一種二態(tài)維特比檢測系統(tǒng)及方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明屬于序列檢測技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種二態(tài)維特比檢測系統(tǒng)及方法。
【背景技術(shù)】
[0002]通信系統(tǒng)的解調(diào)技術(shù)通常分為相干解調(diào)和非相干解調(diào)。相干解調(diào)通常需要接收機(jī)首先恢復(fù)載波頻率和載波相位，然后利用信道估計(jì)技術(shù)以及均衡技術(shù)對接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)、恢復(fù)和判決。但接收機(jī)要想獲得同頻同相，通常是有一定困難的。非相干解調(diào)技術(shù)不需要接收機(jī)達(dá)到同頻同相，相對容易實(shí)現(xiàn)一些，但非相干解調(diào)技術(shù)的解調(diào)性能通常要比相干解調(diào)技術(shù)的解調(diào)性能差。
[0003]目前，連續(xù)相位調(diào)制(Continuous Phase Modulat1n，CPM)技術(shù)，如高斯頻移鍵控調(diào)制(Gauss frequency Shift Keying, GFSK)技術(shù)擁有良好的頻譜效率，已經(jīng)應(yīng)用到了許多系統(tǒng)中，譬如藍(lán)牙(Bluetooth, BT)和全球移動(dòng)通信系統(tǒng)(Global system for mobilecommunicat1ns,GSM) ;GFSK系統(tǒng)可以采用相干解調(diào)，也可以采用非相干解調(diào)。但由于相干解調(diào)需要對載波頻率和相位擁有良好的跟蹤性能，在實(shí)際系統(tǒng)中往往十分困難。因此，非相干解調(diào)技術(shù)應(yīng)用較為普遍。
[0004]非相干解調(diào)技術(shù)中很重要的一類解調(diào)技術(shù)是差分解調(diào)技術(shù)，也稱為差分檢測(Differential Detect1n, DD)技術(shù)。差分檢測技術(shù)通常面向差分調(diào)制通信系統(tǒng)；也就是說，差分調(diào)制通信系統(tǒng)首先在發(fā)射端利用差分調(diào)制技術(shù)調(diào)制信源數(shù)據(jù)，然后在接收端利用差分檢測技術(shù)解調(diào)接收到的信號(hào)。GFSK調(diào)制系統(tǒng)就是一類差分調(diào)制系統(tǒng)。差分檢測技術(shù)通常包含三類；第一類屬于直接判決技術(shù)，即直接對接收信號(hào)進(jìn)行判決；第二類屬于均衡技術(shù)，通常利用判決反饋均衡器，先盡可能地抑制干擾信號(hào)，再對均衡信號(hào)進(jìn)行判決；第三類差分檢測技術(shù)通常利用著名的維特比(Viterbi)檢測原理，利用最大似然原則通過對多個(gè)接收符號(hào)進(jìn)行聯(lián)合判決，進(jìn)一步提高檢測性能，維特比技術(shù)通?？梢垣@得較好的檢測性能，但其復(fù)雜度也較高。
[0005]現(xiàn)有技術(shù)中，針對GFSK調(diào)制系統(tǒng)，人們?yōu)榱双@得維特比方案的優(yōu)良性能，而同時(shí)又不希望付出較高的復(fù)雜度代價(jià)，因而積極地尋求一些次優(yōu)方案，在性能損失不大的前提下，較大地降低復(fù)雜度，如人們利用Laurent分解技術(shù)將CPM信號(hào)表示成許多脈沖幅度調(diào)制(PAM)信號(hào)的累加結(jié)果，由于分解后的PAM信號(hào)擁有線性屬性，Laurent分解技術(shù)可以簡化接收機(jī)的設(shè)計(jì)，如圖1所示，輸入信號(hào)為時(shí)間域信號(hào)，h(t)為匹配濾波器，L為CPM信號(hào)的部分響應(yīng)濾波器占據(jù)的時(shí)間長度(以符號(hào)周期T為單位)，此方案雖然可以獲得良好的檢測性能，但其復(fù)雜度太高，通常需要多個(gè)匹配濾波器，維特比檢測器的狀態(tài)數(shù)也較高(通常大于4)。另外，也可以將PAM信號(hào)的數(shù)目減小，也即近似CPM信號(hào)，進(jìn)一步降低基于Laurent分解技術(shù)的接收方案的復(fù)雜度，可以將維特比檢測器的狀態(tài)數(shù)減小至2，但會(huì)引入性能的損失。
[0006]上述方案實(shí)際參考了最佳接收機(jī)的技術(shù)原理，也要求同頻同相的前提條件。
[0007]對于非相干接收機(jī)不需要接收機(jī)達(dá)到同頻同相，如圖2所示為基于Laurent分解技術(shù)的非相干接收機(jī)的技術(shù)方案示意圖，r(t)為接收到的時(shí)域信號(hào)，h(t)為匹配濾波器組，與各個(gè)PAM信號(hào)相匹配;WF代表白化濾波器，目的是將輸入信號(hào)白化;WMF代表白化匹配濾波器組；信號(hào)經(jīng)過白化后，先進(jìn)行Branch Metric計(jì)算，再利用Viterbi處理器檢測信息比特。
[0008]要想獲得較好性能，上述次優(yōu)方案中的白化匹配濾波器數(shù)目和Viterbi檢測器中的柵格狀態(tài)數(shù)目依然較多，且白化匹配濾波器需要經(jīng)過精心的設(shè)計(jì)，以及上述方案還表現(xiàn)出對調(diào)制索引h的取值敏感等諸多弊端。
[0009]另外，還可以對CPM 信號(hào)米用 Rimoldi/Huber&Liu 分解技術(shù)，Rimoldi/Huber&Liu分解技術(shù)的思想是將CPM信號(hào)表示成有記憶的線性時(shí)不變柵格編碼器和無記憶的時(shí)不變信號(hào)映射器的結(jié)合體。利用該分解技術(shù)，可對濾波器設(shè)計(jì)和柵格搜索分開單獨(dú)處理，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度可明顯下降。但其Viterbi檢測器的柵格狀態(tài)數(shù)目依然較多，且與調(diào)制索引h值有關(guān)。舉例來說，如果h = 1/3，狀態(tài)數(shù)目為6 ;如果h = 0.29 = 29/100，狀態(tài)數(shù)目為200，這是無法實(shí)現(xiàn)的。因此，進(jìn)一步地，可利用PSP思想降低狀態(tài)數(shù)目，PSP技術(shù)的核心思想是與h有關(guān)的相位狀態(tài)可以采用終止于當(dāng)前狀態(tài)的幸存路徑臨時(shí)決定。該方案可最少采用一個(gè)匹配濾波器和二態(tài)Viterbi檢測器，其對應(yīng)的一般的接收機(jī)方案如圖3所示，r(t)為時(shí)域信號(hào)，先經(jīng)過匹配濾波器，再進(jìn)行維特比檢測處理，最終獲得檢測比特序列。T為符號(hào)周期，M為序列長度，L為CPM信號(hào)的部分響應(yīng)濾波器的長度(以符號(hào)周期為單位)，P為調(diào)制索引h的分母，h = q/p，q和P無法進(jìn)一步約分。
[0010]該方案的復(fù)雜度可以接受，但該方案卻對載波頻偏和相位十分敏感，需要較高的估計(jì)精度，同時(shí)對匹配濾波器也較為敏感，需要精心設(shè)計(jì)匹配濾波器。
[0011]總之，上述三個(gè)具有代表性的Viterbi方案均工作于時(shí)間域中，復(fù)雜度較高或者對調(diào)制索引值、頻偏、相位、匹配濾波器等因素較為敏感。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0012]有鑒于此，本發(fā)明實(shí)施例提出一種二態(tài)維特比檢測系統(tǒng)及方法，以降低系統(tǒng)復(fù)雜度，提高序列檢測的魯棒性。
[0013]第一方面，本發(fā)明實(shí)施例提供了一種二態(tài)維特比檢測系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括:
[0014]時(shí)域轉(zhuǎn)換到頻域模塊，用于將輸入的時(shí)間域樣本點(diǎn)信號(hào)轉(zhuǎn)換為頻域樣本點(diǎn)信號(hào)；
[0015]差分判決模塊，用于獲得判決比特和判決變量；
[0016]相位誤差計(jì)算模塊，用于計(jì)算誤差獲得判決誤差變量；
[0017]頻域二態(tài)維特比模塊；用于對多個(gè)判決誤差變量聯(lián)合檢測，獲得修正后的判決誤差變量值；
[0018]緩存模塊，用于存儲(chǔ)判決比特，以匹配頻域二態(tài)維特比模塊引入的處理延時(shí)；
[0019]判決比特修正模塊，利用修正后的判決誤差變量對判決比特進(jìn)行修正。
[0020]第二方面，本發(fā)明實(shí)施例提供了一種二態(tài)維特比檢測方法，所述方法包括:
[0021]利用時(shí)域轉(zhuǎn)換到頻域模塊將輸入的時(shí)間域樣本點(diǎn)信號(hào)轉(zhuǎn)換為頻域樣本點(diǎn)信號(hào)；
[0022]利用差分判決模塊對頻域樣本點(diǎn)信號(hào)進(jìn)行差分判決，獲得判決比特和判決變量；
[0023]將判決比特輸入緩存模塊，以匹配頻域二態(tài)維特比引入的處理延時(shí)，再將判決變量和判決比特輸入到相位誤差計(jì)算模塊，以計(jì)算判決誤差變量；
[0024]將所述判決誤差變量輸入到頻域二態(tài)維特比模塊，利用多個(gè)判決誤差變量聯(lián)合檢測，獲得修正后的判決誤差變量值，其中，所述修正后的判決誤差變量值即是頻域二態(tài)維特比模塊的某個(gè)柵格狀態(tài)屬性；
[0025]利用修正后的判決誤差變量與緩存模塊輸出的判決比特進(jìn)入到判決比特修正模塊進(jìn)行修正，輸出修正比特。
[0026]本發(fā)明具有的優(yōu)點(diǎn)和積極效果是:由于采用上述技術(shù)方案，既可獲得良好的檢測性能，又可降低系統(tǒng)復(fù)雜度，還對h值、頻偏、相位、匹配濾波器等因素不敏感。
【附圖說明】
[0027]通過閱讀參照以下附圖所作的對非限制性實(shí)施例所作的詳細(xì)描述，本發(fā)明的其它特征、目的和優(yōu)點(diǎn)將會(huì)變得更明顯:
[0028]圖1是現(xiàn)有技術(shù)中基于Laurent分解技術(shù)的相干接收機(jī)技術(shù)方案示意圖；
[0029]圖2為現(xiàn)有技術(shù)中基于Laurent分解技術(shù)的非相干接收機(jī)的技術(shù)方案示意圖；
[0030]圖3為現(xiàn)有技術(shù)中PSP技術(shù)中接收機(jī)的技術(shù)方案示意圖；
[0031]圖4為本發(fā)明實(shí)施例提供的二態(tài)維特比檢測系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖；
[0032]圖5為本發(fā)明實(shí)施例提供的二態(tài)維特比檢測方法的流程圖；
[0033]圖6為藍(lán)牙BDR模式和LE模式的發(fā)射機(jī)處理框圖；
[0034]圖7為藍(lán)牙BDR和LE模式的接收機(jī)處理框圖；
[0035]圖8為藍(lán)牙系統(tǒng)的BDR模式和LE模式的二態(tài)維特比檢測技術(shù)方案的實(shí)現(xiàn)框圖；
[0036]圖9為維特比模塊柵格圖；
[0037]圖10為藍(lán)牙系統(tǒng)使用二態(tài)維特比檢測方法后的性能效果示意圖。
【具體實(shí)施方式】
[0038]下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對本發(fā)明作進(jìn)一步的詳細(xì)說明?？梢岳斫獾氖牵颂幩枋龅木唧w實(shí)施例僅用于解釋本發(fā)明，而非對本發(fā)明的限定。另外還需要說明的是，為了便于描述，附圖中僅示出了與本發(fā)明相關(guān)的部分而非全部內(nèi)容。
[0039]如圖4所示，一種二態(tài)維特比檢測系統(tǒng)，包括:
[0040]時(shí)域轉(zhuǎn)換到頻域模塊400，用于將輸入的時(shí)間域樣本點(diǎn)信號(hào)轉(zhuǎn)換為頻域樣本點(diǎn)信號(hào);