專利名稱：在一種多天線裝置中組合信道編碼和空間一分塊編碼的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線通信，尤其是涉及在出現(xiàn)衰落、共信道干擾以及其它降質(zhì)影響時(shí)的有效無線通信技術(shù)。
無線信道的物理限制給可靠的通信帶來了重要的技術(shù)挑戰(zhàn)。帶寬限制、傳播損耗、時(shí)間偏差、噪聲、干擾以及多路徑衰落，使無線信道成為不易通過數(shù)據(jù)流的狹窄“管道”。此外，其它挑戰(zhàn)來自功率限制、大小、以及應(yīng)用于便攜式無線裝置內(nèi)的設(shè)備的速度。
同時(shí)在基站和遠(yuǎn)端站使用多個(gè)發(fā)射天線可增加無線信道容量，而且信息理論能測(cè)量這個(gè)增加的容量。利用這個(gè)容量的標(biāo)準(zhǔn)方案為接收機(jī)的線性處理，這在例如，J.Winters，J.Salz and R.D.Gitlin，in“Theimpact of antenna diversity an the capacity of wireless communicationsystems”IEEE Trans.Communications，Vol.42.No.2/3/4，pp.1740-1751，F(xiàn)eb/March/April 1994中描述。Wittneben在“Base station modulationdiversity for digital SIMULCAST”，proc.IEEE’VTC，pp.505-511，May1993，以及Seshadri and Winters在“Two signaling schemes forimproving the error performance of frequency-division-duplex(FDD)transmission systems using transmitter antenna diversity，”International Journal of Wireless Information Networks，Vol.1，No.1，1994中研究了發(fā)射分集。Wittneben和Seshadri等人的論文從信號(hào)處理觀點(diǎn)探討了發(fā)射分集。
空-時(shí)(space-time)碼將接收機(jī)的信號(hào)處理與適合于多個(gè)發(fā)射天線的編碼技術(shù)相組合。參見，例如，V.Tarokh，N.Seshadri，and A.R.Calderbank在“Space-Time Codes For High Data Rate WirelessCommunicationPerformance Analysis and Code Construction，”IEEE Trans.Info.Theory，Vol.44，No.2，pp.744-765，March 1998。空-時(shí)方案比前面提到的現(xiàn)有技術(shù)大為有效。設(shè)計(jì)用于2-4個(gè)發(fā)射天線的特定空-時(shí)碼在緩慢改變的衰落環(huán)境下(如室內(nèi)發(fā)射)表現(xiàn)良好，而且具有2-3dB的理論中斷容量。例如，J.Foschini，Jr.And M.J.Gans，“Onlimits of wireless communication in a fading environment，when usingmultiple antennas，”Wireless Personal Communication，Vol.6，No.3，pp.311-335，March 1998中描述了中斷容量。在Tarokh等人的論文中描述的代碼的帶寬效率約為現(xiàn)有系統(tǒng)的3-4倍。它對(duì)性能改進(jìn)的最重要作用是分集，這可理解為提供了發(fā)射到接收機(jī)的信號(hào)的多個(gè)拷貝，其中某些拷貝不易衰減。在Tarokh等人的論文中提供了空-時(shí)碼為考慮星座尺寸、數(shù)據(jù)率、分集增益和格子結(jié)構(gòu)復(fù)雜度之間的最優(yōu)折衷。
當(dāng)發(fā)射天線的數(shù)量固定時(shí)，解碼復(fù)雜度(例如，根據(jù)解碼器中的格子狀態(tài)數(shù)測(cè)量)隨發(fā)射速率呈指數(shù)增加。通過設(shè)計(jì)具有多級(jí)結(jié)構(gòu)的空-時(shí)碼，以及采納Tarokh等人描述的多級(jí)解碼，可在某種程度上減小解碼復(fù)雜度。對(duì)于數(shù)量適中的發(fā)射天線(3-6)來說，這種方法在減小解碼復(fù)雜度的同時(shí)能提供更高的數(shù)據(jù)率。然而，簡(jiǎn)化解碼要付出代價(jià)。多級(jí)解碼只是次優(yōu)方法，部分是因?yàn)檎`差系數(shù)被放大，而且這種性能代價(jià)意味著需要另一種替代的技術(shù)解決方案來實(shí)現(xiàn)高數(shù)據(jù)率。
為在窄帶無線信道中實(shí)現(xiàn)高數(shù)據(jù)率，發(fā)射機(jī)和接收機(jī)都需要許多天線?？紤]應(yīng)用n個(gè)發(fā)射和m個(gè)接收天線的無線通信系統(tǒng)，其中每個(gè)發(fā)射和接收天線之間的子信道為準(zhǔn)靜態(tài)瑞利、平坦且互不相關(guān)。如果n固定，那么容量隨m呈對(duì)數(shù)增加。另一方面，如果m固定，那么憑直覺，容量必須到達(dá)增加更多發(fā)射天線將沒有太大差別的一種狀態(tài)。實(shí)際上，這可從前面提到的Foschini和Gans的論文中所示的中斷容量的數(shù)學(xué)表達(dá)式中看到。因此，結(jié)果是，在一個(gè)接收天線的情況下，使用的發(fā)射天線多于4個(gè)時(shí)中斷容量幾乎不增加。類似的證據(jù)表明，如果有兩個(gè)接收天線，使用6個(gè)發(fā)射天線就能提供所能得到的幾乎所有的容量增值。
如果n增加，而且m≥n，那么信息理論表明，系統(tǒng)容量至少以n的函數(shù)線性增加。因此，同時(shí)增加接收機(jī)和發(fā)射機(jī)的天線數(shù)量以獲得更高容量就很有意義。在發(fā)射機(jī)和接收機(jī)中同時(shí)應(yīng)用多個(gè)天線可得到一個(gè)多輸入多輸出系統(tǒng)，在該系統(tǒng)中，自由度的數(shù)量由發(fā)射和接收天線的數(shù)值給定。
Foschini在“Layered space-time architecture for wirelesscommunication in a fading environment when using multi-elementantennas，”Bell Labs Technical Journal，Vol.1，No.2，Autumn 1996中考慮了這種系統(tǒng)。他提出了一種多層結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)在原理上能實(shí)現(xiàn)容量的緊(tight)下限。如果使用n個(gè)發(fā)射和n個(gè)接收天線，那么在接收機(jī)中來自發(fā)射天線1的發(fā)射信號(hào)被視為預(yù)期信號(hào)，而從其它發(fā)射天線發(fā)射的信號(hào)被視為干擾。接著利用n個(gè)接收天線進(jìn)行線性處理來抑制干擾信號(hào)，這就提供分集增益為1。一旦從天線1發(fā)射的信號(hào)被正確檢測(cè)到，那么從天線2發(fā)射的信號(hào)被視為預(yù)期信號(hào)，而從發(fā)射天線3，4，...，n發(fā)射的信號(hào)被視為干擾。由于從天線1發(fā)射的信號(hào)已被檢測(cè)，因此它的影響被從接收機(jī)天線1～n接收的信號(hào)中減去。此后，檢測(cè)從天線2發(fā)射的信號(hào)繼續(xù)線性處理，用于抑制來自天線3～n的干擾信號(hào)。這種情況下提供分集增益為2。繼續(xù)重復(fù)這個(gè)過程直到所有發(fā)射信號(hào)被檢測(cè)。很顯然，這種結(jié)構(gòu)中分集最差為1。對(duì)于這種系統(tǒng)，需要組合有力的編碼技術(shù)的長(zhǎng)數(shù)據(jù)幀來實(shí)現(xiàn)中斷容量的下限。
在1998年7月14日申請(qǐng)的美國專利申請(qǐng)No.09/114838要求1997年7月16日申請(qǐng)的美國臨時(shí)專利申請(qǐng)60/052689的優(yōu)先權(quán)，其公開了這樣一種裝置，它通過應(yīng)用組合陣列信號(hào)處理與信道編碼的觀點(diǎn)實(shí)現(xiàn)性能的增強(qiáng)。具體地，發(fā)射機(jī)的天線被細(xì)分為小的分組，而且使用獨(dú)立的空-時(shí)碼從每個(gè)天線組發(fā)射信息。在接收機(jī)中，利用線性陣列處理技術(shù)來解碼一個(gè)獨(dú)立的空-時(shí)碼，該技術(shù)通過將其它天線組發(fā)射的信號(hào)視為干擾，來抑制這些干擾信號(hào)。該解碼信號(hào)對(duì)其它接收信號(hào)的影響接著從這些接收信號(hào)中被清除。最終結(jié)果是提供了一種簡(jiǎn)單的接收機(jī)結(jié)構(gòu)，它能在具有給定分集增益的未編碼系統(tǒng)的基礎(chǔ)上提供分集和編碼增益。接收機(jī)的陣列處理與多發(fā)射天線編碼技術(shù)的結(jié)合能實(shí)現(xiàn)無線信道上的可靠和高速率通信。Foschini結(jié)構(gòu)上的分組干擾抑制方法的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是，接收天線數(shù)可少于發(fā)射天線數(shù)。
1999年9月4日申請(qǐng)的美國專利申請(qǐng)No.09/149,163要求1997年7月17日申請(qǐng)的美國臨時(shí)專利申請(qǐng)60/052689的優(yōu)先權(quán)，其公開了一種裝置，其中K個(gè)同步的終端設(shè)備通過N個(gè)天線發(fā)送信號(hào)到具有M≥K個(gè)天線的基站。通過同時(shí)應(yīng)用干擾對(duì)消(IC)和最大似然(ML)解碼來得到改進(jìn)。更具體地，空-時(shí)分塊編碼應(yīng)用于每個(gè)發(fā)射機(jī)使用N個(gè)發(fā)射天線的情況，而且信號(hào)在具有M個(gè)接收天線的接收機(jī)接收。通過利用空-時(shí)分塊碼結(jié)構(gòu)，當(dāng)解碼一個(gè)由給定移動(dòng)設(shè)備發(fā)射的信號(hào)時(shí)，K-1個(gè)干擾的發(fā)射設(shè)備在接收機(jī)的作用被對(duì)消，而不管發(fā)射天線數(shù)量N有多大。并且該申請(qǐng)還公開了這樣一種裝置，在該裝置中，第一終端設(shè)備的信號(hào)首先被解碼，而當(dāng)解碼其余K-1個(gè)終端設(shè)備的信號(hào)時(shí)，由此產(chǎn)生的解碼信號(hào)用于抵消它們對(duì)基站天線接收的信號(hào)的影響。該過程在其余K-1個(gè)終端設(shè)備間重復(fù)進(jìn)行。
通過組合信道編碼與’163申請(qǐng)中公開的空-時(shí)碼原理，可實(shí)現(xiàn)性能的增強(qiáng)。更具體地，由于K個(gè)同步的終端設(shè)備通過N個(gè)天線發(fā)送信號(hào)到具有M≥K個(gè)接收天線的基站，通過應(yīng)用內(nèi)碼為空-時(shí)碼，而外碼為常規(guī)信道糾錯(cuò)碼的級(jí)聯(lián)編碼方案，可實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)容量增加且性能增強(qiáng)。也就是說，信息符號(hào)首先利用常規(guī)信道碼編碼。接著利用空-時(shí)分塊碼編碼該信道碼，且通過N個(gè)天線發(fā)射。在接收機(jī)，內(nèi)空-時(shí)分塊碼用于抑制來自其它共信道終端的干擾，且對(duì)傳輸符號(hào)進(jìn)行軟判決。接下來信道解碼對(duì)傳輸符號(hào)進(jìn)行硬判決。
通過將輸入數(shù)據(jù)率有效地分成多個(gè)信道可實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)率的提高，而且每個(gè)信道通過其自己的終端傳輸。從另一種方式來看，來自一個(gè)發(fā)送終端的信息符號(hào)被分為L(zhǎng)個(gè)并行的信息流。利用碼率為Rl的信道碼編碼流l，接著利用具有N個(gè)發(fā)射天線的空-時(shí)分塊編碼器再次編碼。碼率的選擇最好如下所示R1＞R2＞…＞RL。


圖1示意性地描繪了這樣一種裝置，它包括具有4個(gè)天線的基站30，具有2個(gè)天線的終端設(shè)備10以及具有2個(gè)天線的終端設(shè)備20；以及圖2示意一個(gè)終端設(shè)備將輸入信號(hào)分成兩個(gè)信息流，并且每個(gè)流通過一個(gè)獨(dú)立的雙天線配置傳輸。
圖1示意的設(shè)備10應(yīng)用空-時(shí)分塊編碼器13，其后跟隨常規(guī)星座映射器和脈沖整形電路16。電路16的輸出被饋入兩個(gè)發(fā)射天線11和12。輸入到空-時(shí)分塊編碼器的符號(hào)被分成多個(gè)分組，每組由兩個(gè)符號(hào)構(gòu)成，而且在給定符號(hào)周期，每組中的兩個(gè)符號(hào){c1，c2}同時(shí)從兩個(gè)天線發(fā)射。從天線11發(fā)射的信號(hào)為c1，而從天線12發(fā)射的信號(hào)為c2。在下一符號(hào)周期，信號(hào)-c2*從天線11發(fā)射，而信號(hào)c1*從天線12發(fā)射。
在接收機(jī)20，信號(hào)由天線21和22接收且施加到檢測(cè)器25。信道估計(jì)器23和24分別以常規(guī)方式作用于天線21和24的輸入信號(hào)，以對(duì)信道參數(shù)進(jìn)行估計(jì)。這些估計(jì)施加到檢測(cè)器25。在此公開的數(shù)學(xué)計(jì)算算法中，假定來自兩個(gè)發(fā)射天線中每一個(gè)的信道在連續(xù)兩個(gè)符號(hào)周期都保持不變。即，hi(nT)＝hi((n+1)T)，i＝1，2 (1)為確定信道特性，發(fā)射機(jī)執(zhí)行一個(gè)校準(zhǔn)對(duì)話時(shí)間，在該對(duì)話期間內(nèi)發(fā)射導(dǎo)頻信號(hào)或單音。正是這些信號(hào)在校準(zhǔn)對(duì)話期間被接收，并且為熟知的信道估計(jì)器電路23和24所用。
最大似然檢測(cè)天線21接收的信號(hào)可表示為r1＝h1c1+h2c2+η1(2)r2=-h1c2*+h2c1*+η2,---(3)]]>在此r1和r2為在連續(xù)兩個(gè)符號(hào)周期內(nèi)接收的信號(hào)，h1表示發(fā)射天線11和接收天線21之間的衰落信道，h2表示發(fā)射天線12和接收天線21之間的信道，而η1和η2為噪聲術(shù)語，假定為零平均且功率譜密度為每維N0/2的復(fù)合高斯隨機(jī)變量。定義向量r＝[r1r2*]T，c＝[c1c2]T，和η＝[η1η2*]T，公式(2)和(3)可用矩陣形式改寫為r＝H·c+η(4)在此信道矩陣H定義為H=h1h2h2*-h2*·---(5)]]>
向量η為零平均和協(xié)方差N0·I的復(fù)合高斯隨機(jī)向量。定義C為所有可能符號(hào)對(duì)c＝{c1，c2}的集合，并假定所有符號(hào)對(duì)都等概率，因此顯然優(yōu)化的最大似然(ML)解碼器可從C中選擇能最小化表達(dá)式 的符號(hào)對(duì) 。這可改寫為c^=argminc^∈C||r-H·c^||2---(6)]]>從S.Alamouti 1997年9月提交給IEEE JASC的“Space BlockCodingA simple Transmitter Diversity Scheme for wirelessCommunications，”中可看出，上面的空-時(shí)分塊碼的分集順序等同于兩分支最大比接收組合(MRRC)的分集順序。Alamouti還指出，由于矩陣H的正交性，這個(gè)解碼規(guī)則被分解為用于c1和c2的兩個(gè)獨(dú)立的解碼規(guī)則。解碼符號(hào) 的不確定性Δc定義為Δc=||r-H·c^||2·---(7)]]>公式(6)的最大似然(ML)規(guī)則可通過使信道矩陣H為正交來簡(jiǎn)化；即，H*H＝(|h1|2+|h2|2)I。這就得到一個(gè)經(jīng)修改的接收向量，r~=H*r=(|h1|2+|h2|2)·c+η~,---(8)]]>在此 。這導(dǎo)致c^=argminc^∈C||r~-(|h1|2+|h2|2)2·c^||2·---(9)]]>因此通過利用簡(jiǎn)單的線性組合，公式(9)的解碼規(guī)則減少為用于c1和c2的兩個(gè)獨(dú)立、更為簡(jiǎn)單的解碼規(guī)則。當(dāng)利用具有2b個(gè)星座點(diǎn)的信令星座時(shí)，計(jì)算ML解碼所需的解碼矩陣數(shù)從22b減少到2×2b。
當(dāng)接收機(jī)20使用M個(gè)接收機(jī)天線時(shí)，在天線m的接收向量為rm＝Hm·c+ηm， (10)在此信道矩陣Hm定義為Hm=h1mh2mh2m*-h1m·---(11)]]>在這種情況下，最優(yōu)ML解碼規(guī)則為c^=argminc^∈CΣm=1M||rm-Hm·c^||2,---(12)]]>而解碼符號(hào) 的相應(yīng)不確定性Δc定義為Δc=Σm=1M||rm-Hm·c^||2·---(13)]]>
因此在有M個(gè)接收天線的情況下，通過預(yù)先將接收信號(hào)乘以Hm*可簡(jiǎn)化解碼規(guī)則。
如上所述，圖1示出了兩個(gè)終端設(shè)備10和30，當(dāng)兩個(gè)終端設(shè)備同時(shí)和同頻道同步發(fā)送信號(hào)時(shí)，所需著重指出的問題是基站接收機(jī)的檢測(cè)性能。
在下面的標(biāo)識(shí)中，g11表示發(fā)射天線31和接收天線21之間的衰落信道，g12表示天線31和天線22之間的信道，g21表示天線32和天線21之間的信道，而g22表示天線32和天線22之間的信道。同樣{c1，c2}和{s1，s2}分別表示從終端設(shè)備10和30發(fā)射的兩個(gè)符號(hào)。
在接收機(jī)20，連續(xù)兩個(gè)符號(hào)周期內(nèi)在接收天線21接收的信號(hào)r11和r12為r11＝h11c1+h21c2+g11s1+g21s2+η11(14)r12＝-h11c2*+h21c1*-g11s2*+g21s1*+η12(15)定義r1＝[r11r12*]T，c＝[c1c2]T，s＝[s1s2]T和η1＝[η11η12*]T，公式(14)和(15)可用矩陣形式改寫為r1＝H1·c+G1·s+η1(16)在此發(fā)射機(jī)設(shè)備10和30與接收天線21之間的信道矩陣H1和G1由下式給定。H1=h11h21h21*-h11*,]]>和G1=g11g21g21*-g11*·---(5)]]>向量η1＝[η11η12*]T為零平均和協(xié)方差N0·I的復(fù)合高斯隨機(jī)向量。類似地，連續(xù)兩個(gè)符號(hào)周期內(nèi)在接收天線22接收的信號(hào)r21和r22為r21＝h12c1+h22c2+g12s1+g22s2+η21(14)r22＝-h12c2*+h22c1*-g12s2*+g22s1*+η22(15)以類似方式定義r2＝[r21r22*]T和η2＝[η21η22*]T，則公式(16)和(17)可改寫為r2＝H2·c+G2·s+η2， (18)在此信道矩陣H2和G2由下式給出H2=h12h22h22*-h12*,]]>和G2=g12g22g22*-g12*·---(19)]]>
可組合公式(14)和(18)得到矩陣形式r=r1r2=H1G1H2G2cs+η1η2.---(20)]]>最小均方誤差干擾對(duì)消(MMSEIC)當(dāng)通過最小化均方誤差準(zhǔn)則來尋求檢測(cè)和解碼信號(hào){c1，c2}時(shí)，目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)接收信號(hào)的線性組合以便檢測(cè)信號(hào){c1，c2}的均方誤差最小。一般來說，這可通過最小化一個(gè)誤差成本函數(shù)來表示，如函數(shù)J(α,β)||Σi=14αi*ri*(βi*c1+βi*c2)||2=||α*·r-β*·c||2,---(21)]]>在此r＝[r1r2r3r4]T＝[r11r12r21r22]T。
可能會(huì)注意到當(dāng)α和β都為0時(shí)，肯定能達(dá)到最小值，但這種情況當(dāng)然不是所希望的。因此，將β1設(shè)為1或?qū)ⅵ?設(shè)為1。
當(dāng)β1設(shè)為1時(shí)，從公式(40)可得到下面的最小化準(zhǔn)則J1(α1,β1)=||Σi=15α1i*r1i-c1||2=||α~1*r~-1c1||2=J1(α~1),---(22)]]>在此，α~1=[α11,α12,α13,α14,-β2]=[α1-β2],]]>而r~1=[rTc2]T]]>。由此可見，r~1=H00T1c~c2+η0=R·d1+η~,---(23)]]>在此0＝
T。
我們只需選擇 ，以便公式(22)中表達(dá)式的期望值最小。即選擇 以最小化E{J1(α~1)}=E{J1(α~1)}=E{(α~1*r~1-c1)(α~1*r~1-c1)*}---(24)]]>=α~1*E{r~1r~1*}α~1+E{c1c1*}-E{r~1c1*}α~1*-E{c1r~1}α~1]]>取 的偏導(dǎo)數(shù)并將其設(shè)為0，這導(dǎo)致Mh2h1*1α1*-β2=h10,---(25)]]>在此M=HH*+1ΓI]]>，Γ為信噪比，I為4×4的單位矩陣，h1為H的第一列，而h2為H的第二列。跟著α1=(M-h2h2*)-1h1]]>和β2*=h2*(M-h2h2*)-1h1---(26)]]>由此可見，(M-h2h2*)-1=M-1+M-1h2h2*M-11-h2*M-1h2,---(27)]]>
這就得到β2*=h2*M-1h11-h2*M-1h2.---(28)]]>從矩陣H的結(jié)構(gòu)，我們可輕易地驗(yàn)證h1和h2正交。利用這個(gè)事實(shí)以及矩陣M的結(jié)構(gòu)，可發(fā)現(xiàn)β2＝0 (29)α1＝M-1h1。(30)因此，由公式(29)和(30)給出的MMSE IC技術(shù)解決方案將最小化c1中的均方誤差，而與c2無關(guān)?？紤]當(dāng)β2設(shè)為1時(shí)的替代的成本函數(shù)，類似的分析可推出結(jié)論β1＝0 (31)α2＝M-1h2(32)在這種情況下，由公式(31)和(32)給出的MMSE IC技術(shù)解決方案將最小化c2中的均方誤差，而與c1無關(guān)。因此，根據(jù)公式(29)-(32)，顯然對(duì)來自終端設(shè)備10的信號(hào)的MMSE干擾對(duì)消將分別包含c1和c2兩個(gè)不同權(quán)集α1和α2。解碼來自終端30的信號(hào)的權(quán)也可通過類似方式得到。因此，可利用下述解碼器25中的一個(gè)子程序MMSE.DECODE解碼來自終端設(shè)備10和30的信號(hào)(c，Δc)＝MMSE.DECODE(r1，r1，H1，H2，G1，G2，Γ){r~=r1Tr1TT]]>H~=H1G1H2G2]]>M=HH*+1ΓI]]>h1=h11h21*h12h22*T=first column of H]]>h2=h21-h11*h22-h21*T=second column of H]]>α1*=M-1h1,α2*=M-1h2]]>c^=argminc^1,c^2∈C{||α1*r~-c^1||2+||α1*r~-c^2||2}]]>Δc=||α1*r~-c^1||2+||α1*r~-c^1||2]]>}
利用這個(gè)子程序，可如下所述估計(jì) 和 (c^,Δ)=MMSE.DECODE(r1,r2,H1,H2,G1,G2,Γ)---(33)]]>(s^,Δ)=MMSE.DECODE(r1,r2,G1,G2,H1,H2,Γ)---(34)]]>通過應(yīng)用一種兩級(jí)干擾對(duì)消方案可實(shí)現(xiàn)其它改進(jìn)。在這個(gè)兩級(jí)方案中，接收機(jī)利用上面公布的MMSE.DECODE子程序解碼來自兩種終端的信號(hào)。假定來自終端設(shè)備10的符號(hào) 已被正確解碼，那么接收機(jī)能完全清除終端設(shè)備10對(duì)接收信號(hào)向量r1和r2的影響。接收機(jī)接著利用X1和X2，即清除來自終端設(shè)備10信號(hào)后的接收信號(hào)向量，根據(jù)公式(10)中的最優(yōu)ML解碼規(guī)則來再解碼來自終端設(shè)備30的符號(hào) 。假定來自終端設(shè)備10的符號(hào)已被正確解碼，那么終端設(shè)備30的性能將等效于具有2個(gè)發(fā)射和2個(gè)接收天線的設(shè)備的性能(等效于4分支MRC分集)。接收機(jī)接著重復(fù)上述步驟，這是假定來自終端設(shè)備30的符號(hào) 已利用MMSE.DECODE子程序正確解碼。如前所述，接收機(jī)清除終端設(shè)備30對(duì)接收信號(hào)向量r1的影響，并利用y1和y2，即清除來自終端設(shè)備30信號(hào)后的接收信號(hào)向量，根據(jù)公式(10)中的最優(yōu)ML解碼規(guī)則來再解碼來自終端設(shè)備10的符號(hào) 。同樣如前所述，假定來自終端設(shè)備30的符號(hào)已被正確解碼，那么終端設(shè)備10的性能將等效于具有2個(gè)發(fā)射和2個(gè)接收天線的設(shè)備的性能。令Δ0＝Δc0+Δs0和Δ1＝Δc1+Δs1分別表示 和 以及 和 的總不確定性，接收機(jī)比較這兩個(gè)總不確定性，如果Δ0＜Δ1，則選擇( )，否則選擇( )。該兩級(jí)干擾對(duì)消和ML解碼算法在下面的偽代碼子程序II.MMSE.DECODE中提供。(c^,s^)=II.DECODE(r1,r2,H1,H2,G1,G2,Γ)]]>{(c^0,Δc,0)=MMSE.DECODE(r1,r2,H1,H2,G1,G2,Γ)]]>x1=r1-H1·c^0,x2=r2-H2·c^0]]>F(s)＝‖x1-G1·s‖2+‖x2-G2·s‖2s^0=argmins∈S(F(s)),]]>Δs，0＝F(s)(s^1,Δs,1)=MMSE.DECODE(r1,r2,G1,G2,H1,H2,Γ)]]>y1=r1-G1·s^1,y2=r2-G2·s^1]]>F(c)＝‖y1-H1·c‖2+‖y1-H2·c‖2c^1=argminc∈C(F(c)),]]>Δc，1＝F(c)If(Δc，0+Δs，0)＜(Δc，1+Δs，1)(c^,s^)=(c^0,s^0)]]>Else(c^,s^)=(c^1,s^1)]]>}通過上面公開的理論背景，我們意識(shí)到通過將空-時(shí)分塊編碼應(yīng)用到干擾對(duì)消和ML解碼中可使性能增強(qiáng)，同時(shí)也可使用另一種編碼方案來克服由信道引起的質(zhì)量降低，如衰落。因此，圖1中的每個(gè)發(fā)射機(jī)都包括一個(gè)信道編碼器(分別為14和34)，該信道編碼器插入到輸入信號(hào)和發(fā)射機(jī)的空-時(shí)分塊編碼器之間。信道編碼器14和24可應(yīng)用任何常規(guī)信道糾錯(cuò)碼(例如格碼或卷積碼)。
在接收機(jī)20中，內(nèi)空-時(shí)分塊碼在單元26被解碼，并且利用上面公開的MMSE方案，用來抑制來自各個(gè)共信道終端的干擾。單元26形成對(duì)應(yīng)某一終端i的兩個(gè)干擾對(duì)消向量ail和ail，而單元27形成兩個(gè)判決變量ξ1=α1*r andξ2=α2*r---(35)]]>然而這些判決將用作傳輸?shù)男畔⒎?hào)的軟判決，并饋入信道解碼器28，解碼器28為常規(guī)解碼器，且對(duì)應(yīng)信道編碼器14和34中執(zhí)行的編碼類型。因此，在圖1描繪的裝置中，內(nèi)編碼器的結(jié)構(gòu)用于干擾抑制，以便多個(gè)共信道終端在提供分集的同時(shí)能同時(shí)工作。內(nèi)碼空-時(shí)解碼器的輸出形成外編碼器解碼器的輸入，它在糾正信道誤差時(shí)判定傳輸信息。
圖2提供了一種用于增加無線系統(tǒng)的數(shù)據(jù)率或流量的裝置。在圖2中，要傳輸?shù)男畔⒃趩卧?0被分接為兩個(gè)信息流。其中一個(gè)流施加到信道編碼器41，而另一個(gè)流施加到信道編碼器51。信道編碼器41的輸出施加到空-時(shí)分塊編碼器42，接著施加到映射器和脈沖整形器53以及天線44和45。一般來說，來自一個(gè)發(fā)射終端的信息符號(hào)被分成L個(gè)并行的信息流。流l接著利用碼率Rl的信道碼編碼，再接著利用有N個(gè)發(fā)射天線的空-時(shí)分塊編碼器編碼。這兩者的編碼率可相同，但碼率如果選擇為R1＞r2＞…＞RL，則更為方便。在這種情況下，與在流u(u＞l)中傳輸?shù)姆?hào)相比，流l中傳輸?shù)姆?hào)將具有更好的抗信道誤差能力?；窘邮諜C(jī)假定裝有至少L個(gè)接收天線?；窘邮諜C(jī)將每個(gè)信息流視為一個(gè)不同用戶，并利用上面公開的遞歸干擾對(duì)消技術(shù)，或前面提到的’163申請(qǐng)中公開的技術(shù)。由于第一個(gè)流的最小碼率為R1，因此它具有最佳抗信道誤差能力，而且很有可能沒有誤差。接收機(jī)接著利用流l的解碼符號(hào)消除第一個(gè)流對(duì)總接收信號(hào)的影響，同時(shí)解碼其余L-l個(gè)流。在解碼其余L-l個(gè)流時(shí)，解碼器首先解碼來自第二個(gè)流的信號(hào)，因?yàn)樵谒惺Ｓ嗟腖-l個(gè)流中它具有最佳抗信道誤差能力(因?yàn)樵谒惺Ｓ嗟牧髦?，它的速率R2最低)。接著接收機(jī)利用第二個(gè)流的解碼符號(hào)來消除它對(duì)接收信號(hào)的影響。這個(gè)過程重復(fù)直到所有信息流被解碼。
由此可見，在這種情況下，系統(tǒng)流量可由下式給出ρ=1LΣl=1LRl(1-FER1),---(36)]]>FERl為流l的幀差錯(cuò)率。
權(quán)利要求
1.一種裝置，包括一個(gè)響應(yīng)于施加的輸入信號(hào)的信道碼編碼器，一個(gè)響應(yīng)于所述信道碼編碼器的輸出信號(hào)的空-時(shí)編碼器；以及一個(gè)響應(yīng)于所述空-時(shí)編碼器的調(diào)制器。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的裝置，還包括脈沖整形電路以及至少兩個(gè)天線，這兩個(gè)天線用于發(fā)射由所述空-時(shí)編碼器產(chǎn)生、并由所述調(diào)制器調(diào)制的空-時(shí)編碼信號(hào)。
3.一個(gè)發(fā)射機(jī)，包括一個(gè)響應(yīng)于施加的輸入信號(hào)的解復(fù)用器，用于產(chǎn)生至少兩個(gè)信號(hào)流，以及同樣多的信道編碼/空-時(shí)編碼發(fā)射機(jī)，每個(gè)發(fā)射機(jī)響應(yīng)于所述多個(gè)信號(hào)流中的一個(gè)不同信號(hào)流。
4.在根據(jù)權(quán)利要求3的發(fā)射機(jī)中，每個(gè)所述信道編碼/空-時(shí)編碼發(fā)射機(jī)包括一個(gè)碼率為Rl的信道編碼器，一個(gè)響應(yīng)于所述信道碼編碼器的輸出信號(hào)的空-時(shí)編碼器，一個(gè)響應(yīng)于所述空-時(shí)編碼器的調(diào)制器，以及至少兩個(gè)天線，用于發(fā)射由所述空-時(shí)編碼器產(chǎn)生、由所述調(diào)制器調(diào)制、并被所述脈沖整形電路限制的空-時(shí)編碼信號(hào)。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的發(fā)射機(jī)，所述解復(fù)用器產(chǎn)生L個(gè)信號(hào)流，其中所述L個(gè)信道編碼/空-時(shí)編碼發(fā)射機(jī)中的所述信道編碼器產(chǎn)生互不相同的碼率Rii＝1，2，...，L。
6.根據(jù)權(quán)利要求4的發(fā)射機(jī)，所述解復(fù)用器產(chǎn)生L個(gè)信號(hào)流，其中所述L個(gè)信道編碼/空-時(shí)編碼發(fā)射機(jī)中的所述信道編碼器產(chǎn)生碼率Rii＝1，2，...，L，且R1＞R2＞…＞RL。
7.根據(jù)權(quán)利要求1的發(fā)射機(jī)，其中所述信道碼編碼器執(zhí)行格碼編碼。
8.根據(jù)權(quán)利要求1的發(fā)射機(jī)，其中所述信道碼編碼器執(zhí)行卷積編碼。
9.一個(gè)接收機(jī)，包括一個(gè)空-時(shí)編碼信號(hào)的檢測(cè)器；以及一個(gè)用于解碼嵌入到所述檢測(cè)器的輸出信號(hào)中的信道碼編碼信號(hào)的解碼器。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的接收機(jī)，其中所述檢測(cè)器應(yīng)用MMSE IC解碼器。
11.根據(jù)權(quán)利要求9的接收機(jī)，其中所述檢測(cè)器應(yīng)用一種兩級(jí)算法來產(chǎn)生一個(gè)權(quán)向量，用于消除來自不同于信號(hào)正被檢測(cè)的給定終端的其它終端的干擾信號(hào)。
12.根據(jù)權(quán)利要求11的接收機(jī)，其中所述兩級(jí)算法為(c^,s^)=II.DECODE(r1,r2,H1,H2,G1,G2,Γ)]]>{(c^,Δc,0)=MMSE.DECODE(r1,r2,H1,H2,G1,G2,Γ)]]>x1=r1-H1·c^0,x2=r2-H2·c^0]]>F(s)＝‖x1-G1·s‖2+‖x2-G2·s‖2s^0=argmins∈S(F(s))]]>，Δs，0＝F(s)(s^1,Δs,1)=MMSE.DECODE(r1,r2,G1,G2,H1,H2,Γ)]]>y1=r1-G1·s^1,y2=r2-G2·s^1]]>F(c)＝‖y1-H1·c‖2+‖y1-H2·c‖2c^1=argminc∈C(F(c)),]]>Δc.1＝F(c)If(Δc，0+Δs，0)＜(Δc，1+Δs，1)(c^,s^)=(c^0,s^0)]]>Else(c^,s^)=(c^1,s^1)]]>}
13.根據(jù)權(quán)利要求9的接收機(jī)，其中所述用于解碼信道碼的解碼器為格碼解碼器。
14.根據(jù)權(quán)利要求9的接收機(jī)，其中所述用于解碼信道碼的解碼器為卷積解碼器。
全文摘要
通過組合信道編碼與空－時(shí)編碼原理可增強(qiáng)性能。通過K個(gè)同步終端經(jīng)N個(gè)天線發(fā)射到具有M＄m(GK)個(gè)接收天線的基站,利用內(nèi)碼為空－時(shí)分塊碼而外碼為常規(guī)信道糾錯(cuò)碼的級(jí)聯(lián)編碼方案可獲得更大的系統(tǒng)容量和改進(jìn)的性能。信息符號(hào)首先利用常規(guī)信道碼編碼,接著利用空－時(shí)分塊碼來編碼所得到的信號(hào)。在接收機(jī)中,使用內(nèi)空－時(shí)分塊碼來抑制來自其它共信道終端的干擾,且對(duì)傳輸符號(hào)進(jìn)行軟判決。接下來的信道解碼對(duì)傳輸符號(hào)進(jìn)行硬判決。通過有效地將輸入數(shù)據(jù)率分成多個(gè)信道可實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)率增加,而且每個(gè)信道在其自己的終端上傳輸。
文檔編號(hào)H04B7/26GK1342354SQ99810338
公開日2002年3月27日 申請(qǐng)日期1999年8月23日 優(yōu)先權(quán)日1998年9月4日
發(fā)明者阿瑟·R·卡爾德班克, 阿伊曼·F·那古伊布, 那姆比拉詹·塞沙德里 申請(qǐng)人:美國電報(bào)電話公司