專利名稱：降低能耗的匹配過濾器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總體涉及無線電話通信系統(tǒng)中的接收機，更具體來說，涉及接收碼分多路訪問(CDMA)信號的無線電接收機。
在美國以及世界各地，蜂窩式電話產(chǎn)業(yè)已經(jīng)在商業(yè)經(jīng)營中取得了巨大進(jìn)展。在主要大城市地區(qū)的增長遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過預(yù)期，正在超過系統(tǒng)容量。如果這個趨勢繼續(xù)下去，快速增長的效應(yīng)甚至將很快觸及到最小的市場。需要有創(chuàng)新的解決方案來滿足這些增長的容量需求以及保持高質(zhì)量的服務(wù)，避免價格上漲。
統(tǒng)觀世界，蜂窩式系統(tǒng)中的一個重要步驟是從模擬傳輸向數(shù)字傳輸?shù)霓D(zhuǎn)變。同等重要的是對實現(xiàn)下一代蜂窩技術(shù)的高效數(shù)字傳輸方案的選擇。此外，人們廣泛認(rèn)為，采用能方便地攜帶、用來在家中、辦公室、大街上、汽車內(nèi)打電話的低成本袖珍無線電話的第一代個人通信網(wǎng)絡(luò)(PCN)，會由使用下一代數(shù)字蜂窩式系統(tǒng)基礎(chǔ)結(jié)構(gòu)和蜂窩式頻率的蜂窩式通信公司提供。這些新系統(tǒng)所需求的關(guān)鍵特點是增加的通話容量。
目前，信道訪問是用頻分多路訪問(FDMA)、時分多路訪問(TDMA)和碼分多路訪問(CDMA)等方法實現(xiàn)的。在FDMA系統(tǒng)中，通信信道是一個在其中匯集著信號的傳輸能量的單一無線頻帶。與相鄰信道的干擾，因只通過在濾波器的額定頻帶內(nèi)的信號能量帶通濾波器的使用而得到限制。這樣，由于每個信道分配有不同的頻率，系統(tǒng)容量就因可用頻率以及信道再使用所施加的限制而受限制。
在TDMA系統(tǒng)中，信道由相同頻率上周期性時隙序列中的時隙組成。時隙的每個持續(xù)時間稱為幀。給定信號的能量被限制在這些時隙的其中一個時隙的范圍內(nèi)。相鄰信道干擾因只通過在適當(dāng)時間接收的信號能量的時間門或其它同步單元的使用而得到限制。這樣就減少了來自不同相對信號強度水平的干擾的問題。
TDMA系統(tǒng)中的容量因把傳輸信號壓縮到較短的時隙內(nèi)而增加。結(jié)果，必須以相應(yīng)地更快的、按比例增加所占用的頻譜量突發(fā)速率傳輸信息。
就FDMA或TDMA系統(tǒng)或FDMA/TDMA混合系統(tǒng)來說，目標(biāo)是保證兩個可能干擾的信號不在相同時間占用相同頻率。相反，CDMA允許信號在時間和頻率上重疊。所以，所有CDMA信號共享相同的頻譜。在頻率域和時間域中，多路訪問信號重疊。CDMA通信的各個方面，例如在“蜂窩式CDMA系統(tǒng)的容量”(作者為Gilhousen、Jacobs、Viterbi、Weaver和Wheatley，IEEE媒介技術(shù)學(xué)報，1991年5月)有說明。
在典型的CDMA系統(tǒng)中，將要傳輸?shù)男畔?shù)據(jù)流加到由偽隨機噪聲碼(PNcode)發(fā)生器生成的更高位速率的數(shù)據(jù)流上。通常將信息數(shù)據(jù)流和高位速率數(shù)據(jù)流相乘在一起。這種較高位速率信號與較低位速率數(shù)據(jù)流的組合被稱作編碼(coding)或擴展(spreading)信息數(shù)據(jù)流信號。每個信息數(shù)據(jù)流或信道都被分配一個獨有的擴展碼。多個編碼的信息信號在無線電頻率載波上被傳輸，共同地作為一個合成信號在接收機被接收。每個編碼信號在時間和頻率上，與所有其它編碼信號以及噪聲有關(guān)的信號重疊。通過將合成信號與各個獨有擴展碼的其中之一相聯(lián)系，將對應(yīng)的信息信號分離和解碼。
CDMA通信技術(shù)有許多優(yōu)點。由于寬帶CDMA系統(tǒng)的特性-如改善的編碼增益/調(diào)制密度、語音活動開啟、相同頻譜在每一個單元中的分區(qū)和復(fù)用，基于CDMA的蜂窩式系統(tǒng)的容量極限被提高到現(xiàn)有模擬技術(shù)的二十倍。CDMA幾乎不受多路徑干擾的影響，消除衰減和靜態(tài)，以增強在城市地區(qū)的性能。用高位速率編碼器進(jìn)行語音的CDMA傳輸，保障一流的、逼真的語音質(zhì)量。CDMA也設(shè)置可變的數(shù)據(jù)速率，以便能提供不同等級的語音質(zhì)量。CDMA的加擾的信號格式消除串話，使竊聽或跟蹤電話困難大，成本高，更保證通話者的隱私，更保證不受空中時間欺詐(air time fraud)的影響。在繼CDMA或“擴展頻譜”(spreadspectrum)概念之后的通信系統(tǒng)中，信息數(shù)據(jù)流的頻譜是用一種與數(shù)據(jù)信號的代碼無關(guān)的代碼擴展(spread)的。這些代碼也是對每一個用戶來說是獨有的。這就是為什么了解預(yù)定發(fā)射機的代碼的接收機能選擇預(yù)定信號的原因。
有幾種不同的擴展(spread)信號的技術(shù)。最常用的兩個是直接序列(DS)和跳頻(FH)，這兩種技術(shù)都是本領(lǐng)域中眾所周知的。按照DS技術(shù)，數(shù)據(jù)信號被乘以一個被稱作偽隨機噪聲碼(PNcode)的無關(guān)聯(lián)的代碼。PNcode是一系列值為-1和1(極性)或0和1(非極性)的芯片(位)，有類噪聲的屬性。創(chuàng)建PNcode的一種方法是通過至少一個移位寄存器。如果這種移位寄存器的長度為N，則持續(xù)時間NDS由等式NDS＝2n－1確定。
在CDMA系統(tǒng)中的接收機中，所接收的信號再次被乘以相同的(同步的)PNcode。由于該代碼由+1和-1組成，該操作將該代碼從信號中去除留下原始的數(shù)據(jù)信號。換言之，去擴展(despreading)操作是與擴展操作相同的。


圖1是一個常規(guī)相關(guān)器(correlator)的框圖，該相關(guān)器被用來計算所接收的最近M個信號樣本與一個M位碼字的相互關(guān)系。M單元的延遲線路10存儲所接收的信號樣本，順序地把它們移動經(jīng)過M個階段的每個階段。于是，延遲線路存儲單元含有接收到的最近M個信號樣本值。在每個新樣本被移入同時一個老樣本被移出后，M個樣本值被從延遲線路讀到M個符號改變器12中，在這里，按照要計算與其相互關(guān)系的預(yù)定代碼的位b…b將M個樣本值乘以+1或-1。然后將符號改變的值在加法器13中相加，生成相互關(guān)系結(jié)果。
總之，建立一個64元素的向量A＝(a1，a2，…a64)與另一個64元素的向量C＝(c1，c2，…c64)的關(guān)系的過程要生成內(nèi)積A*C＝a1*c1＋a2*c2＋…a64*c64。當(dāng)其中一個向量(例如C)的元素只包含二進(jìn)制值(算術(shù)上+1或-1)，諸如a1*c1的積簡化為±a1，但是，加64個值±a1±a2±…±a64的過程如果必須對接收到的每個新值“a”都要執(zhí)行，仍然是非常費力的。在以上的例子中，向量長度(64)只是用來作解釋的。本領(lǐng)域的技術(shù)人員知道，可以使用任何長度的向量。
現(xiàn)有技術(shù)包括圖1所示的相關(guān)器的許多變體。例如，信號樣本可以是一位的，或者“硬性限制的”只是+1或-1的數(shù)，而不是多位的數(shù)。于是所用的符號改變器通常就是簡單的XOR門。在這種情況下，加法器13可以先將各對一位值相加，獲得M/2個兩位值；M/4個兩位加法器然后將兩位值相加，獲得M/4個三位值，如此等等。這種被稱作“加法器樹”的結(jié)構(gòu)，在輸入值是一位值而不是多位值時更簡單。
對于一位值信號樣本，加法器樹可以由一個上/下計數(shù)器替代，該計數(shù)器掃描M個值，遇到+1時遞增，遇到-1時遞減。同樣，對于多位值信號樣本，可以將并行加法器樹替換為串行加法器，從延遲線路存儲器依次提取M個值的每個值，加到一個累加器。在后一種情況中，所采用的邏輯的運行速度必須是并行加法器情況的M倍。因此，在相關(guān)器的總體速度與邏輯復(fù)雜度之間有一個折衷。不過在每一個上述現(xiàn)有技術(shù)的相關(guān)器變體中，有必要在接收每個新的信號樣本后重新組合M個值。
圖2中表示的對另一個對傳統(tǒng)的匹配過濾器或相關(guān)器的描述。以每秒Fc個樣本的速度對所接收的信號取樣，將樣本順序地輸入記為X的乘法器的輸入端。64個乘法器各有PNcode的一位作為乘法器的第二輸入值，如圖2中的C1、C2、C3…C64所示(對應(yīng)于長度64的匹配過濾器)。在這個傳統(tǒng)匹配過濾器中，在最左邊的乘法器總將當(dāng)前輸入樣本a(i)乘以C1，將乘法輸出C1×a(i)發(fā)送到樣本延遲單元D1。該值將在當(dāng)a(i＋1)被輸入到所有乘法器時的下一個取樣周期從延遲單元D1輸出。當(dāng)值C1×a(i)從延遲單元D1輸出到第一加法器的第一輸入端時，C2乘以輸入樣本a(i＋1)，得到值C2×a(i＋1)，將這個積施加到第一加法器的第二輸入端。于是，第一加法器的輸出是C1×a(i)＋C2×a(i＋1)，進(jìn)入延遲單元D2。該值在當(dāng)a(i＋2)被輸入到乘法器時的下一個取樣周期從延遲單元D2輸出。D2的輸出于是與C3×a(i＋2)相加，結(jié)果被輸入延遲單元D4，如此等等。于是可見，在輸入了64個樣本之后，從最右邊的加法器輸出以下值C1×a(i)＋C2×a(i＋1)＋C3×a(i＋2)＋…＋C64×a(i＋63)這是值C1…C64與信號樣本a(i)…a(i＋63)之間的一個64樣本相關(guān)關(guān)系。
在每個連續(xù)的信號樣本被輸入時，連續(xù)地計算信號樣本a(i＋1)…a(i＋64)a(i＋2)…a(i＋65)之間的新的64點相關(guān)關(guān)系。
生成的相關(guān)關(guān)系就是系數(shù)C1…C64與按照一個滑動窗口64樣本寬選擇的64個信號樣本的組合。所以，這個匹配過濾器的另一個叫法是“滑動相關(guān)器”。
圖1的裝置在每個采樣時鐘周期執(zhí)行64個乘法和64個加法。這消耗大量的電能-特別是電源是諸如電池的便攜式電源時。因此需要一種為降低能耗而使計算量最小的匹配過濾器。
本發(fā)明的一個目的是減少為獲得連續(xù)的相關(guān)值而執(zhí)行的乘法和/或加法的數(shù)量。減少乘法和加法的數(shù)量能降低電源的能耗，由此延長使用滑動相關(guān)器或匹配過濾器的以電池為電源的設(shè)備(如接收CDMA信號的移動電話)的電池壽命。
按照典型實施例，匹配過濾器在其輸入端接收一個信號樣本流，在某采樣速率時鐘的每個連續(xù)周期接收一個新樣本。對于每個新樣本，輸出一個完整的相關(guān)值，該值是最近N個信號樣本與一個包含N個數(shù)字符號的PNcode的相互關(guān)系。相關(guān)器通過生成獨立于給定PNcode的、有限數(shù)量的連續(xù)輸入樣本的預(yù)組合，以計算每個相關(guān)值需要大大少于N個乘法運算和N個加法運算的方式，在每個新樣本時鐘周期計算連續(xù)的相關(guān)關(guān)系。
通過結(jié)合附圖閱讀本說明書將能理解申請人的發(fā)明。附圖簡介圖1表示一個常規(guī)的相關(guān)器；圖2表示另一個常規(guī)的相關(guān)器；圖3表示疊加一個能與所接收樣本相關(guān)的15位代碼的連續(xù)位移的安排。
圖4是典型相關(guān)器的示意框圖；圖5表示能被用來實現(xiàn)圖4的相關(guān)器的一系列步驟；圖6a-6c和7-10表示按照本發(fā)明各種第一實施例的匹配過濾器裝置。
按照典型實施例，用于DS CDMA系統(tǒng)中的匹配過濾器以一個采樣時鐘速率接收輸入樣本信號，并生成輸入樣本信號的預(yù)組合。匹配過濾器用這些預(yù)組合以及給定的PNcode，解譯所接收的輸入樣本信號并以采樣時鐘速率生成一個相關(guān)值輸出。匹配過濾器用較少的邏輯運算生成與常規(guī)匹配過濾器的相同的輸出，由此更節(jié)省電能，延長電池壽命。
圖3是表示一個疊加一個能與所接收樣本相關(guān)的15位代碼的連續(xù)位移的安排的示意圖。參看圖3，將所接收的多個信號樣本(在水平方向上)以十六進(jìn)制方式編號為1至I。在信號樣本編號下邊顯示的是15個被接收的樣本要與之相關(guān)的一個15位碼字的不同位移。最左邊的縱向編號表示所執(zhí)行的相關(guān)的編號。例如，相關(guān)編號1將把行號1中的碼字與編號為1、2、3…F的信號樣本相關(guān)。
圖3表示一種恰好在樣本信號F被接收之前的安排。尚未接收樣本以粗體字突出表示，位于已經(jīng)接收的的樣本的右邊。所示的分割線2，右邊是尚待與還未接收到的樣本相關(guān)的碼字的位，左邊是已經(jīng)與接收到的樣本相關(guān)過的位。存儲單元1至E分別含有與行1至E的未完成相關(guān)相比的部分結(jié)果。圖3表示，先要接收到第F號樣本，才能完成第1號相關(guān)。第F、G、H和I號樣本的接收，將允許完成第1、2、3和4號相關(guān)，并且將允許與行F、G、H和I的相關(guān)至少開始。已經(jīng)開始的第5至E號相關(guān)，在第F、G、H和I號樣本被接收后，可向右邊繼續(xù)四個位置-方法是將四個新樣本的不同組合與存儲單元5至E中含有的部分相關(guān)累加。
注意到完成第4號相關(guān)所需的四個新樣本S(F)、S(G)、S(H)、S(I)的組合是-S(F)＋S(G)－S(H)＋S(I)。這個組合的各符號對應(yīng)于行4中的其余四位?！?”表示負(fù)號，而“0”表示正號。需要使用其它符號模式的其它組合來繼續(xù)累加行5至E的相關(guān)，行4及行5至E總共需要11種組合。
需要有一種方法用于計算S(F)、S(G)、S(H)、S(I)的所有可能組合(總共16種組合)-即使少于16種組合，因為可以用一種有效的方法按Grey碼順序計算所有16種組合。此外，一個由位模式1100所指示的符號組合，正好是由位模式0011所指示的符號組合的反。因此，只需要生成這16種組合中的一半，另一半就是所生成這一半的反。于是，如果這八個組合是按符號組合的Grey碼順序計算的，在第一個值生成后只要對每個新值使用一個加法或減法，就能生成這八個要計算的組合。如下文解釋的那樣，按照該順序，在連續(xù)的模式之間只出現(xiàn)一個符號改變。
例如，以要求累加四個新值(按四個操作計)的模式0000為開始，對該組合C按Grey碼順序的計算按下列方式進(jìn)行0000 S(F)＋S(G)＋S(H)＋S(I)＝C(0)0001 S(F)＋S(G)＋S(H)－S(I)＝C(1)＝C(0)－2S(I)0011 S(F)＋S(G)－S(H)－S(I)＝C(3)＝C(1)－2S(H)0010 S(F)＋S(G)－S(H)＋S(I)＝C(2)＝C(3)＋2S(I)0110 S(F)－S(G)－S(H)＋S(I)＝C(6)＝C(2)－2S(G)0111 S(F)－S(G)－S(H)－S(I)＝C(7)＝C(6)－2S(I)0101 S(F)－S(G)＋S(H)－S(I)＝C(5)＝C(7)＋2S(H)
0100 S(F)－S(G)＋S(H)＋S(I)＝C(4)＝C(5)＋2S(I)這個過程完成全部八個組合的計算-它用四個操作生成第一個值，用一個操作(對前一個組合加或減所接收的樣本的兩倍)按上述Grey碼順序生成后繼的組合。將一個樣本值乘以2在這里不計為一個操作，因為假設(shè)使用的是二進(jìn)制算術(shù)，在二進(jìn)制算術(shù)中，右移一位相當(dāng)于乘以2。
可以將以上所述的典型實施例推廣到生成多于四個值的所有組合。對任意數(shù)量的值的計算的Grey碼順序，特征在于連續(xù)的二進(jìn)制代碼只有一位不同，正如以上所述的那樣。
將以上用總共11個操作生成的組合，按下述方式與存儲的代表信號樣本4至E的值組合存儲的值4減C(5)，完成第4號相關(guān)；存儲的值5減C(2)；存儲的值6加C(6)；存儲的值7加C(3)；存儲的值8減C(6)；存儲的值9加C(4)；存儲的值A(chǔ)加C(2)；存儲的值B加C(1)；存儲的值C加C(7)；存儲的值D減C(3)；存儲的值E減C(1)；存儲的值F減C(0)。以上說明，該過程進(jìn)行了另外12個操作。
下一步，從存儲的值1中減去信號樣本S(F)，以便完成對應(yīng)于行號1的相關(guān)。類似地，將信號樣本S(F)加到存儲的值2，并從存儲的值2中減去信號樣本S(G)，以完成第2號相關(guān)。也將信號樣本組合-S(F)＋S(G)－S(H)與存儲的值3組合，以完成第3號相關(guān)。此時，該過程又進(jìn)行了1＋2＋3＝6個操作。然而，注意到組合-S(F)＋S(G)－S(H)±S(I)已經(jīng)被計算，去除成分±S(I)需要一個操作，所以可以減去這個數(shù)字。因此，只用兩個操作而不是三個操作就能計算第3號相關(guān)。
更好的是，通過以生成下列組合作為開始，有可能在任何時刻開始按Grey碼順序計算組合-S(F)＋S(G)；-S(F)＋S(G)－S(H)；和-S(F)＋S(G)－S(H)＋S(I)。
注意到完成第3號相關(guān)所需的三個值的組合是在第二個步驟生成的。在第三個步驟之后，按Grey碼順序生成其它組合1010(在以上第三個步驟生成)10111001
10001100110111111110這只進(jìn)行了7個額外的操作。此時，注意到已經(jīng)有四個相關(guān)被完成，花費的總的操作次數(shù)按下列公式計算(在上述例子中，N＝4，M＝15)(1)N＋(2(n－1)－1)次操作，用于生成N個值的全部2N個可能的符號組合；(2)1＋2＋3…(N－1)＝0.5N(N－1)次操作，用于完成相關(guān)號1至(N－1)；(3)M－N＋1次操作，用于完成第N號相關(guān)和繼續(xù)M－N個其它相關(guān)。此外，相關(guān)號G、H和I通過生成3、2和1值(信號樣本1、2和3的值)的組合并將它們加到由完成的相關(guān)1、2和3騰出的存儲位置而被啟動，由此循環(huán)地重復(fù)使用相同的存儲位置。這個過程也需要0.5N(N－1)次操作。
累計所有這些操作可以確定，在每接收N個新信號樣本后，N個完成的相關(guān)是用0.5N(N－1)＋M－N＋1＋0.5N(N－1)＋N＋2(N－1)－1＝M＋2(n－1)＋N(N－1)操作生成的，就是說，每個相關(guān)的平均操作次數(shù)是(M＋2(n－1)＋N(N－1))/N。
注意到一個大于N/2個值的組合可以通過從已經(jīng)生成的所有N個值的組合之一減去一個小于N/2個值的組合而生成，所以通過更有效地計算開始和結(jié)尾三角填角(triangular fillets)，能稍微縮短這個過程。于是，填角的計算就需要0.5N(N－1)次操作而不是N(N－1)次操作。
以下例子解釋通過使用上述的相關(guān)方法所獲得的節(jié)省操作次數(shù)的效果。該例說明的是一個被接收信號的所有位移與一個M＝1024位碼字之間的相關(guān)的計算。以不同的新樣本N的值獲得的每個(1024點)相關(guān)的總操作數(shù)，可以表達(dá)為N＝4 5 6 7 8 9 10261212181162151151161
注意到N＝8或9的值導(dǎo)致對進(jìn)行一個1024點相關(guān)所需的操作次數(shù)的最佳減少(約151次操作)，與現(xiàn)有技術(shù)相比，這導(dǎo)致節(jié)省七分之一的操作。采用上述方法，有可能制造具有可與現(xiàn)有技術(shù)的151位相關(guān)器相媲美的速度/電能/成本折衷的1024位相關(guān)器，由此以就速度、電能或成本而言同等的成本實現(xiàn)更長的相關(guān)計算。這種折衷轉(zhuǎn)換成更高的通信設(shè)備性能。
此外，在必須將所接收數(shù)據(jù)樣本的許多位移與多于一個的碼字相關(guān)時，能實現(xiàn)額外的節(jié)省。如上所述，N個數(shù)據(jù)樣本的所有組合的計算，按Grey碼順序進(jìn)行組合時需要2(N－1)＋N－1次操作。然后將這些組合中的M－N＋1個添加到用于與第一個碼字相關(guān)的第一個存儲位置集合和用于與第二個碼字相關(guān)的第二個存儲位置集合。如上所述，計算為啟動和完成N個與每個碼字的相關(guān)而必須添加的值的三角填角，每個碼字最多需要N(N－1)次操作，這導(dǎo)致總共需要L(M－N＋1)＋2(N－1)＋N－1)＋LN(N－1)＝LM＋L(N－1)2＋2(N－1)＋(N－1)次操作才能完成N次與L個碼字的相關(guān)。因此，可以將平均每個相關(guān)的總操作次數(shù)表達(dá)為LM＋L(N－1)2＋2(N－1)＋(N－1)/LN。
例如，要把相關(guān)一個滑動的1024信號樣本段與六個不同的1024位代碼相關(guān)，需要下述努力N＝ 9 10 11 12126120 118 125這表明N＝11是最高效的選擇。
上述方法能成功地用于任何任意的碼字。為與特定碼字相關(guān)，可以按上述原理設(shè)計更有效的相關(guān)器。例如，考慮到當(dāng)N被選擇得大于log2(M)時，計算出來的N個信號樣本值的組合多于所需要的。然而，它們是以有效的Grey碼順序計算的，每個信號樣本值只需一次操作。盡管只計算所需的組合是有益的，通過省略某些組合的計算，僅以每個組合一個額外操作的方式，要達(dá)到所有所需的組合，就不再是肯定的。實際上，省略某些組合的計算，產(chǎn)生不連接的和分離的組合分組。因此，在每個情況中都有必要檢查所需組合集合的每個成員的排列，以便確定需要多少操作才能從另一個成員達(dá)到它。操作的數(shù)量等于描述將被用來組合信號樣本的符號(正或負(fù))的相應(yīng)位模式之間的漢明距離。對于給定的距離結(jié)構(gòu)-距離結(jié)構(gòu)是從待計算的集合中的每一個N位子碼到每一個其它N位子碼的所有漢明距離的集合，可以通過用維特比算法測試所有可能路徑而確定以最小努力計算所有子碼的最佳順序。結(jié)果可能是對于特定的代碼，計算N個信號樣本的所需組合的操作的數(shù)目小于值2(N－1)＋N－1，這原來是對任意代碼的一般情形假設(shè)的。于是按照上述原理，就能為這些特定的代碼制造更有效的相關(guān)器。
或者，可以專門構(gòu)造一種代碼，以便能使用有效的相關(guān)器。例如，這種代碼可以是任何具有這樣性質(zhì)的M位代碼-M位的所有重疊的位移構(gòu)成一個(在漢明距離意義上)相鄰的N位代碼的鄰接集合，使得在第一個組合之后每個額外的組合只用一個操作就能計算出信號組合。此外，鄰接集合中的一半的代碼應(yīng)當(dāng)是另一半的反碼，使得無需計算反碼組合，因為反碼是其它代碼的反。
圖4是一個典型相關(guān)器18的示意框圖。典型相關(guān)器18包含一個定時控制器20，它通過生成信號樣本時鐘而控制新信號樣本的輸入。由定時控制器20控制的操作的序列，每隔N個樣本時鐘周期重復(fù)。每隔N個樣本時鐘周期，定時控制器20控制輸入N個新信號樣本值(在本例中N＝4)和用加法器/加法器(修改器)(24)將它們與存儲器21中的N個位置相加或相減。每個這種加法或減法包含一個存儲器讀、修改和重寫周期，使得該存儲位置中存儲的值代表以前相加或相減的各值的累計。N個輸入樣本的其中之一是相加還是相減，取決于該信號正與之相關(guān)的N碼字的前N位或后N位之一。預(yù)定符號模式由映射邏輯電路23生成，后者被設(shè)置成能在定時控制器20的控制下按照碼字在不同時間向修改器24生成正確的加/減命令。存儲器21被用作循環(huán)緩沖器，保存M個部分完成的相關(guān)。
下一個要完成的相關(guān)位于存儲位置“k”，其中“k”的地址被保存在地址位移寄存器22中。在地址“k”的部分相關(guān)將通過添加在N單元鎖存器26中保存的N個以前輸入的樣本的N個樣本組合而完成。選擇器25包含作用是-以以前在存儲位置“k-N”中存儲的N個樣本組合開始，以Grey碼順序計算和存儲在N單元鎖存器26中保存的N個以前輸入的樣本的2(N－1)個(即8個-如果N＝4)樣本組合-的邏輯。選擇器25在來自映射邏輯23的N－1個選擇線的控制下，輸出這些組合中的一個完成相關(guān)“k”所必需的選定的一個組合。同時，映射邏輯23根據(jù)該組合是要相加還是相減(即在相加之前要符號轉(zhuǎn)換還是不轉(zhuǎn)換)，向修改器24輸出一個加/減命令。
下一步，控制器20通過使輸出門28能連接剛剛完成的相關(guān)“k”值到輸出而輸出剛剛完成的相關(guān)“k”，并取代一個要寫到存儲位置“k”的零值，由此將存儲位置“k”清除為零。定時控制器20然后控制選擇器25選擇來自輸入位移寄存器27的要傳送到加法器/減法器24的最新輸入樣本，與此同時控制映射邏輯電路23順序地選擇要通過加或減新輸入樣本而修改的存儲位置k、k＋1、k＋2、…k＋1－N。映射邏輯電路23也按照取決于碼字位的預(yù)存儲的符號模式，控制每個存儲位置的加或減。
例如，如果碼字的前四位是1101，后四位是1010，則映射邏輯23導(dǎo)致向寄存器27的四個新樣本輸入的第一個樣本的減(對應(yīng)于在第一個位位置中的有“1”(＝“－”)的碼字)，一個對位置k＋1的加(對應(yīng)于是“0”(＝“＋”)的最后碼字位)，從位置k＋2的減(對應(yīng)于是“1”的倒數(shù)第二個碼字位)和一個對位置k＋3的加(對應(yīng)于是“0”的倒數(shù)第三個碼字位)。當(dāng)下四個樣本的第二個樣本輸入到寄存器27時，映射邏輯23將為存儲位置“k”生成一個”－”號(對應(yīng)于是“1”的第二碼字位)，為位置“k＋1”生成一個”－”號(對應(yīng)于是“1”的第一碼字位)，為位置k＋2生成一個”＋”，號(對應(yīng)于是“0”的最后碼字位)，為位置k＋3生成一個”－”號(對應(yīng)于是“1”的倒數(shù)第二個碼字位)，等等。以下示意圖可幫助理解上述模式k1101k＋1 0110k＋2 1011k＋3 0101以上帶下劃線的各位是確定啟動新相關(guān)的樣本的符號的碼字的前幾位，這些新相關(guān)將在通過用無下劃線的各位作為符號(要被相關(guān)的碼字的后幾位)完成的相關(guān)騰出的相同存儲位置中生成。在用最后的無下劃線位完成一個相關(guān)與用第一個帶下劃線位在相同位置開始一個新相關(guān)之間，相關(guān)存儲位置被清零-如上所述，這是通過定時控制器20在適當(dāng)?shù)臅r間開啟輸出門28而進(jìn)行的。
在處理N個新樣本以完成N個相關(guān)和啟動N個新相關(guān)的同時，定時控制器控制在選擇器中存儲的以前的N個樣本組合對存儲器21的其它M-N個位置的加或減。這種計算的時間可以多多少少均勻地分布在N個新樣本周期中-每個樣本周期更新(M－N)/N＝M/N－1個位置。定時控制器20向映射邏輯23提供對在地址寄存器22中存儲的基址“k”的增量“i”-由i＝N開始按1遞增到i＝M－1，直到M-N個位置被更新。映射邏輯23模M加增量“i”到基址“k”，以獲得要更新的存儲器地址位置。
由定時控制器20提供的增量“i”也被映射邏輯23用于確定要由選擇器25選擇的N樣本組合以及該組合是否將被轉(zhuǎn)換(通過向修改器24提供一個“＋”或”－”號)。將被與特定存儲位置的內(nèi)容組合的組合的變址(“i”的值)與各碼字位有關(guān)，回顧圖3就更容易明白這一點-圖3中用值N＝4作為例子。四位部分組成的帶括號的列指示要添加該組合，以更新每行的部分相關(guān)。如果對應(yīng)于這些位模式的補碼的某組合被存儲在選擇器25中，則該互補組合在負(fù)號被提供給修改器的同時被選擇；否則，就以“＋”號使用正確的組合(如果可用的話)。
增量“i”向輸入到選擇器25的N－1個選擇控制線的映射以及為修改器24選擇＋/－，例如可通過在一個存儲區(qū)存儲M-N個N位控制信號而完成。當(dāng)相關(guān)碼字被選擇或更改時，適當(dāng)?shù)闹祵⒈谎b入這個存儲區(qū)。也可將該存儲區(qū)擴展到含有控制開始和結(jié)尾三角填角的生成所需的N×N個符號位，導(dǎo)致共有M×N個存儲位。
或者，對于固定的相關(guān)代碼，可以用這個信息對一個只讀存儲器(ROM)編程，在有些情況中，將增量“i”的各位以硬線邏輯轉(zhuǎn)換成修改器24和選擇器25的N個控制和選擇信號可能更有效。所有這些可能以及上述的其它可能在此都予以考慮。
圖5現(xiàn)在表示一個示例性的對應(yīng)于N＝4的步驟的定時序列。在序列的步驟1a，將位于地址“k”的先前完成的相關(guān)從該存儲位置輸出，并將該位置清零。在步驟1b，將四個新樣本的第一個樣本輸入，并加到如含有地址“k”的地址位移寄存器22所確定的存儲器地址k、k＋1、k＋2和k＋3或從存儲器地址k、k＋1、k＋2和k＋3中減去。是加還是減，由映射邏輯23的內(nèi)容確定。
在步驟2a，將完成的相關(guān)從存儲位置k＋1輸出，并將存儲位置k＋1清零。在步驟2b，將第二個信號樣本加到存儲器地址k、k＋1、k＋2和k＋3或從存儲器地址k、k＋1、k＋2和k＋3中減去。
在步驟3a，將完成的相關(guān)從存儲位置k＋2輸出，并將存儲位置k＋2清零。在步驟3b，將第三個信號樣本加到存儲器地址k、k＋1、k＋2和k＋3或從存儲器地址k、k＋1、k＋2和k＋3中減去。
在步驟4a，將完成的相關(guān)從存儲位置k＋3輸出，并將存儲位置k＋3清零。在步驟4b，將第四個信號樣本加到存儲器地址k、k＋1、k＋2和k＋3或從存儲器地址k、k＋1、k＋2和k＋3中減去。在步驟4c，從存儲器地址“k”開始，按Grey碼順序計算其它2(N－1)－1個(即7個-本例中N＝4)四個樣本組合。在步驟4d，將在步驟4c中計算的組合中的一個選定的組合加到其余存儲位置k＋4、k＋6…k＋M－1的每個位置的內(nèi)容。對于每個這種存儲位置，被選擇要加到該位置的組合是為碼字的特定選擇而預(yù)先確定的。在步驟4e，將地址k增加4(模M)，從步驟1a開始重復(fù)該序列。
在步驟4b完成后，存儲位置“k”含有帶對應(yīng)于碼字的前四位的符號的四個信號值的一個組合。該組合被用作在步驟4c中對總共八個組合中的其它七個組合的計算的起始點，這八個組合連同它們各自的反，包含四個信號樣本的16個可能的符號組合。這些組合中的一個組合將被需要用來通過將它加到存儲位置k＋4的內(nèi)容而完成相關(guān)k＋4。一般來說，計算該值的順序取決于信號正在與其相關(guān)的代碼，該值可能是最后被計算的的值。因此，要求步驟4a至4e在一個樣本時鐘周期內(nèi)完成，以保證按時獲得完成相關(guān)k＋4(即k的遞增值)所需的組合。如此完成的相關(guān)在下一個周期的步驟1a被輸出。注意步驟4e和4d可以掉換次序(即可以在步驟4d將k遞增4)，但是對步驟4e來說，地址k＋4、k＋5…k＋M－1就必須明確地以新的k值表達(dá)為k、k＋1、k＋2…k＋M－5。
在步驟4c計算的四個樣本組合向其它M－5個存儲位置k＋5、k＋6、…、M－1、0、1、…、k－1的累加，必須在步驟1至4的下一個執(zhí)行周期進(jìn)行。因此，在下一個周期的步驟4d和步驟4c的執(zhí)行期間，總共要把所計算的組合的選定的組合加到包括存儲位置k＋4在內(nèi)的M－4個存儲位置的內(nèi)容。步驟4c本身就要求在不到一個樣本時鐘周期中完成七個操作，但這些操作能與步驟4b的四個操作并行執(zhí)行。其它M－4個操作必須在四個樣本周期的其余時間完成，加上其它三個操作，總共M－4＋7個操作必須在四個樣本時鐘周期內(nèi)完成。這可以通過提供每個樣本時鐘周期至少(M＋3)/4個操作的計算速度而實現(xiàn)。
例如，如果M＝64，則除了步驟1至4d并行執(zhí)行外，將需要每個樣本時鐘周期至少17個操作的計算速度。每個步驟1－4d每個樣本時鐘周期消耗另外四個算術(shù)操作，所以如果定時控制器20有至少是樣本時鐘頻率的21倍的高速時鐘可供使用-允許每個樣本時鐘周期對存儲器21的21個讀-修改-重寫周期，則能包容所有的操作。顯然，這不到現(xiàn)有技術(shù)的滑動相關(guān)器的長度的三分之一。
允許七個新的四樣本組合的計算在前七個值正在被使用的同時進(jìn)行，能降低所需要的高速樣本時鐘頻率。如果提供交替的兩組存儲位置，這就可能發(fā)生。計算七個新組合所需的七個操作于是就能與先前的組合與M－4個存儲位置的相加并行地進(jìn)行，并且對于M＝64相關(guān)器來說，存儲器21所需的讀-修改-重寫周期的速度被降到每個樣本時鐘周期4＋(M－4)/4即19個周期。當(dāng)然，有可能在為提高速度而提供更多并行處理或降低每個處理單元的計算速度之間作出平衡。例如，可以將存儲器21劃分成兩個存儲區(qū)，提供兩個加法器/減法器，以便能在每個高速時鐘周期并行地執(zhí)行兩個讀-修改-重寫周期。
并行性的極限是將存儲區(qū)21劃分成N個單元的M/N個存儲區(qū)，每個存儲區(qū)連接到M/N個加法器/減法器中相應(yīng)的一個。每個新樣本時鐘周期要更新的四個連續(xù)存儲位置能同其它(M-N)/N個存儲位置一樣，存儲在不同的存儲區(qū)，使得所有需要的存儲區(qū)讀-修改-重寫周期都能并行地進(jìn)行。為了與這種速度匹配，可以用2(N－1)－1個級聯(lián)的加法器鏈路按Grey碼順序計算選擇器25所需的N個樣本的2(N－1)個組合，由此，加法器兩次加或減去往/來自前置加法器的輸出的樣本值，以獲得僅與該邏輯的行波延遲并行的所有組合。這種安排的硬件復(fù)雜度只有現(xiàn)有技術(shù)的需要M－1個并行加法器的完全并行相關(guān)器的1/N。
這樣，與現(xiàn)有技術(shù)的方法相比，所述技術(shù)可用于構(gòu)造或者更長相關(guān)長度的、更低硬件復(fù)雜度的、更高速度的、更低能耗的或這些優(yōu)點的任何組合的相關(guān)器。改進(jìn)的相關(guān)器可被用來相關(guān)被接收信號樣本集合的所有位移，其中該集合不必是相鄰的信號集合，但是例如能按脈沖串方式(例如時分多路訪問(TDMA)系統(tǒng)中的那樣的，或者按頻率跳躍系統(tǒng)中的“跳躍”方式)被接收。例如每當(dāng)對被接收信號的定時不確定時，就需要這個方法。在碼分多路訪問(CDMA)系統(tǒng)中當(dāng)要構(gòu)造“RAKE”接收機，以通過去擴展帶有用于構(gòu)造不同的“RAKE taps”不同的被延遲的信號樣本集合，組合沿不同延遲路徑接收的信號時，也存在這樣的需要。該相關(guān)器可被有效地用來同時地去擴展大量的RAKE taps。
此外，該方法能被用來計算M個連續(xù)信號樣本的連續(xù)位移與一個M個被存儲樣本值的一個信號模式之間的相關(guān)-樣本值不限于是二進(jìn)制值，但是可包括例如三元值+1、-1和0。N個信號值的所有3**N個可能組合都可按Grey碼順序有效地計算，其中，一次只有一位通過其允許的值的集合被改變，由此能按上述的發(fā)明原理設(shè)計出更快的相關(guān)算法。
當(dāng)必須作出與例如在處理從多個(例如4個或更多的)全球定位系統(tǒng)(GPS)衛(wèi)星接收的CDMA信號的導(dǎo)航接收機中的許多不同的CDMA代碼的一些位移相關(guān)時，該方法也有用。
圖4中所示的相關(guān)器的復(fù)雜性比常規(guī)相關(guān)器的復(fù)雜性小，但速度更快。有各種提供類似優(yōu)點的替代性方案。圖6a-6c中顯示了這種方案的一個例子。
在圖6a中，一個長度64的匹配過濾器先被32個長度2的匹配過濾器1、2、…32替代。第一個匹配過濾器在延遲單元D1中延遲輸入樣本，并將延遲的輸出加到由C1C2相乘的下一個樣本，其中運算與當(dāng)系數(shù)值是一位布爾表示法的二進(jìn)制值+1或-1(或代數(shù)表示法的+1或-1)的運算“異或”相同。乘以+1或-1的乘法操作于是相當(dāng)于輸入值的符號改變(對于-1來說)或不改變(對于+1來說)。用輸入信號樣本a(i)至a(I＋63)，圖6a中的第一個和的輸出于是為a(i)＋(C1C2)·a(i＋1)這被再次乘以C1(改變符號)，得出C1·a(i)＋C12·C2·a(i＋1)由于C12＝1，上式等于C1·a(i)＋C2·a(i＋1)，等于一個二樣本匹配過濾器輸出。
該值然后在圖6a的第一個二樣本延遲單元中被延遲，這樣，在兩個樣本周期之后，它被加到第二個二樣本匹配過濾器的輸出C3a(i＋2)＋C4·a(i＋3)，由此得到C1·a(i)＋C2·a(i＋1)＋C3·a(i＋2)＋C4·a(i＋3)
這個結(jié)果將被認(rèn)為是一個四樣本匹配過濾器的輸出。該輸出可以被延遲并進(jìn)而加到第二個二樣本匹配過濾器的輸出，如此等等，直到獲得相當(dāng)于一個64單元的匹配過濾器的輸出。或者，可以將二樣本匹配過濾器的輸出，在它們的其中之一被延遲四個樣本周期后進(jìn)行組合，以獲得一個8樣本匹配過濾器值，如此等等，構(gòu)造一個連續(xù)地加倍匹配過濾器長度的二進(jìn)制樹。不過，無論進(jìn)行這些變化中的何種變化，加法和乘法(符號改變)的總數(shù)還是與圖2的常規(guī)設(shè)備中的大致相同。
圖6a的32個二樣本匹配過濾器每個計算最近兩個輸入樣本(或它們的反)的和或差。所以，只有兩個不同的值-和和差-需要生成，而不是32個值。
圖6b表示通過在延遲D中延遲一個樣本并將與蝶形電路中的一個后繼樣本組合對兩個連續(xù)樣本的和和差的預(yù)先計算。術(shù)語“蝶形電路”是從也需要計算許多同時的和和差的快速傅立葉變換結(jié)構(gòu)轉(zhuǎn)借的。兩個多位二進(jìn)制值的同時和和差能用小于單一的加法電路或減法電路的復(fù)雜度的兩倍并且只是多于單一的加法電路40％的數(shù)量級的邏輯結(jié)構(gòu)計算。所以，用蝶形電路來生成成對的樣本組合，與同等數(shù)量的分立加法器和減法器相比，復(fù)雜性和能耗節(jié)省大約40％。
在圖6b中，和值a(i)＋a(i＋1)和差值a(i)－a(i＋1)被饋送到許多兩路開關(guān)或選擇器。第一個選擇器選擇依據(jù)C1與C2之間的異或選擇和或差。在圖6b的設(shè)備中，如果C1＝C2，則a(i)和a(i＋1)被乘以相同的符號，由此生成它們的和或負(fù)和。因此，如果C1＝C2(即C1.XOR.C2＝0)，第一個選擇器選擇和。相反，如果C1.XOR.C2＝1，則選擇差。所選擇的和或差然后通過進(jìn)一步與C1相乘而被改變符號，以獲得來自第一分級(二樣本匹配過濾器)的預(yù)定值C1·a(i)＋C2·a(i＋1)。
如圖6a中的那樣，該來自第一分級的值被延遲單元2D中被延遲兩個樣本周期，然后加到第二分級輸出X2C3·a(i＋2)＋C4·a(i＋3)。
這樣，64分級的匹配過濾器輸出值的生成是如前面一樣地進(jìn)行的。然而在這個實施例中，由于用蝶形電路對兩個連續(xù)輸入樣本的預(yù)組合，加法和減法(或符號改變)的數(shù)目已經(jīng)從63－64減少到31。這減少乘-加操作中一半的能耗。
然而，延遲單元消耗大量的電能。在圖6a、6b和6c中，延遲單元的數(shù)目乘它們的操作頻率是大致相同的。要減少一半能耗，就應(yīng)當(dāng)減少延遲單元的數(shù)目或時鐘頻率。
圖6c表示如何將圖6b的31個二單元延遲(其全部62個單元都是以相同的樣本速率Fc定時的)劃分成兩組31個單個單元延遲，每組以Fc/2定時。這樣，將能耗從62.Fc個單位減少到2×31.Fc/2個單位，即31.Fc個單位，導(dǎo)致延遲單元中能耗的減半。所以，圖6c的本發(fā)明匹配過濾器大致消耗圖2的現(xiàn)有技術(shù)的匹配過濾器的電能的一半。
在第一個實施例中，輸入樣本被一個樣本用一個延遲單元D(如數(shù)字存儲單元、寄存器或鎖存器)延遲，由此提供同時提供對新樣本和前一個樣本的訪問。蝶形電路生成當(dāng)前值與前一個值的和和差。兩個連續(xù)輸入樣本的這兩個預(yù)組合然后被發(fā)送到N/2個選擇器電路。選擇器電路根據(jù)給定N位字的連續(xù)二進(jìn)制位的每對相同還是不同而選擇和或差。然后根據(jù)每個位對的第一對改變被選擇的值的符號，使得根據(jù)相關(guān)的二進(jìn)制位對有值00、01、10還是11，符號改變的值分別等于和、差、負(fù)和或負(fù)差。然后將符號改變的被選擇值發(fā)送到N/2個加法器電路，將加法器電路的輸出發(fā)送到N/2個二樣本周期延遲單元的相應(yīng)一個單元。每個加法器的第二輸入是從前一個延遲單元導(dǎo)出的，由此生成一個鏈路。如果不打算有級聯(lián)，則可以省略位于鏈路的開始的加法器；最后的加法器之后的延遲單元也可以省略。如果不使用級聯(lián)，第一個二樣本匹配過濾器的輸出直接去往第一個延遲單元，最后的加法器的輸出是最終輸出即相關(guān)值。所以在每個樣本時鐘周期執(zhí)行的加法的數(shù)量已經(jīng)從常規(guī)匹配過濾器所要求的N個加法減少到一個蝶形操作(相當(dāng)于兩個加法)加N/2－1個加法。
回到圖6c，圖中顯示的是對第一實施例的進(jìn)一步改進(jìn)，它將N/2－1個二樣本延遲單元的每個替換為兩個有N/2－1個一樣本延遲單元的鏈路。選擇第一個鏈路用在偶數(shù)樣本周期上，選擇第二個鏈路用在奇數(shù)樣本周期上。這就把需要在每個樣本周期定時的延遲單元的數(shù)量從現(xiàn)有技術(shù)的N－1個減少到N/2－1個。加法數(shù)量減半和每個樣本周期定時的延遲單元數(shù)量減半的綜合，有效地把匹配過濾器的能耗減半。
圖7表示按照另一個實施例的匹配過濾器裝置，其中用蝶形電路來生成兩個連續(xù)輸入樣本的所有4種組合-和、差、負(fù)和、負(fù)差。32個4路選擇器根據(jù)各對二進(jìn)制系數(shù)-如(C1，C2)、(C3，C4)等，選擇這四種組合的其中之一。所選擇的組合在第一組偶數(shù)樣本周期的31個延遲單元D1e至D31e中或在第二組奇數(shù)樣本周期的31個延遲單元D1o至D31o中被延遲，每個延遲值加到上一延遲和。選擇器開關(guān)S1、S2、…S32從偶數(shù)樣本周期的偶數(shù)延遲組的延遲單元或者從奇數(shù)樣本周期的奇數(shù)組延遲單元選擇上一延遲和。生成所有4種組合因此以用4路選擇器開關(guān)代替2路選擇器開關(guān)為代價而消除32個符號改變。這個選擇可以在用特定集成電路技術(shù)的參數(shù)進(jìn)行詳細(xì)的權(quán)衡之后作出，以確定最佳實現(xiàn)。這個權(quán)衡更詳細(xì)地由圖8表示，該圖表示一種生成四個預(yù)組合和使用4路選擇器開關(guān)的選擇方案，該方案用2路選擇器開關(guān)只生成兩個預(yù)組合，但需要一個根據(jù)C1的值的后選擇符號改變器。
圖9表示通過生成四個信號樣本的預(yù)組合的對本發(fā)明的進(jìn)一步擴展。用三個延遲電路D把連續(xù)的樣本值a、b、c和d輸入到預(yù)組合器。可能的預(yù)組合符號模式的數(shù)目現(xiàn)在是2的4次方即16。由于避免生成只有符號不同的預(yù)組合是有益的，預(yù)組合器只生成樣本值“a”有“＋”號的八個組合。16個選擇器開關(guān)只需要8路開關(guān)而不是16路開關(guān)，因此節(jié)省硬件。這8路開關(guān)按照三個二進(jìn)制位的分組的選擇八個預(yù)組合之一，諸如B1＝C1.XOR.C2B2＝C1.XOR.C3B3＝C1.XOR.C4通過異或C1，要被施加到樣本值“a”的符號被忽略。這個總符號是使用C1的乘法器(符號改變器)中的應(yīng)用后選擇。
第一個符號改變器的輸出等于一個現(xiàn)在在四組15個延遲單元的其中一組單元中延遲四個樣本周期的四樣本匹配過濾器值。每個延遲單元由時鐘頻率Fc/4驅(qū)動，每個延遲單元組在時鐘Fc的每四個時鐘脈沖上使用。時鐘Fc于是除以4，生成四個四分之一頻率的交叉定時段時鐘，以分別同步這四個延遲單元組?？梢钥吹?，在圖9中，只用四個延遲和加法器級就構(gòu)成一個64樣本匹配過濾器，延遲單元中的能耗從圖2中的63.Fc降低到4×15.Fc/4，即15.Fc。所以能耗被大致降低到圖2中所示設(shè)備的能耗的四分之一。
以上原理可以推廣到計算輸入樣本的更多預(yù)組合，而不只是兩個連續(xù)值的和與差-正如在父應(yīng)用中所解釋的那樣。例如在圖9中，可以通過一個三個延遲單元的鏈路傳送輸入樣本，以提供對四個連續(xù)樣本(即當(dāng)前樣本加上最后的三個)的并行使用。預(yù)組合器用所有可能的四位符號模式計算四個輸入樣本的全部16個可能的加法性組合。按照典型實施例，只需要計算執(zhí)行組合中的八個，因為其它八個只是這八個的反。這八個組合也是按Grey碼順序的結(jié)構(gòu)計算的，只計算所生成的每個連續(xù)預(yù)組合之間的一個符號改變，由此把加法的數(shù)量從8×3＝24降低到3＋7＝10?？梢杂闷渌夹g(shù)來降低生成預(yù)組合的復(fù)雜性，如采用蝶形電路能同時生成一個和和一個差，而復(fù)雜程度低于兩個加法。
選擇器電路S1-S16然后各按給定N位字的四個二進(jìn)制位的極性選擇16個預(yù)組合之一。這可包含選擇8個預(yù)組合之一，然后取其反，正如圖9中所示的那樣。然后將所選擇的預(yù)組合通過加法器電路傳送到四樣本延遲單元。選擇器電路的數(shù)量現(xiàn)在被減少到N/4，加法器電路的數(shù)量減少到N/4－1，而所使用的4樣本延遲單元的數(shù)量是N/4－1。這N/4－1個4樣本延遲單元可以由4個N/4－1個一樣本延遲單元的鏈路代替-每個鏈路以一個1/4樣本速率時鐘的四個段的不同一個同步，這也在圖9中有表示。所以，在每個樣本時鐘周期同步的延遲級的數(shù)量和進(jìn)行的加法的數(shù)量都被減少到大約N/4，結(jié)果是節(jié)省四分之三的能耗。
如果把以上原理推廣到用多于四個連續(xù)輸入樣本生成多于16個預(yù)組合，則只能把相關(guān)器的能耗降低到某個點，之后，生成并向選擇器電路分配更多數(shù)量的預(yù)組合會導(dǎo)致能耗的再次上升。這是因為傳輸預(yù)組合的字線的數(shù)量是按指數(shù)級上升的-即按2的-所組合的輸入樣本的數(shù)量-次方上升的，而位移和加法的數(shù)量只是有比例地降低的。所以，需要一種對相關(guān)長度N的任何給定值最小化能耗的設(shè)計。
在圖10中所示的另一個實施例中，不在輸入每個新樣本而只在輸入每組(例如4個新樣本)時，生成預(yù)組合，這樣能進(jìn)一步降低能耗。這樣，預(yù)組合的生成速率減少-與預(yù)組合的字線的切換速率一樣。在這個實施例中，在框φ1中增加N/4個四樣本預(yù)組合，以生成第一N樣本相關(guān)值。然后在框φ2中將N/4－1個四樣本預(yù)組合加到較早的輸入值的三樣本組合，以生成第二N樣本相關(guān)值。在框φ3中將另N/4－1個四樣本預(yù)組合與較早的輸入值的二樣本組合和當(dāng)前樣本與上一樣本的組合組合，以生成第三相關(guān)。最后，在框φ4中另外N/4－1個四樣本預(yù)組合與較早的輸入樣本值和三個最近輸入樣本值的組合組合，以生成第四相關(guān)。這樣，通過每個相關(guān)值大約N/4個加-位移操作，每四個樣本時鐘周期生成四個相關(guān)，預(yù)組合的生成的速率降低到每四個樣本時鐘周期一次。
能耗的降低會受呈指數(shù)級增長的待生成預(yù)組合的數(shù)量的影響，以及受選擇器開關(guān)的增加的復(fù)雜程度的影響。所以，待生成的預(yù)組合有一個使能耗最低的最佳數(shù)量。
圖9的匹配過濾器和圖4的滑動相關(guān)器的一個差別是在時鐘Fc的每個周期生成八個預(yù)組合，而在圖4中只在每一個第四樣本時鐘計算四個樣本的預(yù)組合。一個原因是，在圖4中，四個相關(guān)的完整分組，是通過分別在四個相關(guān)的每個分組的第二、第三和第四相關(guān)的開始和結(jié)尾加一個奇數(shù)樣本的三角填角、兩個樣本之和和三個樣本之和而計算的。
圖10表示任何能按照替代性實施例實現(xiàn)圖4的滑動相關(guān)器。以速率Fc到達(dá)的輸入樣本由四路轉(zhuǎn)換開關(guān)10分配到記為a、b、c、d的四個存儲單元。這實際上構(gòu)成一個串行至4樣本并行轉(zhuǎn)換器，使得在每一個第四樣本時鐘輸入樣本被四個一組地鎖存到預(yù)組合器P1的輸入端。來自輸入鎖存器的四個樣本以降低的速率Fc/4在預(yù)組合器P1中被組合，8個輸出線的值相應(yīng)地只以速率Fc/4變化。這降低預(yù)組合器P1中的能耗。標(biāo)記為S1的第一選擇器開關(guān)按以前那樣根據(jù)C1×C2、C1×C3和C1×C4選擇預(yù)組合之一，然后按照總體符號C1對該選擇作符號改變，獲得aC1＋bC2＋cC3＋dC4，這是時鐘段1的四樣本匹配過濾器值。
對于時鐘段2，預(yù)組合器P2生成bC1＋cC2＋dC3。
對于時鐘段3，預(yù)組合器P1生成cC1＋dC2。
對于時鐘段4，預(yù)組合器P1生成dC1。
將為每個時鐘段生成的值在四個延遲單元組的相應(yīng)之一中延遲-這四個延遲單元組的各個第一單元被記為D11、D12、D13和D14。
將第一延遲組單元D11、D12、D13和D14的延遲輸出加到由選擇器S2選擇的另一個預(yù)組合。不過與圖9不同的是，S2為第一時鐘段選擇不同的樣本集合eC5＋fC6＋gC7＋hC8，其中e、f、g、h是a、b、c、d后的四個輸入樣本。相加后，獲得下列8樣本匹配過濾器值aC1＋bC2＋cC3＋dC4＋eC5＋fC6＋gC7＋hC8。
對于第二時鐘段，選擇器S2必須選擇eC6＋fC7＋gC8＋hC9以便與來自P2的bC1＋cC2＋dC3相加，以獲得樣本匹配過濾器值bC1＋cC2＋dC3＋eC6＋fC7＋gC8＋hC9如此等等。用來控制選擇器S2的位組合被記為Zi，其中i＝2至16。代碼調(diào)度器100預(yù)先計算并存儲三個選擇器開關(guān)控制位的分組。
另外在圖10中，S16的功能是選擇在第一時鐘段上完成一個64樣本相關(guān)所需的最終四樣本組合。對于第二時鐘段選擇不同的組合，它對應(yīng)于第二相關(guān)的倒數(shù)第二的四樣本值，最終值aC64則由第三預(yù)組合器P3提供。同樣地，P3提供預(yù)組合aC63＋bC64，以完成第三Fc/4時鐘段的相關(guān)，提供aC62＋bC63＋cC64，以完成第四相關(guān)。所以，在一個Fc/4時鐘周期中完成四個相關(guān)。平均每個相關(guān)只要16個延遲操作和16個加法操作，就實現(xiàn)這一點。附加的操作只是樣本速率時鐘Fc的每個第四時鐘周期由P1、P2和P3執(zhí)行的預(yù)組合操作。所生成的預(yù)組合的總數(shù)因此是每四個時鐘Fc周期8(P1)＋3(P2)＋3(P3)＝14個，即除16個延遲和加法操作外每個被計算的相關(guān)3.5個組合。因此，與圖9的方案相比，生成預(yù)組合的能耗降低。
該原理當(dāng)然可以推廣到進(jìn)一步通過以Grey碼順序生成預(yù)組合而降低生成預(yù)組合的能耗，可以應(yīng)用于一次預(yù)組合多于四個的輸入樣本。此外，用雙套的選擇-延遲-加法單元而無需重復(fù)預(yù)組合電路P1，一次可以進(jìn)行與多于一個的64位二進(jìn)制碼的相關(guān)。用圖9的沒有三角開始和結(jié)尾填角的方案或者用圖10的實行開始和結(jié)尾填角的方案進(jìn)行預(yù)組合的樣本的最佳數(shù)量，當(dāng)同時與一個以上代碼相關(guān)時更大，因為在總電耗預(yù)算中共同的預(yù)組合工作變得較不重要。
本發(fā)明也能應(yīng)用于將具有實部分和想像部分的復(fù)雜樣本流與具有實符號和想像符號的復(fù)雜代碼相關(guān)。這種相關(guān)器可按Bottomley等人的08/748，755號美國專利申請構(gòu)造，該申請與本申請的受讓人相同，在此引用作為參考。
也可以意識到，與無需在給定應(yīng)用中生成的樣本位移的相關(guān)，可以省略，方法是根據(jù)要省略的相關(guān)禁止向電路和延遲單元的不同部分發(fā)送時鐘脈沖。所以，當(dāng)不需要計算所有的滑動相關(guān)時，可以進(jìn)一步降低能耗。
本領(lǐng)域的一般熟練人員顯然知道，本發(fā)明可以以其它特定形式體現(xiàn)而不偏離其基本特征。因此上述實施例在各方面均應(yīng)視為是示例性的而不是限制性的。
權(quán)利要求
1.一種用于生成以樣本速率時鐘確定的速率出現(xiàn)的信號樣本流與給定的具有多個二進(jìn)制位的二進(jìn)制碼之間的相關(guān)的匹配過濾器，包含-用于生成輸入樣本的分組的預(yù)組合的預(yù)組合裝置；-多個各由一組二進(jìn)制位控制而根據(jù)它們選擇預(yù)組合之一的選擇裝置；-用于將所選擇預(yù)組合與延遲和組合以獲得無延遲和的加法裝置；和-用于延遲無延遲和以生成延遲和的延遲裝置。
2.權(quán)利要求1的匹配過濾器，其中，延遲裝置被劃分成多個延遲單元組，每組是以用樣本速率時鐘的頻率除以組數(shù)得出的多段時鐘的相應(yīng)段同步的。
3.權(quán)利要求2的匹配過濾器，其中，組數(shù)等于輸入樣本的分組中的樣本數(shù)。
4.權(quán)利要求1的匹配過濾器，其中，所生成的所述預(yù)組合的數(shù)目等于2的-輸入樣本的分組中的樣本數(shù)-次方。
5.權(quán)利要求1的匹配過濾器，其中，所生成的所述預(yù)組合的數(shù)目等于2的-輸入樣本的分組中的樣本數(shù)除以2-次方。
6.一種用于生成以樣本速率時鐘確定的速率出現(xiàn)的信號樣本流與給定的具有多個二進(jìn)制位的二進(jìn)制碼之間的相關(guān)的方法，包含下列步驟-為生成輸入樣本的預(yù)組合而預(yù)組合輸入樣本的分組；-選擇多個預(yù)組合，該選擇由一組二進(jìn)制位控制；-將所選擇預(yù)組合與延遲部分的和相加以獲得無延遲的部分和；知-延遲無延遲部分的和以生成延遲部分的和。
7.權(quán)利要求6的方法，其中，延遲步驟由多個延遲單元組執(zhí)行，每組是以用樣本速率時鐘的頻率除以組數(shù)得出的多段時鐘的相應(yīng)段同步的。
8.權(quán)利要求7的方法，其中，延遲單元組數(shù)等于輸入樣本的分組中的樣本數(shù)。
9.權(quán)利要求6的方法，其中，所生成的所述預(yù)組合的數(shù)目等于2的-輸入樣本的分組中的樣本數(shù)-次方。
10.權(quán)利要求6的方法，其中，所生成的所述預(yù)組合的數(shù)目等于2的-輸入樣本的分組中的樣本數(shù)除以2-次方。
11.一種用于生成數(shù)字樣本序列的連續(xù)位移與至少一個給定的含有多個二進(jìn)制位的二進(jìn)制碼之間的相關(guān)的方法，包含下列步驟-生成數(shù)字樣本的連續(xù)樣本的多個預(yù)組合，所生成的預(yù)組合的數(shù)量小于數(shù)字樣本序列中的樣本數(shù)；-對所選擇預(yù)組合施加不同的變符模式；和-把所選擇預(yù)組合延遲并相加，以生成相關(guān)。
12.權(quán)利要求11的方法，其中，預(yù)組合是以相應(yīng)的不同符號模式的Grey碼順序生成的。
13.權(quán)利要求11的方法，其中，變符模式中的至少一個變符是以多個二進(jìn)制位的至少一位為根據(jù)的。
14.權(quán)利要求11的方法，其中，延遲和相加的步驟包含-將所選擇預(yù)組合在多個延遲單元組中延遲，每組是以用樣本速率時鐘的頻率除以組數(shù)得出的多段時鐘的相應(yīng)段同步的。
15.一種用于生成數(shù)字樣本序列的連續(xù)位移與至少一個給定的含有多個二進(jìn)制位的二進(jìn)制碼之間的相關(guān)的設(shè)備，包含-用于生成數(shù)字樣本的連續(xù)樣本的一些預(yù)組合第一電路，所生成的預(yù)組合的數(shù)量小于數(shù)字樣本序列中的樣本數(shù)；-用于對所選擇預(yù)組合施加不同的變符模式的第二電路；和-用于把所選擇預(yù)組合延遲和相加以生成相關(guān)的延遲裝置和加法裝置。
16.權(quán)利要求15的設(shè)備，其中，預(yù)組合是以相應(yīng)的不同變符模式的Grey碼順序生成的。
17.權(quán)利要求15的設(shè)備，其中，變符模式中的至少一個變符是以多個二進(jìn)制位的至少一位為根據(jù)的。
18.權(quán)利要求15的方法，其中，延遲裝置包含-至少一個用于延遲所選擇預(yù)組合的延遲單元組，每組是以用樣本速率時鐘的頻率除以延遲單元組數(shù)得出的多段時鐘的相應(yīng)段同步的。
全文摘要
一種用于接收碼分多路訪問(CDMA)信號的無線電話接收機的匹過濾器。匹配過濾器生成輸入值的預(yù)組合,以－與常規(guī)的匹配過濾器相比－顯著地減少生成相關(guān)值所需的乘法和加法操作的數(shù)量。所需操作的這個減少的數(shù)量,連同去擴展CDMA信號所需的延遲單元的減少的數(shù)量,顯著地降低匹配過濾器的總體能耗。因此在像例如移動電話這樣的裝置中使用這樣的匹配過濾器會延長電池壽命。
文檔編號H04B1/707GK1328671SQ99813619
公開日2001年12月26日 申請日期1999年10月21日 優(yōu)先權(quán)日1998年11月23日
發(fā)明者P·登特, K·烏拉貝 申請人:艾利森公司