動(dòng)態(tài)網(wǎng)格多載波調(diào)制系統(tǒng)的整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域，設(shè)及無線通信系統(tǒng)的同步技術(shù)，為一種整數(shù)倍頻 偏估計(jì)方法，尤其設(shè)及一種動(dòng)態(tài)網(wǎng)格多載波調(diào)制系統(tǒng)的整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 近年來，陸地寬帶無線通信系統(tǒng)的快速發(fā)展，如LTE(LongTermEvolution)系統(tǒng)、 IMT-Advanced系統(tǒng)等，給人們帶來了非常便捷的寬帶無線多媒體通信體驗(yàn)。我國(guó)迅猛發(fā)展 的航空、高速鐵路為人們的出行帶來了更加舒適的旅途環(huán)境，同時(shí)也催生了人們對(duì)高速移 動(dòng)環(huán)境下寬帶無線通信的更高需求。
[0003] (FDM(0;rthogonalRrequen巧DivisionMultiplexing)由于其能夠有效克服無 線信道的多徑效應(yīng)引起的符號(hào)間干擾（Inter-SymbolInterference,ISI)，已經(jīng)成為現(xiàn)有 寬帶無線通信系統(tǒng)的標(biāo)志性物理層承載技術(shù)。但是在高速移動(dòng)環(huán)境下，無線信道體現(xiàn)出更 強(qiáng)的雙彌散性，OFDM的調(diào)制波形為矩形波，因此頻域拖尾嚴(yán)重。在雙彌散信道條件下，OFDM 會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的載波間干擾（Inter-CarrierIntederence,ICI)，從而降低系統(tǒng)性能。
[0004] 動(dòng)態(tài)網(wǎng)格多載波調(diào)制技術(shù)"HanF.M.，ZhangX.D.Hexagonalmulticarrier modulation：Arobusttransmissionschemefortime-frequencydispersive channels，IEEETransactionsonSign曰IProcessing，vol.55，no.5，pp. 1955-1961， May2007."將數(shù)據(jù)符號(hào)調(diào)制在優(yōu)化設(shè)計(jì)的原型脈沖波形上，并且調(diào)制后的波形按照六邊 形方式排列在時(shí)頻平面上。動(dòng)態(tài)網(wǎng)格多載波調(diào)制系統(tǒng)能夠有效降低ISI和ICI的影響，提 高高速移動(dòng)環(huán)境下無線信號(hào)傳輸?shù)目煽啃?XuK.，XuY.，ZhangD.，MaW.，化Max-SINR receiverforHMToverdoublydispersivechannel，IEEETransactionsonVehicular Technology,vol. 62,no. 5,pp.2381-2387,Jun.2013."
[000引與OFDM系統(tǒng)不同的是，在動(dòng)態(tài)網(wǎng)格多載波調(diào)制系統(tǒng)中沒有設(shè)置循環(huán)前綴，因此傳 統(tǒng)的針對(duì)OFDM系統(tǒng)設(shè)計(jì)的時(shí)間、頻率同步方法無法直接用于動(dòng)態(tài)網(wǎng)格多載波系統(tǒng)。需要針 對(duì)動(dòng)態(tài)網(wǎng)格多載波調(diào)制系統(tǒng)特點(diǎn)，設(shè)計(jì)新的訓(xùn)練序列和相應(yīng)的同步方法。
[0006] 針對(duì)高速移動(dòng)環(huán)境下的整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法，現(xiàn)階段已有的專利成果如下：
[0007] 1.威望科技（蘇州）有限公司公開了正交頻分多路系統(tǒng)整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法。 設(shè)發(fā)射端頻域同步信號(hào)由PN序列組成，取運(yùn)算窗口長(zhǎng)度為L(zhǎng)，根據(jù)整數(shù)倍頻偏最大數(shù)值為 I?fsub，按W下步驟進(jìn)行：①數(shù)據(jù)初始化，令窗口序數(shù)i= -1，構(gòu)造PN窗口；②構(gòu)造信號(hào)窗 口，并與PN窗口內(nèi)對(duì)應(yīng)位置的數(shù)據(jù)相乘，得到L個(gè)相乘結(jié)果；③用Sa)表示L個(gè)數(shù)據(jù)中相 鄰數(shù)據(jù)相位未發(fā)生突變的數(shù)量；④令i=i+1，如果i《I則返回到②；⑥尋找S(i)中的最 大值，對(duì)應(yīng)的位置im。、標(biāo)志著PN序列窗口與接收同步信號(hào)窗口已對(duì)齊，im。、即為頻偏的整數(shù) 值。本發(fā)明利用PN碼的相位突變特性，通過分辨頻域同步信號(hào)相位變化特性判斷兩個(gè)窗口 是否對(duì)齊，進(jìn)而完成整數(shù)倍頻偏估計(jì)，其估計(jì)準(zhǔn)確度受定時(shí)誤差和信道噪聲的影響極小，是 一種易于實(shí)現(xiàn)且性能優(yōu)良的整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法。
[0008] 2.中興通訊股份有限公司公開了一種整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法及裝置。其中方法包 括：對(duì)接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行時(shí)間間隔抽樣，得到與本地同步序列長(zhǎng)度相同的接收數(shù)據(jù)序列； 按照預(yù)設(shè)的第一滑動(dòng)窗，將所述本地同步序列與所述接收數(shù)據(jù)序列進(jìn)行時(shí)域相關(guān)運(yùn)算，得 到相關(guān)運(yùn)算結(jié)果，所述相關(guān)運(yùn)算結(jié)果為nXm的數(shù)組，其中，n為定時(shí)捜索范圍的長(zhǎng)度，也就 是指滑動(dòng)窗滑動(dòng)的范圍值，m與整數(shù)倍頻偏的捜索范圍相關(guān)，所述數(shù)組的每一列對(duì)應(yīng)一個(gè)整 數(shù)倍頻偏值；捜索所述相關(guān)運(yùn)算結(jié)果中的最大值，利用所述最大值分別得到整數(shù)倍頻偏的 估計(jì)值和粗定時(shí)值。通過本發(fā)明，可W有效的抑制整數(shù)倍頻偏對(duì)定時(shí)精度的影響，同時(shí)適用 于在頻域內(nèi)和時(shí)域內(nèi)插入同步序列的情況，而且所有的同步解決方法都在時(shí)域內(nèi)完成。
[0009] 3.電子科技大學(xué)公開了一種整數(shù)倍頻偏估計(jì)的方法及系統(tǒng)。本發(fā)明設(shè)及整數(shù)倍頻 偏估計(jì)的方法及系統(tǒng)。包括步驟a.接收每一帖的所有同步符號(hào)，獲得各同步符號(hào)與發(fā)送的 頻域同步符號(hào)之間的關(guān)系式；b.對(duì)所接收的各同步符號(hào)分別進(jìn)行傅立葉解調(diào)獲得該同步 符號(hào)的頻域；C.對(duì)所接收的各同步符號(hào)分別進(jìn)行相鄰碼元做共輛相乘；d.根據(jù)步驟C的結(jié) 果與發(fā)送端經(jīng)循環(huán)移位后的頻域數(shù)據(jù)存在的最大相關(guān)性，得到整數(shù)倍頻偏估計(jì)值。本發(fā)明 整數(shù)倍頻偏估計(jì)的方法及系統(tǒng)，能夠?qū)o線通訊特別是CMMB系統(tǒng)中的整數(shù)倍頻偏進(jìn)行正 確估計(jì)，提高了系統(tǒng)的正確性和穩(wěn)定性，并且硬件實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，運(yùn)算過程快捷。
[0010] 現(xiàn)有的整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法都是針對(duì)正交頻分復(fù)用系統(tǒng)設(shè)計(jì)的，并且沒有考慮到 高速移動(dòng)環(huán)境下信道的雙彌散對(duì)信號(hào)的影響。在動(dòng)態(tài)網(wǎng)格多載波調(diào)制系統(tǒng)中，子載波信號(hào) 在時(shí)頻平面上呈六邊形分布，并且前導(dǎo)符號(hào)與負(fù)載之間存在干擾。傳統(tǒng)的整數(shù)倍頻偏估計(jì) 方法不能夠獲得可靠的估計(jì)性能。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0011] 本發(fā)明要解決的問題是針對(duì)上述現(xiàn)有技術(shù)的不足提供一種動(dòng)態(tài)網(wǎng)格多載波調(diào)制 系統(tǒng)中基于加權(quán)互模糊函數(shù)的整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法，本發(fā)明的整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法具有低 信噪比條件下估計(jì)精度高等特點(diǎn)。
[0012] 為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明的技術(shù)方案為：動(dòng)態(tài)網(wǎng)格多載波調(diào)制系統(tǒng)的整數(shù)倍 頻偏估計(jì)方法，其特征在于：發(fā)送端發(fā)送的雙-CAZAC前導(dǎo)結(jié)構(gòu)包含兩個(gè)CAZAC序列：Qi和 〇2,且Qi=[qi(0) ,Qi(I)，...，Qi(Lq-I)]，ie{IJ}，
L/2表示訓(xùn)練序列長(zhǎng)度；r1，iG{1,2}，表示CAZAC序列Q對(duì)應(yīng)的參數(shù)捆此，頻域前 導(dǎo)符號(hào)序列表不為
[0013]
[0014] mod( ?，?）表示取模運(yùn)算，L，」表示下取整運(yùn)算；因此，時(shí)域前導(dǎo)結(jié)構(gòu)可W表示為q = [q(0)，q(l)，…，q(L*+M/2-l)]，并且
且W= [4 (0)，4 (1)，...，4化4-1)]是長(zhǎng)度為1^4的離散原型脈沖函數(shù)；前導(dǎo)與數(shù)據(jù)負(fù) 載構(gòu)成的一帖信號(hào)表示為
[0018] 進(jìn)一步的，接收端對(duì)接收到的一帖信號(hào)利用加權(quán)互模糊函數(shù)進(jìn)行整數(shù)倍頻偏估 計(jì)：
[0019] 接收基帶信號(hào)表示為
[0020] r(n) = (Hx) (n)+w(n) 王廣I 陽 02U 運(yùn)里(H對(duì)(內(nèi)) =X&(內(nèi)山4內(nèi)-U，且h=比(n，0)，h(n，l)，. . .，h(n，Lh-I)]表示 長(zhǎng)度為L(zhǎng)h的離散時(shí)變沖激響應(yīng)；接收到的前導(dǎo)序列表示為
[0023] 運(yùn)里At表示殘余時(shí)偏，fu=fiM+Af表示頻偏大小，其中fiM表示整數(shù)倍頻偏， Af表示小數(shù)倍頻偏；w(n)表示方差為的噪聲；
[0024] 接收到的前導(dǎo)序列rq(n)與發(fā)送的訓(xùn)練序列q(n)之間的互模糊函數(shù)表示為
[00%] 為了提高估計(jì)精度，其加權(quán)互模糊函數(shù)可W表示為
陽0測(cè)運(yùn)里CP表示加權(quán)因子，P<L康示加權(quán)因子個(gè)數(shù)鹿義
[0030] 表示脈沖函數(shù)之間的互模糊函數(shù)，并且 陽03UDi=扣 1,0,Di,1，…，Di,L1]T 陽0巧其中（?）T表示向量的轉(zhuǎn)置鹿義
[0033]
[0034]貝11〔;,9片，/)可^表示為
[00 對(duì)巧,把/) = 0取>，/)01
[0036]由于化表示相互交替的兩個(gè)CAZAC訓(xùn)練序列，因此KP(T，f)是一個(gè)單位陣，且 ICfg,g(r，/)化（At，fiJ= (T，f)時(shí)能夠達(dá)到最大值鹿義0 = {T，巧，貝蠟于加權(quán)互 模糊函數(shù)的整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法表示為
[0037] 0 =argm|xC;g(r，/)
[003引為了降低復(fù)雜度，需要滿足|啡|，其中|啡|<1/2表示整數(shù)倍頻偏的最大可 能取值。
[0039]本發(fā)明針對(duì)現(xiàn)有的整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法沒有考慮到動(dòng)態(tài)網(wǎng)格多載波調(diào)制信號(hào)特 點(diǎn)，前導(dǎo)序列與負(fù)載之間存在干擾等問題，提出了一種基于加權(quán)互模糊函數(shù)的整數(shù)倍頻偏 估計(jì)方法。本發(fā)明設(shè)計(jì)了一種雙-CAZAC前導(dǎo)結(jié)構(gòu)，該前導(dǎo)在奇數(shù)、偶數(shù)子載波設(shè)置不同的 CAZAC序列，從而確保整數(shù)倍頻偏估計(jì)算法能夠在低信噪比條件下能夠進(jìn)行可靠的頻偏估 計(jì)。利用本發(fā)明設(shè)計(jì)的雙-CAZAC前導(dǎo)結(jié)構(gòu)，提出了一種基于加權(quán)互模糊函數(shù)的整數(shù)倍頻偏 估計(jì)方法，本發(fā)明能夠有效克服高速移動(dòng)信道造成的符號(hào)間干擾和載波間干擾，并獲得可 靠的估計(jì)性能。
【附圖說明】
[0040]圖1是本發(fā)明的動(dòng)態(tài)網(wǎng)格多載波調(diào)制信號(hào)時(shí)頻結(jié)構(gòu)。
[0041] 圖2是本發(fā)明的雙-CAZAC前導(dǎo)結(jié)構(gòu)示意圖。
[0042] 圖3是本發(fā)明的信號(hào)流程示意圖。
[0043] 圖4是本發(fā)明的正確估計(jì)概率隨信噪比變化圖，移動(dòng)速度為lOOkm/h。
[0044] 圖5是本發(fā)明的正確估計(jì)概率隨信噪比變化圖，移動(dòng)速度為300km/h。
[0045] 圖6是本發(fā)明的正確估計(jì)概率隨移動(dòng)速度變化圖，信噪比為-2地。
[0046] 下面結(jié)合附圖及具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明的【具體實(shí)施方式】作進(jìn)一步描述。
【具體實(shí)施方式】
[0047]為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，一下結(jié)合實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明 進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實(shí)施例僅僅用W解釋本發(fā)明，并不用于 限定本發(fā)明。 陽04引 實(shí)施例1
[0049]參見圖1、圖2和圖3,本動(dòng)態(tài)網(wǎng)格多載波調(diào)制系統(tǒng)的整數(shù)倍頻偏估計(jì)方法，發(fā)送 端發(fā)送的雙-CAZAC前導(dǎo)結(jié)構(gòu)包含兩個(gè)CAZAC序列：Qi和Q2,且Qi= [Qi(O),Qi(I),…，
L/2表示訓(xùn)練序列長(zhǎng)度； Tl,iG{1,2}，表示CAZAC序列Qi對(duì)應(yīng)的參數(shù)捆此，頻域前導(dǎo)符號(hào)序列表示為 陽化0]
[0051]mod( ?，?）表示取模運(yùn)算，L'」表示下取整運(yùn)算；因此，時(shí)域前導(dǎo)結(jié)構(gòu)可W表示為q= [q(0)，q(l)，…，q(L*+M/2-l)]，并且


且W= [4 (0)，4 (1)，...，4化4-1)]是長(zhǎng)度為1^4的離散原型脈沖函數(shù)；前導(dǎo)與數(shù)據(jù)負(fù) 載構(gòu)成的一帖信號(hào)表不為
[0055] 接收端對(duì)接收到的一帖信號(hào)利用加權(quán)互模糊函數(shù)進(jìn)行整數(shù)倍頻偏估計(jì)：
[0056] 接收基帶信號(hào)表示為
[0057] r(n) = (Hx) (n)+w(n) 陽化引運(yùn)里(壓O(W)=藝戶-/? )，且h=比(n，0)，h(n，l)，. .，h(n，Lh-1)表示長(zhǎng) 度為L(zhǎng)h的離散時(shí)變沖激響應(yīng)；接收到的前導(dǎo)序列表示為 L/J-1
[0059] fgin)二e]:"片J^h(n，lh)q(n-Ih-At) +w(n) 4=0
[0060] 運(yùn)里At表示殘余時(shí)偏，fu=fIM+Af表示頻偏大小，其中fiM表示整數(shù)倍頻偏， Af表示小數(shù)倍頻偏；w(n)表示方差為的噪聲；<