆變器工作頻率上的明顯電壓，并且在每一個高頻周期的一部分中對能量傳遞起作用。串聯(lián)電感L是L4，L1b/L2b及L3c的電感是這樣選擇的，讓它們在每一個高頻周期的一部分中也對能量傳遞起作用。它們的電感通常小于大約200μh，這個值遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于通常至少有2mh以上的EMI濾波器電感。圖3表示圖1所示電路的第一實際實施例。
二極管D3-D6構(gòu)成一個常用形式的全波橋式整流器，其輸出是正、負(fù)母線B+和B-之間的一個DC電壓。連接在這些母線之間的一個大容量存儲電容Cd在低頻電源的整個周期內(nèi)保持這一電壓基本上恒定。高頻電壓源包括由串聯(lián)連接的晶體管Q1和Q2構(gòu)成的一個半橋逆變器?？梢杂萌魏喂问降目刂齐娐方惶媲袚Q這些晶體管導(dǎo)通和關(guān)斷，并且可以按照一個控制的頻率自身振蕩或切換。
負(fù)載電路是普通的結(jié)構(gòu)，并且包括一個DC阻塞電容Cd，其一端連接到逆變器的輸出節(jié)點N-O，其電容足夠大，對電路諧振頻率沒有明顯的影響。一個諧振電感Lr3被連接在電容Cd和負(fù)載連接點N-L之間，N-L是匹配變壓器T3的原邊繞組的一端，變壓器的另一端連接到負(fù)DC母線B-。諧振電容Cr3和瑩光燈FL被并聯(lián)跨接在變壓器副邊繞組上，從而使諧振電感Lr3和諧振電容Cr3有效地串聯(lián)連接。按照常規(guī)的實踐，變壓器T3為燈的工作電壓提供一種最佳匹配，并且在燈端子和低頻電源之間隔離。
按照本發(fā)明的一部分感性反饋網(wǎng)絡(luò)是由與并聯(lián)的電感L31和電容C32相串聯(lián)的反饋電容C31構(gòu)成的。反饋網(wǎng)絡(luò)被連接在負(fù)載連接點N-L與二極管D3和D5間的整流器AC-側(cè)的一個節(jié)點N1之間。由一個串聯(lián)電感L33和一個旁路電容C34構(gòu)成的輸入網(wǎng)絡(luò)在節(jié)點N1與二極管D4和D6間的連接點之間將低頻AC輸入跨接到整流器上，在高頻周期的一定部位期間構(gòu)成一部分反饋路徑。如下文所述，只要在稍微增加燈波頂因素的同時提高逆變器頻率或者是比電容反饋增加線電流諧波就能使燈變暗。
圖4的實施例比圖3具有更少的零件。在測試電路中沒有表示匹配變壓器T3，但是實際的民用鎮(zhèn)流器按照安全規(guī)則可能會需要，除非燈和鎮(zhèn)流器是整體的。除了反饋和輸入網(wǎng)絡(luò)之外，其他各部分具有類似的功能并具有類似的元件值。反饋是通過節(jié)點N42上的一個反饋電容C41，該節(jié)點是一個共同鐵芯上的兩個緊密耦合的電感線圈L41和L42之間的抽頭。例如，L41和L42各自具有獨立的10μh磁化電感，而漏感則小于0.5μh。電感L41和L42的合成電感大約是40μh。電容C44在高頻周期的一部分期間形成一部分反饋路徑。本實施例采用的電感L41/L42比電感L31小，可以通過電感向燈負(fù)載更直接地傳遞能量。如果將一個EMI濾波器連接在點2之間，EMI電感就應(yīng)該處在輸入網(wǎng)絡(luò)和EMI旁路電容之間。二極管尖峰電流比圖的電路要小。
圖5的電路與圖3相似，區(qū)別是刪除了匹配變壓器，并且連接到輸入網(wǎng)絡(luò)的反饋網(wǎng)絡(luò)有所不同。反饋是在串聯(lián)在節(jié)點N1和整流器的另一個低頻輸入之間的電容C55和C56之間的一個節(jié)點N52上。本實施例的負(fù)載電路電流能更加平衡，并且能改善燈電流波頂因素。
在圖6的實施例中，功率反饋直接來自逆變器。與圖3的電路相比，從逆變器反饋的缺點是通過開關(guān)晶體管的電流增大，因而效率會降低。然而，燈電流波頂因素比較好，圖6的電路在拆掉燈時能進(jìn)一步減少過壓。
在圖3和5的電路中簡化了對反饋網(wǎng)絡(luò)本身的設(shè)計和要求。圖7表示由L31，C31和C32構(gòu)成的網(wǎng)絡(luò)的阻抗變化。從圖中可見，串聯(lián)諧振點剛好位于正常工作頻率例如是60kHz以上，而反饋最小時的并聯(lián)諧振比該頻率高兩倍。
如果電路在正常滿負(fù)載條件下工作在60kHz附近，反饋網(wǎng)絡(luò)的等效阻抗Z是電容性的。然而，如果開關(guān)頻率上升到120kHz左右，反饋網(wǎng)絡(luò)的等效阻抗就是電感性的并且很高。因此，功率反饋作用會減弱，輸入功率減少，而電路能量能比較好地平衡。這表明這種反饋結(jié)構(gòu)有兩個主要貢獻(xiàn)提高為功率因數(shù)校正對輸入線電流波形整形的自由度，并且在諸如預(yù)熱(在尚未起弧時)或使燈變暗等輕負(fù)載狀態(tài)下通過提高逆變器頻率來降低DC母線電壓。在燈FL的電弧尚未起弧的預(yù)熱過程中，或者是如果燈已經(jīng)燒毀或者是從連接點上被拆掉了，如果逆變器不是自身振蕩的，控制電路往往就會使逆變器頻率上升。如果逆變器是自身振蕩的，逆變器頻率電路就按照設(shè)計在燈預(yù)熱或拆除時提高頻率。由于反饋是電感性的，在低頻線電壓峰值以上的DC母線電壓僅僅會稍有升壓。
如果研究圖3的等效電路，對該電路工作原理的分析很簡單。除了通過整流器電路的路徑不同之外，在低頻功率正、負(fù)半周期內(nèi)的操作是對稱的。當(dāng)?shù)皖l電壓接近其峰值時，四個二極管當(dāng)中僅有兩個會導(dǎo)通。圖8表示這種狀態(tài)下的等效電路，有助于模擬實際電路的性能。由于低頻輸入功率和高頻開關(guān)頻率之間有很寬的頻率差別，跨接在連接點2上的輸入電壓在一個高頻周期中實際上沒有變化。
圖9的電壓和電流波形能反映圖8所示電路的操作，輸入線電壓大約是其峰值的90％，而測試電路具有以下的元件值Cb1μfCd68μfCr1.6nfC31 18nfC32 15nfFL500ΩLr3 0.6mhL31 68μh開關(guān)頻率 60kHz晶體管Q2上的電壓vN-O表示受控開關(guān)頻率的作用。其峰值等于加在大容量電容上的電壓，大約是490伏。下面的5條曲線是通過諧振電感Lr3的電流i(Lr3)，通過反饋電容C31的電流i(C31)，提供給負(fù)載和諧振電容Cr3組合的i(T1)，從輸入網(wǎng)絡(luò)到節(jié)點N1的i(in)，和流經(jīng)一個二極管的i(D3)。
接下來的電流曲線i(D6)在低頻周期的這一部分中與i(in)相同。最后四條曲線是電壓節(jié)點N1上(相對于B-母線)的電壓v4；二極管D6上的電壓v6；節(jié)點N-L上的電壓vT1；以及反饋網(wǎng)絡(luò)上的電壓vZ。
這些曲線表明，在這一輸入電壓電平上，一個高頻周期期間的操作可以劃分成六個間隔，從晶體管Q2在t0導(dǎo)通開始，分別結(jié)束于i(D3)下降到零且D3關(guān)斷時的t1；D6開始導(dǎo)通時的t2；晶體管Q2關(guān)斷時的t3；i(D6)下降到零且D6關(guān)斷時的t4；二極管D3開始導(dǎo)通時的t5；以及Q2再次導(dǎo)通時的t6。在每一個間隔中，由于二極管或晶體管的導(dǎo)通或關(guān)斷，從圖10a-10f中可以看出不同的電流路徑。
在t0之前，二極管D3是導(dǎo)通的，但是i(in)為零，并且二極管D6被深度反向偏置。晶體管Q1導(dǎo)通，而Q2關(guān)斷。諧振電感電流i(Lr3)朝著其負(fù)向最大值增長。
在時間t0，切換晶體管的狀態(tài)，Q2導(dǎo)通而Q1關(guān)斷。這樣，(負(fù))電流i(Lr3)就流經(jīng)晶體管Q2的體二極管并開始下降。諧振電感的能量通過圖10a中所示的環(huán)I-a傳遞到負(fù)載，而反饋網(wǎng)絡(luò)中儲存的能量通過環(huán)II-a傳遞到大容量電容Cd。電流i(C31)幾乎是線性下降。在間隔1中，加在虛擬負(fù)載和諧振電容Cr3上的電壓vT1達(dá)到其最大值大約是300伏，而反饋網(wǎng)絡(luò)上的電壓vZ達(dá)到一個低值大約是200伏。在這一段時間內(nèi)，Q2的柵極電壓導(dǎo)通，但是電流在環(huán)I-a和II-a所示的方向上連續(xù)流經(jīng)其體二極管。二極管D6維持深度反向偏置，因而從這個圖中被刪掉了。當(dāng)i(C31)達(dá)到零時，在時間t1結(jié)束間隔1。
在開始間隔2的時間t1，二極管D3阻止電流反向通過C31。在這一間隔中，i(Lr3)(負(fù))的絕對值等于i(T1)(正)，各自都朝著零下降。電容Cr和負(fù)載上的電壓vT1降低，結(jié)果使反向電壓快速下降到零。在間隔1期間開始的從諧振電感到負(fù)載和諧振電容的能量傳遞在這一間隔內(nèi)是通過環(huán)I-b完成的。反饋網(wǎng)絡(luò)電流i(C31)維持在零，由于L31和C32中的循環(huán)儲備(tank)電流，vZ僅僅是稍有增加(如圖9所示，對選擇的元件值大約是230伏)。這一間隔結(jié)束于時間t2，此時，i(T1)和i(Lr3)達(dá)到零，而二極管D6開始導(dǎo)通。
在時間t2，電流i(in)，i(D6)和i(T1)有一個突然的小增加。如圖10(C)所示，來自輸入網(wǎng)絡(luò)的電流i(in)通過環(huán)II-c直接對反饋網(wǎng)絡(luò)和諧振儲備充電。在這一間隔中，i(in)和i(C31)達(dá)到其大約2mp的最大值。通過環(huán)I-c的電流i(Lr3)通過諧振電感變成正并且開始增加。其作用是負(fù)載和儲備各自通過輔料網(wǎng)絡(luò)從線路上吸收能量。在切換晶體管的時間t3結(jié)束這一間隔。這一切換的瞬時將最大正電流i(Lr3)的值限定在大約2.5amp。
來自輸入網(wǎng)絡(luò)的電流i(in)從時間t3開始變成流經(jīng)反饋網(wǎng)絡(luò)的電流i(C31)；它的值幾乎成線性地朝著零下降，而反饋網(wǎng)絡(luò)上的電壓vZ上升到其最大值大約670伏然后稍稍下降。這樣會使反饋網(wǎng)絡(luò)的阻抗復(fù)雜化。在C32上的電壓隨著電流i(C31)接近零而變成接近零的同時，在L31和C32構(gòu)成的儲備電路上的電壓連續(xù)下降。電流i(Lr3)從其最大值下降。在間隔t4中，如圖10(d)所示，流經(jīng)輸入網(wǎng)絡(luò)的能量通過環(huán)II-d，并且從諧振電感通過環(huán)I-d經(jīng)由晶體管Q1的體二極管對大容量電容Cd充電。電流i(C31)和i(D6)在時間t4達(dá)到零，反向電壓v6開始上升。
和間隔2一樣，間隔5很短。諧振電感電流i(Lr3)和負(fù)電流i(T1)相等并相反，連續(xù)地朝著零下降，并且剛好在t5之前反向。從諧振電感Lr3到存儲電容Cd的能量傳遞通過環(huán)I-e連續(xù)，并且在諧振電感電流i(Lr3)反向時反向。沒有電流流過反饋網(wǎng)絡(luò)，vZ會由于其循環(huán)儲備電流而稍稍下降到大約640伏。由于流經(jīng)電感L33的電流，C34上的電壓和二極管D6上的電壓快速上升到其最大值。當(dāng)v4達(dá)到大容量存儲電容Cd上的電壓值時，就到了時間t5，二極管D3開始導(dǎo)通。
在間隔6中，電容C31通過二極管D3放電，同時電流i(T1)等于流到(充電)或來自(放電)大容量存儲電容Cd的電流。在這一間隔中的一部分，存儲在反饋網(wǎng)絡(luò)Z中的能量通過路徑I-f傳遞給存儲電容Cd。同時，隨著電流i(Lr3)在負(fù)方向上增加到其最大值，來自電容Cd的能量通過路徑II-f經(jīng)由晶體管Q1進(jìn)入電感Lr3。結(jié)果，電容Cd在這一間隔中就是凈放電，同時由Lr3，Cr3和反饋網(wǎng)絡(luò)Z構(gòu)成的等效的諧振子電路來驅(qū)動負(fù)載。
正如本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員所知，負(fù)半周期的線電壓是對稱的，并且工作在等量間隔內(nèi)的電流和能量傳遞具有相同的量值和對應(yīng)的圖形。然而，電流值上微小的差別會影響許多電流變化的精確定時，但不會脫離本發(fā)明的基本原理。在輸入低頻電壓周期中的不同時間(與其峰值相比的不同瞬時輸入電壓)，各間隔的持續(xù)時間可能會改變，間隔的數(shù)量甚至也會改變。但是工作原理仍然保持不變。
總而言之，按照本發(fā)明的功率轉(zhuǎn)換器，在一個高頻周期之上的輸入電流i(in)是間斷但無方向的。其在一個高頻周期之上的平均值非常接近與低頻輸入電壓的瞬時值成正比，因此，在經(jīng)過典型的EMI濾波之后，線電流具有很高的功率因數(shù)和低諧波。
圖11表示另一最佳實施例的反饋網(wǎng)絡(luò)和輸入網(wǎng)絡(luò)中的電流。圖4所示的這一實施例在測試時用節(jié)點N-L和負(fù)母線之間的一個增壓變壓器為電容Cr4和一個并聯(lián)C.C.負(fù)載供電。電路的元件值如下Cb1μfCd68μf
Cr1.6nfC4122nfLr40.6mhL4110μh(磁化電感)L4210μh(在考慮到與L41分離時)L41/L42漏感 大約0.5μhFL500Ω(負(fù)載電阻)輸入電容C44的電容量沒有限制，但是最好足夠小，讓其上能夠出現(xiàn)一些高頻電壓。從電感到電容C41的反饋網(wǎng)絡(luò)電流i(C41)是正的。從連接點2和電容C44進(jìn)入L42的電流i(L41)是正的?？梢钥吹皆谝粋€時間間隔中的輸入電流i(L42)是零，而流入整流器的電流i(L41)達(dá)到其最大值。類似地，在大約相等的時間周期內(nèi)，整流器電流(對正的低頻線電壓是二極管D3)為零，而輸入電流達(dá)到其最大值并且全都流經(jīng)反饋網(wǎng)絡(luò)。
與圖9和11相比可以看出，流過二極管D3的電流在圖3的實施例中小于一半時間，而在圖4的實施例中則有大約3/4的時間。這樣，在反饋要接入輸入電感時就能明顯地降低峰值二極管電流并減少二極管發(fā)熱。
與圖8(或3)采用的元件值相比，可以看出，網(wǎng)絡(luò)電感有了明顯的減少，電容也變少了。圖3具有68μh反饋電感和一個獨立的輸入電感L33，圖4僅僅需要一個電感，有效的中間抽頭的40μh線圈具有高磁導(dǎo)率的環(huán)形鐵芯，能減少泄漏。
按照本發(fā)明原理工作的上述電路顯然可以有許多變更。例如，反饋的高頻電壓源不一定要象圖3-6那樣，還可以有不同配置的負(fù)載電路，在一個高頻周期期間產(chǎn)生不同的導(dǎo)通間隔圖形。逆變器可以采用任何公知的頻率控制電路自身振蕩，或者由固定的頻率源來驅(qū)動，或者是響應(yīng)某種指定的工作狀態(tài)或者是電路工作參數(shù)來控制。整流器電路可以是一個倍壓器。二極管D3-D6采用了快速恢復(fù)二極管，但是，如果在每個DC母線中設(shè)有快速恢復(fù)二極管，在此處也可以采用普通二極管。
權(quán)利要求
1.用于操作諸如放電燈等負(fù)載的一種低頻到高頻功率轉(zhuǎn)換器包括用于連接低頻電壓源的兩個電源連接點(2)，在兩點之間維持低頻電壓，具有兩個二極管(D3，D5)和四個端子的一個DC電源電路(5)，兩個上述端子作為AC-側(cè)端子，另兩個端子作為DC-側(cè)端子，一個上述二極管(D3，D5)被連接在一個AC-側(cè)端子和一個DC-側(cè)端子之間，串聯(lián)連接在至少一個上述電源連接點和第一個上述AC-側(cè)端子之間的一個輸入網(wǎng)絡(luò)(4)，一個高頻電壓源(6)，連接成用來從上述DC-側(cè)端子接收功率，以及連接到上述DC-側(cè)端子上的大容量存儲電容(Cd)，在低頻線電壓的一周期內(nèi)維持上述DC電壓基本上恒定，其特征在于上述轉(zhuǎn)換器還包括連接在上述高頻電壓源和DC電源電路的AC-側(cè)的節(jié)點(N1)之間連接的一個反饋網(wǎng)絡(luò)(8)，該網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成一個反饋路徑的一部分，反饋電路在高頻電壓源的工作頻率范圍內(nèi)的一或多個頻率上具有感性阻抗。
2.按照權(quán)利要求1的功率轉(zhuǎn)換器，其特征是上述反饋網(wǎng)絡(luò)包括與一個電感(L31，L51)串聯(lián)的第一電容(C31，C51)，以及和上述電感并聯(lián)的第二電容(C32，C52)。
3.按照權(quán)利要求1的功率轉(zhuǎn)換器，其特征是上述輸入網(wǎng)絡(luò)(4)包括一個低通濾波器，它具有連接到至少一個上述AC-側(cè)端子上的一個電容(C4，C4b，C4c，C4d，C34，C4，C54，C64)。
4.按照權(quán)利要求1的功率轉(zhuǎn)換器，其特征是上述反饋網(wǎng)絡(luò)(8)包括一個反饋電感(L31，L51，L61)，其電感值小于大約200μh，且連接在上述高頻電壓源和上述輸入網(wǎng)絡(luò)(4)之間。
5.按照權(quán)利要求4的功率轉(zhuǎn)換器，其特征是上述輸入網(wǎng)絡(luò)(4)包括一個低通濾波器，它具有連接到至少一個上述AC-側(cè)端子上的一個旁路電容(C34，C54，C64)，高頻電壓源包括一個諧振負(fù)載電路(Lr3，Cr3，Lr5，Cr5，Lr6，Cr6)，以及上述反饋網(wǎng)絡(luò)(8)和上述輸入網(wǎng)絡(luò)的值是這樣選擇的，在高頻周期的一個間隔內(nèi)沒有能量從輸入網(wǎng)絡(luò)傳遞到反饋網(wǎng)絡(luò)，高頻電壓源或大容量存儲電容(Cd)；而在上述高頻周期的另一個間隔內(nèi)，從輸入網(wǎng)絡(luò)直接向反饋網(wǎng)絡(luò)和諧振負(fù)載電路傳遞能量。
6.按照權(quán)利要求1的功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于上述高頻電壓源(6)包括一個半橋逆變器，連接成用來從上述DC端子接收DC電壓，上述逆變器包括串聯(lián)連接的兩個開關(guān)(Q1，Q2)，并且在上述開關(guān)之間有一個用于提供高頻電壓的輸出節(jié)點(N-O)，以及承載第一高頻電流的負(fù)載電路，并且其一端連接到上述輸出節(jié)點，上述反饋電路(8)與上述輸出節(jié)點相連。
7.按照權(quán)利要求6的功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于上述反饋電路包括串聯(lián)的一個電感(L61)和一個電容(C61)。
8.按照權(quán)利要求1的功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于上述輸入網(wǎng)絡(luò)(4)包括串聯(lián)連接在一個上述電源連接點(2)和上述一個上述AC-側(cè)端子(N-O)之間的第一和第二電感(L41，L42)，上述第一和第二電感之間的耦合具有可以忽略的漏感，并且上述節(jié)點(N42)被連接在上述第一和第二電感之間。
9.按照權(quán)利要求8的功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于上述第一和第二電感的合成電感值小于大約200μh。
10.按照權(quán)利要求8的功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于上述反饋網(wǎng)絡(luò)是由一個電容(C41)和具有相同電感值的上述第一和第二電感構(gòu)成的。
11.按照權(quán)利要求8的功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于上述反饋網(wǎng)絡(luò)(8)和上述輸入網(wǎng)絡(luò)(4)的值是這樣選擇的，在高頻周期的一個間隔內(nèi)沒有電流流經(jīng)上述第一電感(L41)，而在上述高頻周期的另一個間隔內(nèi)沒有電流流經(jīng)上述第二電感(L42)。
12.按照權(quán)利要求6的功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于上述負(fù)載電路包括連接在上述輸出節(jié)點和上述負(fù)載連接點之間的一個諧振電感(Lr3，Lr4，Lr5)。
13.按照權(quán)利要求12的功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于上述負(fù)載是一個熒光燈(FL)，而負(fù)載電路進(jìn)一步包括與上述燈并聯(lián)的一個諧振電容(Cr3，Cr4，Cr5)。
14.按照權(quán)利要求13的功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于上述熒光燈(FL)通過一個匹配變壓器(T3)連接到上述負(fù)載連接點(N-L)上。
15.按照權(quán)利要求12的功率轉(zhuǎn)換器，其特征在于上述負(fù)載是一個熒光燈(FL)，上述負(fù)載電路進(jìn)一步包括一個諧振電容(Cr3，Cr5)，并且上述反饋網(wǎng)絡(luò)包括一個電感(L31，L51)，與上述電感串聯(lián)的第一電容(C31，C51)，以及與上述電感并聯(lián)的第二電容(C32，C52)。
16.按照權(quán)利要求15的功率轉(zhuǎn)換器，其特征是上述輸入網(wǎng)絡(luò)(4)包括一個低通濾波器，它具有連接到上述一個上述AC-側(cè)端子(N1)上的一個旁路電容(C34，C54)，并且上述旁路電容的電容值和上述反饋網(wǎng)絡(luò)(8)的元件值是這樣選擇的，在一部分高頻周期內(nèi)用旁路電容作為能量傳遞來源，所述部分小于一個高頻周期的一半。
全文摘要
一種低頻到高頻功率轉(zhuǎn)換器具有從高頻電壓源到用于高頻電壓源的DC電源電路的低頻輸入端的功率反饋網(wǎng)絡(luò)。該網(wǎng)絡(luò)在高頻電壓源工作范圍內(nèi)的一或多個旁路上構(gòu)成具有電感性阻抗的一個反饋路徑的一部分。在熒光燈鎮(zhèn)流器的實施例中,反饋是由一個負(fù)載連接點通過具有至少一個電感和一個串聯(lián)電容的路徑形成的。DC電源電路輸入端的一個低通濾波器可以有一個跨接整流器輸入的旁路電容。反饋網(wǎng)絡(luò)還可以包括與電感和電容的并聯(lián)組合相串聯(lián)的一個電容。在另一個實施例中,反饋電感是連接到整流器輸入的一個抽頭電感,其兩個電感部分具有相互排斥的零電流周期。
文檔編號H05B41/28GK1381157SQ01800935
公開日2002年11月20日 申請日期2001年2月7日 優(yōu)先權(quán)日2000年2月29日
發(fā)明者張勁 申請人:皇家菲利浦電子有限公司